JP2011109900A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コモンモードノイズの発生を抑制することができる直流電源装置を提供する。
【解決手段】第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード、第４のダイオードの逆回復時間は、第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間より長い素子で構成することで、短絡手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源からの交流電圧を整流して負荷へ直流電圧を供給する直流電源装置に関する。

図６は、特開２００６−３０４５８６号広報に示された従来の直流電源装置を示す。図６において、１は交流電源、２はリアクトル、３は交流電源１とリアクトル２を介して電源短絡電流を流し入力力率改善、高調波電流抑制、直流電圧を制御するスイッチ素子、４は交流電源１を直流に整流する整流器、５は整流器４の出力を平滑化するコンデンサ、６は負荷、７は交流電源１から流れる入力電流を検出する入力電流検出器、８は交流電源１の電圧を検出する電源電圧検出器、９は負荷６へ出力する出力直流電圧を検出する直流電圧検出器、１０は入力電流検出器７、電源電圧検出器８、直流電圧検出器９からの検出信号からスイッチ素子３を動作させる駆動信号を生成し、出力する制御手段である。

図７は、従来の直流電源装置の各部動作の波形説明図を示す。スイッチ素子３がオフしている場合は単純な全波整流となるが、スイッチ素子３をオンすると、交流電源１−リアクトル２−スイッチ素子３−交流電源１の経由にて短絡電流が流れる。その後、スイッチ素子３をオフすると、リアクトル２は電流を流し続けようとするので、入力電流が流れ続け、整流器４を介してコンデンサ５を充電するように作用する。つまり、電源電圧のゼロ点からＴｄｌだけ遅延させた期間の後、スイッチ素子３をＴｏｎ期間オンすると、図７（ａ）に示すような電流が流れることとなる。

一方、図７（ｂ）は、電源半周期に数回程度スイッチ素子を動作した場合の各部動作の波形説明図を示す。スイッチ素子３を複数回スイッチ動作することで電流を滑らかにし、入力電流を正弦波状に近づくように制御して力率改善、高調波電流低減をしている。

特開２００６−３０４５８６号公報

しかしながら、上記従来の直流電源装置は比較的良好な特性を有するが、スイッチ素子３を複数回スイッチ動作する場合、整流器の回路構成は高速リカバリーダイオードで構成されるのが一般的であるが、スイッチ素子３のオフとオンの切換え時における整流器のダイオードのターンオフのタイミングは一律にはならないので、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子と整流器の負の直流出力端間の電圧は変動する傾向にある。

特に、従来の直流電源装置の回路構成で数ｋＨｚ以上の高周波スイッチング動作した場合、整流器をすべて高速リカバリーダイオードで構成すると、スイッチ素子３のオフとオンの切換え毎のダイオード４ｄの両端電圧は図８（ｂ）に示すように、直流出力電圧が約３００Ｖでは、交流電源の正の半サイクル間のダイオード４ｄの両端電圧は平均約１００Ｖ変動している。数ｋＨｚ以上の高周波スイッチング動作ではスイッチ素子のオフとオンの切換え回数が多くなる分、１周期間のダイオード４ｄの両端電圧は図８（ａ）に示すように、交流電源の正の半サイクル間に渡って変動しているので、コモンモードノイズが増大するという課題を有していた。

また、短絡手段がオフの期間（かつ、整流回路中のダイオードを介して電流が直流電源装置の負荷側へと流れている期間）には、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、電流が流れてオン状態にあるダイオードに接続されている側の直流電源装置の直流出力端の電位（平滑コンデンサの正側または負側の電位）にほぼ等しくなるのに対し、短絡手段がオンの期間には、整流回路を構成するダイオードがすべてオフ状態（逆バイアス状態）となるために、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、直流電源装置の出力の負側の電位に対してフローティング状態となり、結果的に整流回路を構成するダイオードの逆バイアス時の容量、その他周辺部の浮遊容量のバランスによって定まる電位に変化する。

