JP2011091947A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成にて、高力率かつ低ノイズの直流電源装置を提供する。
【解決手段】ブリッジ整流回路２の交流入力側に接続されて、リアクタ３を介して交流電源１を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段４を備えて、交流電源１の電源半周期間に少なくとも２回以上スイッチング手段４を駆動する直流電源装置において、リアクタ３に接続されていない側のブリッジ整流回路２の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ３を、リアクタ３に接続されている側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ２に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成し、かつ、リアクタ３に接続されていない側のブリッジ整流回路２の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ４を、リアクタ３に接続されている側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ１に比べて逆回復時間の大きなダイオードによって構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する直流電源装置に関するものである。

従来、簡単な構成にて高い力率を得ることができる直流電源装置として、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、整流回路の入力側に接続されたリアクタと、スイッチング素子を備えて、スイッチング素子を用いて交流電源を電源半周期に複数回、リアクタを介して短絡・開放することによって、入力電流における通電幅を拡大するとともに、交流電源からの交流電圧を昇圧して得られる直流電圧を、負荷へ供給する直流電源装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。

図１０は、特許文献１に記載された従来の直流電源装置を示すものである。

図１０に示された従来の直流電源装置は、リアクタ３、整流回路２０、平滑コンデンサ５、ダイオードブリッジ２１およびトランジスタ２２からなる双方向性のスイッチング手段を備えた主回路と、ゼロクロス検知部２３、スイッチング制御部７とを備え、交流電源１の電源半周期に複数回、トランジスタ２２をオン・オフすることにより、オン期間中にリアクタ３に蓄積したエネルギーをオフ期間に負荷側へ放出することによって、交流電源１から供給される交流電圧を昇圧して直流電圧に変換し、負荷であるモータ２５を駆動するインバータ２４に電力を供給している。

図１１（ａ）は、従来の直流電源装置の入力電流波形の一例を示す図である。

従来の直流電源装置におけるスイッチング制御部７は、交流電源１の電源半周期間に、負荷の大きさに応じて予め定められた回数だけ、ゼロクロス検知部２３によって得られる交流電源１のゼロクロス点を基準時刻としたタイミングにて、トランジスタ２２をオン・オフ動作させる。

さらに、負荷へ供給する直流電圧の電圧検出部１０を備え、トランジスタ２２のオン期間を調整することによって、直流電源装置の出力電圧を負荷に応じて調整しつつ、図１１（ａ）に示すような、広い通電幅を有する入力電流波形を得ることにより、高い力率を実現する。

特開２００９−１００４９９号公報

しかしながら、上記従来の直流電源装置においては、スイッチング素子（トランジスタ）がオフの期間（かつ、整流回路中のダイオードを介して電流が直流電源装置の負荷側へと流れている期間）には、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、電流が流れてオン状態にあるダイオードに接続されている側の直流電源装置の直流出力端の電位（平滑コンデンサの正側または負側の電位）にほぼ等しくなるのに対し、スイッチング素子がオンの期間には、整流回路を構成するダイオードがすべてオフ状態（逆バイアス状態）となるために、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、直流電
源装置の出力の負側の電位に対してフローティング状態となり、結果的に整流回路を構成するダイオードの逆バイアス時の容量、その他周辺部の浮遊容量のバランスによって定まる電位に変化する。

すなわち、ブリッジ整流回路を構成するダイオードをＤ１，Ｄ２，Ｄ３、Ｄ４（Ｄ１とＤ２、Ｄ３とＤ４がそれぞれ直列に接続され、Ｄ１およびＤ３が平滑コンデンサの正側の端子に、Ｄ２およびＤ４が平滑コンデンサの負側の端子にそれぞれ接続されるように記号をつける）とした場合、スイッチング手段のターンオン時においては、交流電源からの交流電圧が正の半周期の場合、ダイオードＤ１とダイオードＤ４とがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧を、ダイオードＤ１とダイオードＤ４の逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至る。また、交流電源からの交流電圧が負の半周期の場合は、ダイオードＤ２とダイオードＤ３とがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧をダイオードＤ２とダイオードＤ３の逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至ることになる。ここで、ブリッジ整流回路を構成するダイオードが同一でバランスの取れている場合には、逆バイアス電圧の分担比率がほぼ１：１となり、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、およそ直流電源装置の出力電圧の１／２の電位に変化する。

