JP2765372B2 - 交流直流変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、負荷のアンバランスに
も拘らずバランスした電圧を供給することができるハー
フブリッジ型交流直流変換装置即ちＡＣ／ＤＣコンバー
タに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のハーフブリッジ型ＡＣ／ＤＣコン
バータは、図１に示すように、交流電源１の一端に接続
される交流電源端子２と、交流電源１の他端に接続され
る電源側共通端子即ちグランド端子３と、電源スイッチ
４と、リアクトルＬと、第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 と第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 とから
成る第１及び第２のスイッチング手段Ｓ1 、Ｓ2 と、第
１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 と、第１及び第２の
直流出力端子５、６と、出力側グランド端子７と、制御
回路８とから成る。

【０００３】ＩＧＢＴ（インシュレーテット・ゲート・
バイポーラ・トランジスタ）から成る制御スイッチング
素子としての第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は
相互に直列に接続され、この接続中点９がリアクトルＬ
と電源スイッチ４を介して電源端子２に接続されてい
る。ｎｐｎ型の第１のトランジスタＱ1 のエミッタは中
点９に接続され、このコレクタが第１の直流出力端子５
に接続されている。ｎｐｎ型の第２のトランジスタＱ2
のコレクタが中点９に接続され、このエミッタが第２の
直流出力端子６に接続されている。第１及び第２のダイ
オードＤ1 、Ｄ2は第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 のエミッタ・コレクタ間に逆並列に接続されてい
る。即ち、第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 のアノ
ードが第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッ
タに接続され、カソードがコレクタに接続されている。
第１のコンデンサＣ1 は第１の直流電源端子５とグラン
ド端子３、７との間に接続され、第２のコンデンサＣ2
は第２の直流電源端子６とグランド端子３、７との間に
接続されている。制御回路８は第１及び第２のトランジ
スタＱ1 、Ｑ2 のゲート（制御端子）に接続され、第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は交流電源電圧より
も十分に高い周波数のＰＷＭ波（パルス幅変調波）で交
互にオン・オフ制御する。負荷１０は第１及び第２の負
荷Ｒ1 、Ｒ2 を有し、第１の負荷Ｒ1 は第１の直流出力
端子５とグランド端子７との間に接続され、第２の負荷
Ｒ2 は第２の直流出力端子６とグランド端子７との間に
接続されている。

【０００４】交流電源１が上向きの電圧（正方向電圧）
を発生している期間において、第１のトランジスタＱ1
がオン制御され、第２のトランジスタＱ2 がオフ制御さ
れている時には、電源１とリアクトルＬと第１のダイオ
ードＤ1 と第１のコンデンサＣ1 とから成る第１の閉回
路で第１のコンデンサＣ1 が充電される。この時、リア
クトルＬにエネルギーが蓄積されていると、電源１とリ
アクトルＬの蓄積エネルギ−によって第１のコンデンサ
Ｃ1 が電源電圧Ｖinより高い値に充電される。また、こ
の時第１のトランジスタＱ1 は逆バイアス状態にあるの
で、オン制御に応答せず、オフに保たれる。正方向電圧
発生期間において、第１のトランジスタＱ1 がオフ制
御、第２のトランジスタＱ2 がオン制御されている時に
は、第２のコンデンサＣ2 と電源１とリアクトルＬと第
２のトランジスタＱ2 とから成る第２の閉回路が形成さ
れ、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2と電源１の電圧Ｖ
inとの和がリアクトルＬに加わり、このリアクトルＬに
エネルギーが蓄積される。次に、電源１が下向きの電圧
即ち負方向電圧を発生している期間において、第１のト
ランジスタＱ1 がオン制御、第２のトランジスタＱ2 が
オフ制御されている時には、電源１と第１のコンデンサ
Ｃ1 と第１のトランジスタＱ1 とリアクトルＬとから成
る第３の閉回路が形成され、電源１の電圧Ｖinとコンデ
ンサＣ1 の電圧Ｖc1との和の電圧がリアクトルＬに加わ
り、ここにエネルギーが蓄積される。負方向電圧期間に
おいて、第２のトランジスタＱ2 がオン制御され第１の
トランジスタＱ1 がオフ制御されている時には、電源１
と第２のコンデンサＣ2 と第２のダイオードＤ2 とリア
クトルＬとから成る第４の閉回路が形成され、リアクト
ルＬの蓄積エネルギ−と電源１によって第２のコンデン
サＣ2 が電源電圧Ｖinよりも高い値に充電される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、第１及び第
２の負荷Ｒ1 、Ｒ2 が同一の抵抗値又はインピーダンス
値を有していれば、第１及び第２ののコンデンサＣ1 、
Ｃ2 の電圧も同一になり、第１及び第２の負荷Ｒ1 、Ｒ
2 に同一値の電圧を供給することができる。しかし、第
１及び第２の負荷Ｒ1 、Ｒ2 が同一値でなければ、第１
及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧値が第１及び第
２の負荷Ｒ1 、Ｒ2 アンバランスに対応して変化する。
例えば、第１の負荷Ｒ1 が第２の負荷Ｒ2 よりも小さけ
れば、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が第２のコンデ
ンサＣ2 の電圧Ｖc2よりも低くなる。この結果、第１及
び第２の負荷Ｒ1 、Ｒ2 に一定電圧を供給することが不
可能になる。なお、アンバランス負荷１０の１例として
ハーフブリッジ型インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）があ
る。図１の回路において、電源１からの給電が停止した
場合には、コンデンサＣ1 、Ｃ2 又は出力端子５、６間
に接続されたバッテリ（図示せず）によって負荷１０に
給電することができる。しかし、この場合においても第
１及び第２の負荷Ｒ1 、Ｒ2 のアンバランスによる電圧
のアンバランスが生じる。