すなわち、ブリッジ整流回路を構成するダイオードを４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ（４ａと４ｂ、４ｃと４ｄがそれぞれ直列に接続され、４ａおよび４ｃが平滑コンデンサの正側の端子に、４ｂおよび４ｄが平滑コンデンサの負側の端子にそれぞれ接続されるように記号をつける）とした場合、短絡手段のターンオン時においては、交流電源からの交流電圧が正の半周期の場合、ダイオード４ａとダイオード４ｄがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧をダイオード４ａとダイオード４ｄの逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至る。また、交流電源からの交流電圧が負の半周期の場合、ダイオード４ｂとダイオード４ｃがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧をダイオード４ｂとダイオード４ｃの逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至ることになる。ここで、ブリッジ整流回路を構成するダイオードが同一でバランスが取れている場合には、逆バイアス電圧の分担比率がほぼ１：１となり、リアクタに接続されていない側の交流電源のラインの電位は、およそ直流電源装置の出力電圧の１／２の電位に変化する。

その結果、従来の直流電源装置においては、短絡手段のオン・オフの度に、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位と直流電源装置の出力側各部との電位差が、スイッチング時間内に変化する。

一般に、交流電源ラインの電位は、大地に対して交流的に安定した電位となっていることから、短絡手段のオン・オフの度に、交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電位差が変化することによって、直流電源装置の出力側の各部の、大地に対する電位が変化することとなり、これがコモンモードノイズの原因となっていた。（上記電位差の波形については、例えば図８を参照。）
上記のコモンモードノイズは、スイッチング回数が比較的少ない場合においてはさほど問題にはならないが、力率や昇圧性能の向上等の目的により、スイッチング回数を増加させたい場合にコモンモードノイズの増加が課題となる。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、簡単な構成にて、コモンモードノイズの増加を抑制することができる高力率かつ低ノイズの直流電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード、第４のダイオードの逆回復時間は、短絡手段のオン幅の最大値より大きく、第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間は、短絡手段のオン幅の最小値より小さい素子で構成されるものである。

これによって、短絡手段がオフ状態にあって、ダイオード４ａ、４ｄ（交流電源の交流電圧が負の半周期の場合は、４ｂ、４ｃ）を介して負荷側へ電流が流れている状態から、短絡手段がターンオンする場合において、ダイオード４ａ（または４ｂ）がダイオード４ｃ（４ｄ）よりも先にオフするため、直流電源装置の出力電圧をダイオード４ａ（または４ｂ）のみで分担する形となり、ダイオード４ａ（または４ｂ）の逆バイアス電圧のみが上昇し、やがて出力電圧にほぼ等しい電圧に達する。

また、ダイオード４ｃ（または４ｄ）の逆回復時間は短絡手段のオン幅より大きいので、オン期間中は過剰キャリアが完全に消滅することはなく、通電が可能な状態が維持される。そのため、ダイオード４ａ（または４ｂ）の逆バイアス電圧が出力電圧にほぼ等しい電圧に達した後も、ダイオード４ｃ（または４ｄ）の両端電圧は上昇することはなく、ターンオンする前の状態の電圧を維持することができる。

その結果、本発明の直流電源装置は、短絡手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を概略０Ｖに抑制することができる。

短絡手段の短絡・開放時において、交流電源と直流電源装置の出力間の電位差変動を抑えることで、コモンモードノイズを抑制することができる。

本発明の実施の形態１における直流電源装置の構成図 （ａ）、（ｂ）本発明の実施の形態１における各部動作の説明図 本発明の実施の形態１における入力電流の波形図 本発明の実施の形態１における実動作上における波形図 （ａ）、（ｂ）本発明の実施の形態１における各部動作の波形説明図 従来の直流電源装置の一例に係る構成図 （ａ）、（ｂ）従来の直流電源装置の一例に係る各部動作の波形説明図 （ａ）、（ｂ）従来の直流電源装置の一例に係る各部動作波形説明図

第１の発明は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源を前記リアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード、第４のダイオードの逆回復時間は、第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間より長い素子で構成され、交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間は、前記リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は概略０Ｖ相当、他の半サイクル間は、概略直流出力電圧相当に保たれるとしたものである。