その結果、従来の直流電源装置においては、スイッチング素子のオン・オフの度に、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位と直流電源装置の出力側各部との電位差が、スイッチング時間内に変化することになる。

一般に、交流電源ラインの電位は、大地に対して交流的に安定した電位となっていることから、スイッチング素子のオン・オフの度に、交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電位差が変化することによって、直流電源装置の出力側の各部の、大地に対する電位が変化することとなり、これがコモンモードノイズの原因となっていた。（上記電位差の波形については、例えば図１１（ｂ）（ｃ）を参照。ただし、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位＝ダイオードＤ４のカソード電位。）
上記のコモンモードノイズは、スイッチング回数が比較的少ない場合においてはさほど問題にならないが、力率や昇圧性能の向上等の目的により、スイッチング回数を増加させたい場合にコモンモードノイズの増加が課題となる。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、簡単な構成にて、スイッチング回数を増加させてもコモンモードノイズの増加を抑制することができる高力率かつ低ノイズの直流電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源からの交流電圧を整流するブリッジ整流回路と、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端の一端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力側に接続されて、リアクタを介して交流電源を短絡・開放するスイッチング手段を備えるとともに、ブリッジ整流回路を構成するダイオード（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）のうち、リアクタに接続されていない側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ３は、リアクタに接続されている側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ２に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成され、かつ、リアクタに接続されていない側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ４は、リアクタに接続されている側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ１に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成されるものである。

これによって、スイッチング手段がオフ状態にあって、逆回復特性に差のある２個のダイオードＤ１、Ｄ４（交流電源の交流電圧が負の半周期の場合は、Ｄ２、Ｄ３）を介して
負荷側へ電流が流れている状態から、スイッチング手段がターンオンする場合において、逆回復特性の良い方の（より高速の）ダイオードＤ１（またはＤ２）がダイオードＤ４（またはＤ３）よりも先にオフするため、直流電源装置の出力電圧をダイオードＤ１（またはＤ２）のみで分担する形となり、ダイオードＤ１（またはＤ２）の逆バイアス電圧のみが上昇し、やがて出力電圧にほぼ等しい電圧に達する。

逆バイアス状態のダイオードＤ１（またはＤ２）は、充電されたコンデンサと等価的に同じであるため、逆回復特性の悪い方のダイオードＤ４（またはＤ３）は、少数キャリアがまだ残っているうちに、逆バイアス状態ではなくなってしまう。

そのため、ダイオードＤ１（またはＤ２）の逆バイアス電圧が出力電圧にほぼ等しい電圧に達した後も、ダイオードＤ４（またはＤ３）の両端電圧が上昇することはなく、スイッチング手段がターンオンする前に電流が流れていた逆回復特性の悪い方のダイオードＤ４（またはＤ３）の両端電圧を、ほぼオン状態の電圧のまま保つことができる。

その結果、本発明の直流電源装置は、スイッチング手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動をほぼゼロに抑制することができる。

スイッチング手段の短絡・開放時において、交流電源と直流電源装置の出力間の電位差変動が生じなくなることから、スイッチング回数の増加に伴うコモンモードノイズを抑制することができる。

本発明の実施の形態１における直流電源装置の構成を示す図 本発明の実施の形態１におけるスイッチング手段の構成を示す図（ａ）スイッチング手段の一例を示す図（ｂ）他の一例を示す図 本発明の実施の形態１における電圧位相検出部の構成の一例を示す図（ａ）電圧位相検出部の構成を示す図（ｂ）電圧位相検出部の出力信号を示す図 本発明の実施の形態１における各部の波形の一例を示す図（ａ）入力電流を示す図（ｂ）ダイオードＤ２のカソード電位を示す図（ｃ）ダイオードＤ４のカソード電位を示す図 交流電源１の電圧が正の半周期間における、本発明の実施の形態１のスイッチング手段４がオン時の入力電流経路を示す図 交流電源１の電圧が正の半周期間における、本発明の実施の形態１のスイッチング手段４がオフ時の入力電流経路を示す図 本発明の実施の形態１のスイッチング手段４がターンオン時におけるダイオードＤ１の逆バイアス電圧波形の一例を示す図（交流電源１の電圧が正の半周期間の場合） 本発明の実施の形態２における直流電源装置の構成を示す図 本発明の実施の形態２における各部の波形の一例を示す図（ａ）入力電流を示す図（ｂ）ダイオードＤ４のカソード電位を示す図 従来の直流電源装置の構成を示す図 従来の直流電源装置における各部の波形の一例を示す図（ａ）入力電流を示す図（ｂ）ダイオードＤ２のカソード電位を示す図（ｃ）ダイオードＤ４のカソード電位を示す図