【０００６】そこで、本発明の目的は、交流電源からの
給電中と給電停止中のいずれにおいても、負荷のアンバ
ランスに拘らずバランスした電圧を供給することが可能
な交流直流変換装置を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、交流電源の一端が接続される交流電源端子
と、前記交流電源の他端が接続されるグランド端子と、
第１及び第２の直流出力端子と、前記交流電源端子と前
記第１の直流出力端子との間に接続された第１のスイッ
チング手段と、前記交流電源端子と前記第２の直流出力
端子との間に接続された第２のスイッチング手段と、前
記第１の直流出力端子と前記グランド端子との間に接続
された第１のコンデンサと、前記第２の直流出力端子と
前記グランド端子の間に接続された第２のコンデンサ
と、前記交流電源と前記第１のスイッチング手段と前記
第１のコンデンサとから成る第１の閉回路及び前記交流
電源と前記第２のコンデンサと前記第２のスイッチング
手段とから成る第２の閉回路の中に共通に直列接続され
たリアクトルと、前記第１及び第２のスイッチング手段
を交互にオン・オフ制御するための制御回路とから成る
ハーフブリッジ型交流直流変換装置において、前記制御
回路が、前記第１の直流出力端子と前記グランド端子と
の間の第１の出力電圧と前記第２の直流出力端子と前記
グランド端子との間の第２の出力電圧との差に対応する
アンバランス検出電圧を得るためのアンバランス電圧検
出回路と、前記交流端子から供給する交流よりも高い周
波数の三角波電圧を発生する三角波発生回路と、前記ア
ンバランス検出電圧と前記三角波電圧とを比較してパル
ス幅変調波（ＰＷＭ波）を形成する比較器と、前記比較
器から得られたパルス幅変調波に基づいて前記第１及び
第２のスイッチング手段の第１及び第２の制御信号を形
成する制御信号形成回路とを有しており、且つ前記交流
電源からの電力供給が停止した時に前記第１及び第２の
スイッチング手段の接続中点と前記第１及び第２のコン
デンサの接続中点との間に前記リアクトルを接続するス
イッチ手段が設けられていることを特徴とする交流直流
変換装置に係わるものである。なお、請求項２に示すよ
うに、出力電圧を一定にするために、出力電圧検出回路
と、電圧制御用誤差信号形成回路と、所定の周期で変化
する電圧（例えば電源電圧）と電圧制御用誤差信号との
乗算信号を形成する回路と、アンバランス検出電圧と乗
算信号との合成信号を形成し、比較器に入力させる合成
回路とを設けることが望ましい。また、入力電流の波形
を交流電圧の波形に一致させ且つ同相にして力率改善及
び高調波成分低減を図るために、請求項３に示すように
入力電流検出器を設け、この出力と前記合成信号との誤
差信号を形成し、これを比較器に入力させることが望ま
しい。

【０００８】

【発明の作用及び効果】本発明においては、第１及び第
２のコンデンサの電圧に対応する第１及び第２の出力電
圧のアンバランス状態を検出し、これに基づいてパルス
幅変調波のパルス幅を変える。この結果、出力電圧のア
ンバランスが解消される。また、交流電源からの給電が
停止した時にはリアクトルが第１及び第２のスイッチン
グ手段の接続中点と第１及び第２のコンデンサの接続中
点との間に接続されるので、リアクトルと第１及び第２
のコンデンサとの間のエネルギ−のやりとりが生じ、ア
ンバランス解消作用が生じる。

【０００９】

【第１の実施例】次に、図２及び図３を参照して本発明
の第１の実施例に係わるハーフブリッジ型ＡＣ／ＤＣコ
ンバータを説明する。但し、図２において図１と共通す
る部分には同一の符号を付してその説明を省略する、図
２のＡＣ／ＤＣコンバータの主回路は図１のそれと同一
であり、制御回路８ａとスイッチ４ａのみが図１と異な
っている。