これによって、短絡手段のオフとオンの切換え時において、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧の変動は抑えて、交流電源の電源電圧の半サイクル間は、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電圧は概略０Ｖ相当、他の半サイクル間は、概略直流出力電圧相当に保つことができ、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間における電圧変動はほぼ安定状態になることから、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

第２の発明は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード、第４のダイオードの逆回復時間は、短絡手段のオン幅の最大値より大きく、第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間は、短絡手段のオン幅の最小値より小さい素子で構成することにより、短絡手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

第３の発明は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード、第４のダイオードの逆回復時間は、第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間と短絡手段のターンオン時間の合計より大きく、第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間は、短絡手段のオン幅の最小値より小さい素子で構成されるとしたものである。

これにより、短絡手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

第４の発明は、特に、第２または第３の発明において、交流電源の電源電圧の半サイクル間は、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電圧は概略０Ｖ相当、他の半サイクル間は、概略直流出力電圧相当に保たれることで、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間における電圧変動はほぼ安定状態になることから、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

第５の発明は、第３のダイオード、第４のダイオードの逆回復時間が第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間の約１０倍以上大きい素子で構成することで、第１の発明と同様にコモンモードノイズを抑制することができる。

第６の発明は、第３のダイオード、第４のダイオードを一般整流ダイオードで構成されたものであり、第３のダイオードと第４のダイオードを逆回復時間数μｓ程度の一般整流ダイオードで構成することで、第１〜第４の発明と同様の効果を得るとともに、第３のダイオードと第４のダイオードを安価に構成することができる。

第７の発明は、特に、第１〜第５の発明において、高い透磁率を示す珪素鋼板（電磁鋼板）のコアを有するリアクタを用いることで、同一体積において、より大きなインダクタンス値を得ることができ、これにより、交流電源への高周波ノイズの伝導をさらに抑制することができるものである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明にかかる第１の実施の形態の直流電源装置を示す構成図である。図１に
おいて、交流電源１の出力端からリアクタ２を経由してダイオード４ａ、ダイオード４ｂ、ダイオード４ｃ、ダイオード４ｄから構成されるブリッジ整流回路に入力される。ブリッジ整流回路の出力にはコンデンサ５、負荷６が接続されている。また、交流電源１の出力端からリアクタ２を介して交流電源１を短絡する短絡手段３が接続され、交流電源１から流れる入力電流を検出する入力電流検出器７、交流電源１の電圧を検出する電源電圧検出器８、直流出力電圧を検出する直流電圧検出器９からの検出信号から短絡手段３を動作させる駆動信号を生成する制御手段１０を備えている。

図３は、本発明の第１の実施の形態における波形例を示す図である。短絡手段３は、電源電圧検出器８によって検出される交流電圧のゼロクロス点の時刻とゼロクロス点からの経過時間によって、短絡手段３をオンするタイミング（電圧位相）を推定し、得られた電圧位相に基づいて交流電源１の電源半周期毎に短絡手段３を複数回スイッチング動作する。

具体的には、短絡手段３は、交流電源１の電源半周期毎に、平滑コンデンサ５の電圧をフィードバックしながら、予め短絡を開始する交流電圧位相の定められた複数の短絡パルスの短絡期間を調整することによって、負荷６へ供給される直流電圧を負荷に応じて必要な所望の電圧に制御しつつ、図３に示すような入力電流を得ることで、入力電流の通電幅を拡大し、高い力率を得ることができる。

以上の構成において、図１の回路動作を説明する。整流回路では電源電圧が正の半サイクルと負の半サイクルで動作モードが変化する。

図２（ａ）は、交流電源１の交流電圧が正の半周期間における、本発明の実施の形態１の直流電源装置の入力電流経路を示す図である。

図２（ａ）に示すように、短絡手段３がオンの場合には、交流電源１からの入力電流は、リアクタ２と短絡手段３のみを流れて交流電源１に戻るため、ダイオード４ａから４ｄはすべてオフ状態となる。さらに、短絡手段３がオフの場合には、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄがオン状態、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｃがオフ状態となる。