第１の発明は、交流電源からの交流電圧を整流するブリッジ整流回路と、交流電源とブ
リッジ整流回路の交流入力端の一端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力側に接続されて、リアクタを介して交流電源を短絡・開放するスイッチング手段と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサと、交流電源の電源半周期間に少なくとも２回以上スイッチング手段を駆動するスイッチング制御部を備えて、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給する直流電源装置において、ブリッジ整流回路を構成するダイオード（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）のうち、リアクタに接続されていない側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ３を、リアクタに接続されている側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ２に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成し、かつ、リアクタに接続されていない側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ４を、リアクタに接続されている側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ１に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成するものである。

これによって、スイッチング手段がターンオンする際に、ダイオードＤ１（またはＤ２）がダイオードＤ４（またはＤ３）よりも先にオフし、ダイオードＤ４（またはＤ３）内の少数キャリアがまだ残っているうちに、逆バイアス状態でなくなることから、スイッチング手段がターンオンする前に電流が流れていたダイオードＤ４（またはＤ３）の両端電圧をほぼオン状態の電圧のまま保つことができ、スイッチング手段の開閉動作前後において、交流電源ラインと直流電源装置の出力間における電位差の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、ダイオードＤ３を、ダイオードＤ２の逆回復時間と、スイッチング手段のターンオン直後にダイオードＤ１とダイオードＤ２の中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長い逆回復時間を有するダイオードで構成し、かつ、ダイオードＤ４を、ダイオードＤ１の逆回復時間と、スイッチング手段のターンオン直後にダイオードＤ１とダイオードＤ２の中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長い逆回復時間を有するダイオードにて構成するものである。

これによって、スイッチング手段のターンオン直後にダイオードＤ１とダイオードＤ２の中点電位に生じる減衰振動が収まるまで、スイッチング手段がターンオンする前に電流が流れていたダイオードＤ４（またはＤ３）の両端電圧をほぼオン状態の電圧のまま保つことができるので、ダイオードＤ４（またはＤ３）の少数キャリアが減少してダイオードＤ４（またはＤ３）がオン状態の電圧を保てなくなる時点における上記減衰振動の振幅によって、リアクタに接続されていない側の交流電源と、直流電源装置の出力間にわずかに生じる電圧変動をも抑制することができ、スイッチング手段による開閉動作の前後において、交流電源と直流電源装置の出力間における電圧変動を生じさせないので、コモンモードノイズをさらに抑制することができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、前記ダイオードＤ３およびダイオードＤ４を、一般整流用ダイオードにて構成するものであり、一般に安価で、逆回復時間が数十μｓ程度と大きく、順方向電圧の低い一般整流用ダイオードを用いることによって、ダイオードＤ３、Ｄ４とダイオードＤ１、Ｄ２との逆回復時間の差を十分に確保することで、第１および第２の発明と同様の効果を得るとともに、安価でかつ、高効率の直流電源装置を構成することが可能となる。

第４の発明は、特に、第１〜第３の発明において、スイッチング制御部は、１５ｋＨｚ以上のキャリア周波数にてスイッチング手段を駆動し、かつ、ダイオードＤ１、Ｄ２の逆回復時間を１００ｎｓ以下、ダイオードＤ３、Ｄ４の逆回復時間を１μｓ以上とするものである。これによって、ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる逆回復電流による損失を熱設計可能なレベル以下に抑制しつつ、ダイオードＤ１，Ｄ２とダイオードＤ３，Ｄ４との間の逆回復時間差を十分に設けて、第１または第２の発明と同様の効果を得ることに加えて、人
にとってさほど騒音が気にならない周波数領域まで周波数を高くしてスイッチング回数を増加させることで、リアクタからの騒音を気にすることなく、細やかなスイッチング動作によって入力電流をより正弦波に近い波形に制御できるので、さらに高い力率を得ることができる。

また、１５ｋＨｚ以上の高いキャリア周波数にて、多数のスイッチングによって分散して昇圧動作を行うため、１回のスイッチングにおける短絡期間が短くなり、デューティ比を大きくしても、入力電流リプルの増加によって力率を低下させる心配が少ないことから、昇圧動作を行うトータルの短絡期間を大きくとることが可能となるので、より高い昇圧性能を得ることが可能となる。

第５の発明は、特に、第１〜第４の発明において、高い透磁率を示す珪素鋼板（電磁鋼板）のコアを有するリアクタを用いることで、同一体積において、より大きなインダクタンス値を得ることができ、これにより、交流電源への高周波ノイズの伝導をさらに抑制することができるものである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における直流電源装置の構成を示す図である。

図１に示すように、本発明における直流電源装置は、交流電源１からの交流電圧を整流するブリッジ整流回路２と、交流電源１とブリッジ整流回路２の交流入力端の一端との間に接続されたリアクタ３と、ブリッジ整流回路２の交流入力側に接続されて、リアクタ３を介して交流電源１を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段４と、ブリッジ整流回路２の直流出力端に接続された平滑コンデンサ５とを備える。

さらに、交流電源１の交流電圧位相を検出する電圧位相検出部６とスイッチング手段４を駆動するスイッチング制御部７を備え、スイッチング制御部７は、電圧位相検出部６によって得られる交流電圧位相に同期したタイミングにて、交流電源１の電源半周期間に少なくとも２回以上スイッチング手段を駆動することによって、交流電源１の交流電圧を昇圧して直流電圧に変換し、負荷８へ供給する。

さらに、本発明の実施の形態１の直流電源装置は、ブリッジ整流回路２を構成するダイオード（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）のうち、リアクタに接続されていない側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ３を、リアクタに接続されている側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ２に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成し、リアクタに接続されていない側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ４を、リアクタに接続されている側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ１に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成する。

以下、各部の詳細について記載する。

図２は、スイッチング手段４の構成例を示す図である。

スイッチング手段４は、双方向性のものであればよく、例えば、図２（ａ）に示すように、一般整流用のダイオードブリッジ４ａとＩＧＢＴ４ｂ（もしくはＭＯＳＦＥＴ）とで構成することで安価な構成とすることができる。また、図２（ｂ）のように、２石のＭＯＳＦＥＴ４ｃ、４ｄにて構成することにより、スイッチング手段４に流れる電流が小さい
場合におけるオン時の損失を小さくすることで、軽負荷時の効率を高めることもできる。

次に、電圧位相検出部６の構成例を図３に示す。電圧位相検出部６は、電圧検出用のトランス（ＰＴ）によって構成することもできるが、図３（ａ）に示すように、フォトカプラ６ｄと抵抗（６ｂ、６ｃ、６ｅ）、ダイオード６ａによって構成される回路にて、交流電源１のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点からの時間によって交流電源１の電圧位相を推定することで、安価な構成とすることができる。なお図３（ｂ）は、電圧位相検出部６の出力信号を示している。

図４は、本発明の第１の実施の形態における各部の波形例を示す図である。

スイッチング制御部７は、電圧位相検出部６によって検出される交流電圧のゼロクロス点の時刻とゼロクロス点からの経過時間によって、スイッチング手段４をオンするタイミング（電圧位相）を推定し、得られた電圧位相に基づいて交流電源１の電源半周期毎にスイッチング手段４を複数回スイッチング動作する。

具体的には、スイッチング制御部７は、交流電源１の電源半周期毎に、平滑コンデンサ５の電圧をフィードバックしながら、予め短絡を開始する交流電圧位相の定められた複数個（５個）の短絡パルスの短絡期間を調整することによって、負荷８へ供給される直流電圧を、負荷に応じて必要な所望の電圧に制御しつつ、図４（ａ）に示すような入力電流を得ることで、入力電流の通電幅を拡大し、高い力率を得ることができる。

図５は、交流電源１の交流電圧が正の半周期間における、本発明の実施の形態１の直流電源装置のスイッチング手段４がオン時の入力電流経路を示す図である。

図５に示すように、スイッチング手段４がオンの場合においては、交流電源１からの入力電流は、リアクタ３とスイッチング手段４のみを流れて交流電源１に戻るため、Ｄ１からＤ４すべてのダイオードは、オフ状態となる。