図２（ａ）からわかるように、一般に、短絡手段３がターンオンする際には、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄは、ともにオン状態からオフ状態へと移行する。従来の直流電源装置（図６）においては、１周期間の実動作波形（図８（ａ））、交流電源１の交流電圧が正の半周期間における拡大図（図８（ｂ））に示すように、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄは、ともに逆バイアス電圧が印加された状態となって、直流電源装置の負側の出力端子から見たダイオード４ｄのカソード電位、すなわち（リアクタに接続されていない側の）交流電源１の電位は、短絡手段３の開閉の度に大きく変動してしまう。

ここで、ダイオード４ｄはダイオード４ａより逆回復時間が長い素子で構成すると、
短絡手段３がオフ時は、交流電源１−リアクタ２−ダイオード４ａ−コンデンサ５−ダイオード４ｄ−交流電源１の経由でコンデンサ５に充電電流が流れる。この場合は、ダイオード４ｄは導通状態なので図２（ａ）のａ点はｂ点と同電位になる。次に、短絡手段３がオンの時は、交流電源１−リアクタ２−短絡手段３−交流電源１の経由で短絡電流が流れる。一方、ダイオード４ａがターンオフした際に、ダイオード４ｄはダイオード４ａより逆回復時間が長い分だけ導通状態が維持され、ダイオード４ｄには逆バイアスの電圧が印加されずに、図２（ａ）のａ点とｂ点は同電位を維持することとなる。

また、ダイオード４ｄを、短絡手段３のオン幅より大きなダイオードにて構成すると、短絡手段３のターンオン時において、短絡手段３のオン期間中は過剰キャリアが残ってい
る状態が保たれる。つまり、通電が可能な状態が維持され、両端電圧は上昇しない。これによって、短絡手段３のターンオンの際、ダイオード４ｄは、短絡手段３のオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差が保たれることとなる。ダイオード４ａは短絡手段３のオン幅より小さなダイオードにて構成されているので、ダイオード４ａが先にオフし、ダイオード４ａのみ逆バイアス電圧がかかる状態となる。ここでのダイオード４ｄの逆回復時間は、短絡手段３のオン幅の最大値より大きい素子で構成される。そうすることで、常に短絡手段３のオン幅より大きいことになるので、１周期に渡って、本発明の実施の形態１におけるダイオード４ａとダイオード４ｄの関係が成り立つこととなる。

上記のような各構成にすることで、本発明の直流電源装置においては、ダイオード４ａの両端電圧は、図４に示すように、短絡手段３の開閉の度に、ほぼ直流電源装置の出力電圧（直流電圧）に等しい振幅で変動するのに対し、ダイオード４ｄの両端電圧は、短絡手段３の開閉の前後においてほとんど変動しない。すなわち、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｄのカソード電位は、短絡手段３の開閉の前後においてほとんど変動しないので、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。

実際には、ダイオード４ｄの両端電圧の変動は、直流電源装置の出力電圧（直流電圧）の約５０％未満なら、コモンモードノイズの発生量を低減する効果が見込める。例えば、ダイオード４ａの両端電圧が約３００Ｖ程度の振幅で変動しているのに対して、ダイオード４ｄの両端電圧は約３０Ｖ未満の変動で収まっていれば、発生ノイズのＬＩＳＮ（雑音端子電圧）のレベルは、約１０ｄＢ程度低くなっていることが確認できている。さらに、交流電源１の交流電圧が１周期間における、本発明の実施の形態１の実波形を示す図５（ａ）、交流電源１の交流電圧の正の半周期の一部の期間の拡大図を示す図５（ｂ）のように、ダイオード４ｄの両端電圧の変動を限りなく概略０Ｖに近づければ近づけるほど、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｄのカソード電位の安定度は向上するので、コモンモードノイズの発生量を低減する効果は大きくなる。