図６は、交流電源１の交流電圧が正の半周期間における、本発明の実施の形態１の直流電源装置のスイッチング手段４がオフ時の入力電流経路を示す図である。

図６に示すように、スイッチング手段４がオフの場合には、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４がオン状態、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３がオフ状態となる。

図５および図６からわかるように、一般に、スイッチング手段４がターンオンする際には、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４は、ともにオン状態からオフ状態へと移行するため、従来の直流電源装置（図１０）においては、図１１（ｂ）（ｃ）に示すように、ダイオードＤ１とダイオードＤ４は、ともに逆バイアス電圧が印加された状態となって、直流電源装置の負側の出力端子から見たＤ４のカソード電位、すなわち（リアクタ３に接続されていない側の）交流電源１の電位は、スイッチング手段４の開閉の度に大きく変動してしまう。

しかしながら、本発明の実施の形態１における直流電源装置におけるダイオードＤ４は、ダイオードＤ１に比べて十分に逆回復時間の大きなダイオードにて構成されていることから、スイッチング手段４のターンオン時において、ダイオードＤ４内に蓄積されていた過剰キャリアが完全に消滅しないうちに、先にダイオードＤ１がオフし、ダイオードＤ１にのみ逆バイアス電圧がかかる状態となる。その後、ダイオードＤ１の逆バイアス電圧は、ダイオードＤ１自体の静電容量や、パターンその他の浮遊インダクタンス、抵抗成分によって減衰振動を伴い、ほぼ直流電源装置の出力電圧に等しい電圧へと収束する。

図７は、上記のスイッチング手段４のターンオン時におけるダイオードＤ１の逆バイアス電圧波形の一例を示す図である。本実施の形態１における直流電源装置におけるダイオードＤ４は、ダイオードＤ１の逆回復時間と、ダイオードＤ１、Ｄ２の中点電位における減衰振動すなわち、上記Ｄ１の逆バイアス電圧における減衰振動の減衰が実質的に完了するまでの減衰時間（ダイオードＤ１にかかる逆バイアス電圧の減衰振動の振幅が、収束電圧に対するオーバーシュート量のおよそ１／１０程度になるまでの時間）との和よりも大きな逆回復時間を有するダイオードにて構成されている。

これによって、スイッチング手段４のターンオンの際、ダイオードＤ４は、スイッチング手段４がオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差のまま保たれる。その結果、本発明の直流電源装置においては、直流電源装置の出力の負側から見たダイオードＤ２のカソード電位（Ｄ１のアノード電位）は、図４（ｂ）に示すように、スイッチング手段４の開閉の度に、ほぼ直流電源装置の出力電圧（直流電圧）に等しい振幅で変動するのに対し、直流電源装置の出力の負側から見たダイオードＤ４のカソード電位は、図４（ｃ）に示すように、スイッチング手段４の開閉の前後においてほとんど変動しない。

なお、上記ダイオードＤ１の逆バイアス電圧における減衰振動が収束するまでの時間に比べて、Ｄ４の逆回復時間が短い場合には、従来の直流電源装置と同様に、交流電源１の交流電圧の絶対値と平滑コンデンサ５の直流電圧との差に相当する電圧を、ダイオードＤ１とダイオードＤ４の逆バイアス電圧で分担することになるが、ダイオードＤ４の逆回復時間がダイオードＤ１の逆回復時間よりも十分長ければ、減衰振動の収束時における逆バイアス電圧の分担比は、ダイオードＤ４に比べてダイオードＤ１の方が大きくなる。

したがって、ダイオードＤ４の逆回復時間がダイオードＤ１の逆回復時間よりも長く、ダイオードＤ４の逆回復時間が、スイッチング手段４のターンオン直後にダイオードＤ１にかかる逆バイアス電圧の減衰振動の振幅が収束電圧に対するオーバーシュート量の１／２以下になるまでの時間程度である場合においても、スイッチング手段４のターンオン時におけるダイオードＤ４の逆バイアス電圧、すなわち、交流電源１と直流電源装置間の電圧変動を小さくすることができるので、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。

また、本実施の形態１における直流電源装置は、ダイオードＤ２とダイオードＤ３との関係が、ダイオードＤ１とダイオードＤ４の関係と同じであることから、上記の内容は、交流電源１の負の半周期においても同様に成立する。

以上のように、本発明の直流電源装置は、スイッチング手段４の開閉時に従来の直流電源装置において見られる、交流電源１と直流電源装置の出力間における電位差の急峻な変動を抑制することができるので、交流電源１と直流電源装置の出力間には、従来の電源装置においてコモンモードノイズの発生原因となっていた、図１１（ｃ）に示すような、スイッチング動作に同期した比較的高い周波数成分を有する電圧変動を生じない。

したがって、本発明の直流電源装置は、スイッチング回数を増加させても、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生を大幅に抑制することができ、高力率かつ低ノイズの直流電源装置を実現することができる。

（実施の形態２）
図８は、本発明の第２の実施の形態における直流電源装置の構成を示す図である。

図８に示すように、本発明における直流電源装置は、実施の形態１の構成に加えて、リ
アクタ３に流れる入力電流を検出する電流検出部１１を備える。

リアクタ３に接続された側のダイオードＤ１およびダイオードＤ２は、逆回復時間ｔｒｒが３０〜１００ｎｓ程度の高速ダイオード（ファーストリカバリダイオード）、リアクタ３に接続されていない側のダイオードＤ３およびダイオードＤ４は、逆回復時間がおよそ１０〜２０μｓ程度の一般整流用ダイオードで構成される。

図９は、本実施の形態２における各部の波形例を示す図である。

本実施の形態における直流電源装置のスイッチング制御部７は、１５ｋＨｚ以上のキャリア周波数によるＰＷＭ制御によって、電流検出部１１によって検出される交流電源１からの入力電流が、スイッチング制御部７で演算されて得られる正弦波状の指令電流値と等しくなるようにフィードバック制御することによって、入力電流を、図９（ａ）に示すような波形とする。

上記指令電流値は、スイッチング制御部７により、その正弦波の振幅を、電圧検出部１０によって検出される負荷８への供給電圧（直流電圧）が負荷８に応じて予め設定されている所望の電圧と等しくなるように、電圧フィードバックによって調整される。

本実施の形態２における直流電源装置においても、リアクタ３に接続されていないダイオードＤ３、Ｄ４は、実施の形態１同様に、リアクタ３に接続されたダイオードＤ１、Ｄ２に比べて十分に逆回復時間の大きなダイオードが用いられており、さらに、スイッチング手段４のターンオン直後に、ダイオードの容量および、パターン等のインダクタンス、抵抗成分によって生じる、ダイオードＤ１およびＤ２の中点電位に見られる減衰振動現象における減衰時間とダイオードＤ１およびＤ２の逆回復時間の和よりも大きな逆回復時間を有することから、実施の形態１と同様に、スイッチング手段４の開閉時において、ダイオードＤ４のカソード電位すなわち、（リアクタ３に接続されていない側の）交流電源１と直流電源装置間の電圧は、開閉時における急峻な変動が抑制されて、ほぼ交流電源１の電源半周期ごとに、直流電源装置の出力電圧に等しい直流電圧と０ボルト間を行き来する、図９（ｂ）に示すような電圧波形となる。

本実施の形態２の直流電源装置では、スイッチング回数が実施の形態１に比べて１〜２桁も多くなるため、ノイズの抑制効果は、より顕著になる。

なお、一般的なプリント基板への実装環境においては、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４の逆回復時間を、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２の逆回復時間よりも１桁程度大きな値とすれば、上記の効果は得られるので、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数から、整流回路の逆回復電流による損失を考慮してダイオードＤ１、Ｄ２に３０ｎｓ〜１００ｎｓの高速ダイオードを用いた場合、ダイオードＤ３、Ｄ４には、逆回復時間が１μｓ以上のダイオードを使用すればよい。

また、オフ時におけるダイオードは、等価的にコンデンサで表すことができるので、ダイオードＤ１、Ｄ２とダイオードＤ３，Ｄ４の逆回復時間差を十分に確保できない場合には、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４に並列に小容量のコンデンサを接続しても同様の効果を得ることができる。

以上により、本実施の形態２の直流電源装置は、コモンモードノイズの発生を抑制しつつ、人にとってさほど騒音が気にならない周波数領域まで周波数を高くしてスイッチング回数を増加させることで、リアクタからの騒音を気にすることなく、細やかなスイッチング動作によって入力電流をより正弦波に近い波形に制御できるので、低ノイズにて、実施
の形態１の直流電源装置に比べてより高い力率を得ることができる。