また、本実施の形態１における直流電源装置は、ダイオード４ｂとダイオード４ｃとの関係が、ダイオード４ａとダイオード４ｄの関係と同じであることから、上記の内容は、図２（ｂ）に示すような交流電源１の負の半周期においても同様に成立する。

また、短絡手段３がオフからオンに切換わった際に、ダイオード４ａあるいはダイオード４ｂがターンオフ時にダイオード４ａあるいはダイオード４ｂの両端電圧間に生じる電圧変動が十分に無くなるまでに相当する時間がダイオード４ｃ、４ｄの逆回復時間となる素子で構成することでダイオード４ｄの両端電圧の安定化を図る。具体的には、ダイオード４ｃ、４ｄの逆回復時間はダイオード４ａ、４ｂの逆回復時間の約１０倍以上になるようにダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの選定を行う。そうすることで、正の半サイクル間では、ダイオード４ｄの両端電圧は直流出力電圧の約５％以下、負の半サイクル間では、ダイオード４ｄの両端電圧は直流出力電圧相当の電圧に安定化でき、上記に示した一例とほぼ同等のコモンモードノイズ抑制効果が得られる。

さらに、ダイオード４ａ、４ｂに比べてダイオード４ｃ、４ｄの方の逆回復時間をそれぞれ長くすればよいので、ダイオード４ｃ、４ｄを逆回復時間が数μｓ程度の一般整流ダイオードで構成すればよい。このように、一般整流ダイオードを用いることで、よりコンパクトかつ安価に構成することができる。

一方、正の半サイクルと負の半サイクルの切換わりの際、特に交流電源１の入力電流が低い場合は、数キャリア分経過してからダイオード４ｄの両端電圧が安定化する傾向が確認できることもある。

以上のように、本発明の直流電源装置は、短絡手段３の開閉時に従来の直流電源装置において見られる、交流電源１と直流電源装置の出力間における電位差の急峻な変動を抑制することができるので、交流電源１と直流電源装置の出力間には、従来の直流電源装置においてコモンモードノイズの発生原因になっていた、図８に示すような、スイッチング動作に同期した比較的高い周波数成分を有する電圧変動を生じない。

したがって、本発明の直流電源装置は、例えスイッチング回数を増加させても、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生を大幅に抑制することができ、高力率かつ低ノイズの直流電源装置を実現することができる。

さらに、本実施の形態１は、図３に示すような短絡手段３の駆動信号（例えば、一般的なＰＷＭ信号）に限られるものではなく、それ以外の任意に設定されるスイッチング方式で短絡手段３を制御しても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態２）
実施の形態２では、短絡手段３のターンオン時において、ダイオード４ａあるいはダイオード４ｂがターンオフ時に、ダイオード４ａあるいはダイオード４ｂの両端電圧間に生じる電圧変動が十分に無くなるまでに相当する時間がダイオード４ｃ、４ｄの逆回復時間となる素子で構成したものである。

具体的には、ダイオード４ｃ、４ｄの逆回復時間はダイオード４ａ、４ｂの逆回復時間の約１０倍以上になるようにダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの選定を行う。そうすることで、交流電源１の正の半周期では、ダイオード４ｄの両端電圧は直流出力電圧の約５％以下、交流電源１の負の半周期では、ダイオード４ｄの両端電圧は直流出力電圧相当の電圧に安定化でき、実施の形態１とほぼ同等の、コモンモードノイズの抑制効果が得られる。

（実施の形態３）
本実施の形態３では、図１に示す直流電源装置とほぼ同等の構成において、ダイオード４ｄの逆回復時間は、ダイオード４ａの逆回復時間と短絡手段３のターンオン時間の合計より大きく、ダイオード４ａの逆回復時間は、短絡手段のオン幅の最小値より小さい素子で構成されるものである。

これによって、短絡手段３のターンオンの際に、ダイオード４ａは短絡手段３のオン幅の最小値より小さく、ダイオード４ｄはダイオード４ａの逆回復時間と短絡手段３のターンオン時間の合計値より大きいので、ダイオード４ａは先にオフし、ダイオード４ｄは、短絡手段３がオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差のまま保たれる。つまり、ダイオード４ａとダイオード４ｄの両端電圧は、図４に示すような波形と同様の傾向になる。よって、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｄのカソード電位は、短絡手段３の開閉の前後においてほとんど変動しないので、実施の形態１と同じようにコモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。

実施の形態１では、ダイオード４ｄの逆回復時間は、短絡手段３のオン幅の最大値、つまり、一律の値より大きくなるといった構成なので、約１００ｋＨｚ程度のキャリア周波数での動作において、コモンモードノイズの抑制効果が得られるが、本実施の形態３のように、ダイオード４ａの逆回復時間と短絡手段３のターンオン時間の関係で定めることで、数十ｋＨｚ程度のキャリア周波数での動作においても、コモンモードノイズの抑制効果が得られる直流電源装置が構成できる。

また、ダイオード４ｃ、４ｄには安価な一般整流用ダイオードを用いることができる。一般的な整流ダイオードの逆回復時間はおよそ２０μｓ程度であるので、コモンモードノイズの抑制効果が得られるだけの逆回復時間を確保することができるだけでなく、同時に、一般に高速ダイオードに比べて低い順方向電圧を利用することによって、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄで構成されるブリッジ整流回路における回路損失を低減することができるため、より安価で、かつ高効率の直流電源装置を得ることができる。

さらに、珪素鋼板のコアを用いたリアクタ２を用いた場合には、一般にダスト系のコアに比べて同一体積で５〜１０倍以上のインダクタンスが得られることから、入力電流のリードノイズの発生低減ならびに、発生したノイズの電源ラインへの伝導をさらに抑制することが可能となる。

以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、小型・軽量な構成にて、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる直流電源装置を得ることができるため、空気調和器や冷蔵庫をはじめ、洗濯機などの電化製品の直流電源装置として適用できる。

１ 交流電源
２ リアクタ
３ 短絡手段
４ａ 第１のダイオード
４ｂ 第２のダイオード
４ｃ 第３のダイオード
４ｄ 第４のダイオード
５ コンデンサ
６ 負荷
７ 入力電流検出器
８ 電源電圧検出器
９ 直流電圧検出器
１０ 制御手段

Claims (7)

1. 第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、前記第３のダイオード、前記第４のダイオードの逆回復時間は、前記第１のダイオード、前記第２のダイオードの逆回復時間より長い素子で構成され、前記交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間は、前記リアクタが接続されていない側の前記交流電源の入力端子と前記ブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は概略０Ｖ相当、他の半サイクル間は、概略直流出力電圧相当に保たれることを特徴とする直流電源装置。
2. 第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、前記第３のダイオード、前記第４のダイオードの逆回復時間は、前記短絡手段のオン幅の最大値より大きく、前記第１のダイオード、前記第２のダイオードの逆回復時間は、前記短絡手段のオン幅の最小値より小さい素子で構成されることを特徴とする直流電源装置。
3. 第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡する短絡手段とを備えた直流電源装置において、前記第３のダイオード、前記第４のダイオードの逆回復時間は、前記第１のダイオード、前記第２のダイオードの逆回復時間と前記短絡手段のターンオン時間の合計より大きく、前記第１のダイオード、前記第２のダイオードの逆回復時間は、前記短絡手段のオン幅の最小値より小さい素子で構成されることを特徴とする直流電源装置。
4. 前記交流電源の電源電圧の半サイクル間は、前記リアクタに接続されていない側の前記交流電源の入力端と前記ブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は概略０Ｖ相当、他の半サイクル間は、概略直流出力電圧相当に保たれることを特徴とする請求項２または３に記載の直流電源装置。
5. 前記第３のダイオード、前記第４のダイオードの逆回復時間が前記第１のダイオード、前記第２のダイオードの逆回復時間の約１０倍以上大きい素子で構成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の直流電源装置。
6. 前記第３のダイオード、前記第４のダイオードは、一般整流ダイオードで構成されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流電源装置。
7. 前記リアクタのコアは、珪素鋼板にて構成されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の直流電源装置。