また、本実施の形態２の直流電源装置において、１回のスイッチングあたりの短絡期間は、キャリア周期とディーティ比との積で表されることから、デューティ比が大きくなっても、１回の短絡期間は、原理上、キャリア周期以下の値に制限される。そして、１回の短絡期間における入力電流の増加量は、交流電源１の瞬時電圧とリアクタ３のインダクタンス値の比で算出される電流変化率と短絡期間との積によって定まるので、１５ｋＨｚ以上の高いキャリア周波数にて制御される本実施の形態２の直流電源装置においては、高い昇圧率を確保するためにデューティ比が大きくなっても電流リプルの増加は限定的となる。

したがって、デューティ比を大きくしても、入力電流におけるキャリア周波数の電流成分が増加し、基本波成分の含有率が低下することによって力率を低下させる心配が少ないことから、力率や高調波への影響を考慮した場合、実施の形態１の直流電源装置に比べて、昇圧動作を行うトータルの短絡期間を大きくとることが可能となるので、より高い昇圧性能を得ることが可能となる。

なお、ダイオードＤ３，Ｄ４に安価な一般整流用ダイオードを用いることで、ダイオードＤ１、Ｄ２とダイオードＤ３、Ｄ４間の逆回復時間の差を十分に確保することができるだけでなく、同時に、高速ダイオードに比べて低い順方向電圧を利用することによって、ブリッジ整流回路２における回路損失を低減することができるため、より安価で、かつ高効率の直流電源装置を得ることができる。

さらに、珪素鋼鈑のコアを用いたリアクタ３を用いた場合には、一般にダスト系のコアに比べて同一体積で５〜１０倍以上のインダクタンスが得られることから、入力電流のリプル電流の低減効果が得られ、コモンモードノイズの発生の抑制のみならず、ノーマルモードノイズの発生低減ならびに、発生したノイズの電源ラインへの伝導をさらに抑制することが可能となる。

以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、簡単な構成にて高力率かつ低ノイズの直流電源装置を実現するものであり、空気調和機やヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、洗濯機など、交流電源によって電力供給される電化製品への用途に適用できる。

１ 交流電源
２ ブリッジ整流回路
３ リアクタ
４ スイッチング手段
５ 平滑コンデンサ
７ スイッチング制御部
８ 負荷
１０ 電圧検出部
１１ 電流検出部
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｄ４ ダイオード

Claims (5)

1. 交流電源からの交流電圧を整流するブリッジ整流回路と、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端の一端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力側に接続されて、リアクタを介して交流電源を短絡・開放するスイッチング手段と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサと、交流電源の電源半周期間に少なくとも２回以上スイッチング手段を駆動するスイッチング制御部を備えて、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給する直流電源装置において、
   ブリッジ整流回路を構成するダイオード（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）のうち、リアクタに接続されていない側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ３は、リアクタに接続されている側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ２に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成され、かつ、リアクタに接続されていない側の交流入力端にカソードが接続されたダイオードＤ４は、リアクタに接続されている側の交流入力端にアノードが接続されたダイオードＤ１に比べて逆回復時間の大きなダイオードで構成されることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記ダイオードＤ３の逆回復時間は、前記ダイオードＤ２の逆回復時間と、前記スイッチング手段のターンオン直後にダイオードＤ１とダイオードＤ２との中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く、かつ、
   前記ダイオードＤ４の逆回復時間は、前記ダイオードＤ１の逆回復時間と、前記スイッチング手段のターンオン直後にダイオードＤ１とダイオードＤ２との中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長いことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記ダイオードＤ３および前記ダイオードＤ４は、一般整流用ダイオードで構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
4. 前記スイッチング制御部は、１５ｋＨｚ以上のキャリア周波数にてスイッチング手段を駆動し、かつ、前記ダイオードＤ１およびダイオードＤ２の逆回復時間は、１００ｎｓ以下、前記ダイオードＤ３およびダイオードＤ４の逆回復時間は、１μｓ以上であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の直流電源装置。
5. 前記リアクタのコアは、珪素鋼板にて構成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の直流電源装置。