【００１０】図２の制御回路８ａは、第１及び第２の直
流出力端子５、６間に接続された第１及び第２の検出抵
抗Ｒa 、Ｒb から成るアンバランス検出回路１１と、ア
ンバランス検出用差動増幅器１２と、三角波発生回路１
３と、電圧比較器１４と、制御信号形成回路１５とから
成る。第１及び第２の検出抵抗Ｒa 、Ｒb は同一値を有
して互いに直列に接続されている。従って、第１及び第
２の検出抵抗Ｒa 、Ｒb の両端電圧Ｖa 、Ｖb は等し
い。グランドと中点１６との間に得られるアンバランス
検出電圧Ｖ0 は、抵抗Ｒa 、Ｒb の電圧をＶa 、Ｖb
（但しＶa ＝Ｖb ）、第１及び第２のコンデンサＣ1 、
Ｃ2 の電圧をＶc1、Ｖc2とすれば、Ｖ0 ＝Ｖb −Ｖc2又
はＶ0 ＝Ｖc1−Ｖa である。第１及び第２のコンデンサ
Ｃ1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2が等しい時には、Ｖc1＝Ｖ
c2＝Ｖa ＝Ｖb が成立し、アンバランス検出電圧Ｖ0 は
ゼロボルトである。

【００１１】差動増幅器１２の反転入力端子は中点１６
に接続され、非反転入力端子はグランド即ちグランド端
子７に接続されている。従って、差動増幅器１２は反転
増幅器として機能し、アンバランスを示す電圧Ｖd を発
生する。

【００１２】三角波発生回路１３は、交流電源１の電圧
の周波数（５０Hz又は６０HZ）よりも十分に高い周波数
（例えば２０kHz ）で三角波電圧を発生するものであ
る。比較器１４の非反転入力端子はアンバランス検出用
差動増幅器１２に接続され、反転入力端子は三角波発生
回路１３に接続されている。制御信号形成回路１５は比
較器１４に接続され、比較器１４の出力を位相反転した
第１の制御信号を第１のトランジスタＱ1 のゲートに供
給し、比較器１４の出力と同相の第２の制御信号を第２
のトランジスタＱ2 のゲートに供給する。

【００１３】スイッチ４ａは接点ａ、ｂを有し、正常時
には接点ａがオンになり、電源１からの給電回路を形成
し、停電検出回路４ｂで停電が検出された時に接点ｂが
オンになり、リアクトルＬの入力端子を接点ｂを介して
第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の接続中点に接続
する。なお、第１及び第２の直流出力端子５、６間にバ
ッテリＢt が接続されている。

【００１４】

【動作】図２の主回路におけるＡＣ／ＤＣ変換動作は図
１のそれと同一であるので、その説明を省略し、図２の
制御回路８ａの動作及び停電時の動作のみを説明する。

【００１５】図３のｔ1 時点よりも前は、スイッチ４ａ
の接点ａのオン時において第１及び第２の負荷Ｒ1 、Ｒ
2 が同一値を有してバランスしている時の図２のＶc 、
Ｖt、Ｖp 、Ｖg1、Ｖg2を示し、ｔ1 よりも後は、第１
の負荷Ｒ1 が第２の負荷Ｒ2よりも小さくなるようなア
ンバランスの時の図２のＶd 、Ｖt 、Ｖp 、Ｖg1、Ｖg2
を示す。まず、ｔ1 以前のバランス状態の動作を説明す
ると、Ｒ1 ＝Ｒ2 であるために、Ｖc1＝Ｖc2となり、且
つＶc1＝Ｖc2＝Ｖa ＝Ｖb であるので、グランド端子７
と中点１６との間の電圧Ｖ0 はゼロボルトであり、差動
増幅器１２から得られるアンバランス検出電圧Ｖd も図
３（Ａ）に示すように低い値である。三角波発生回路１
３から発生する図３（Ｂ）に示す三角波電圧Ｖt は図３
（Ａ）のｔ1 以前のＲ1 ＝Ｒ2 時のアンバランス検出電
圧Ｖd を中心にして上下に同一の振幅に変化するので、
比較器１４における三角波電圧Ｖt とアンバランス検出
電圧Ｖt との比較出力は図３（Ｃ）に示すデューティー
比５０％のＰＷＭ波Ｖp となる。この結果、図３（Ｄ）
（Ｅ）に示す第１及び第２の制御信号Ｖg1、Ｖg2もデュ
ーティー比５０％となり、第１及び第２のトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 は実質的に同一条件でオン・オフ駆動され
る。従って、第１及び第２の出力電圧Ｖc1、Ｖc2のバラ
ンス状態が維持される。

【００１６】図３のｔ1 以後のＲ1 ＜Ｒ2 のアンバラン
ス時にはＶc1＜Ｖc2となる。一方、アンバランス検出回
路１１の抵抗Ｒa 、Ｒb は同一値であるので、Ｖa ＝Ｖ
b である。なお、Ｖa ＝Ｖb ＝（Ｖc1＋Ｖc2）／２であ
る。ｔ1 以後においてはＶb＜Ｖc2であるので、中点１
６の電圧Ｖ0 は負であるが、差動増幅器１２で反転され
て図３（Ａ）のｔ1 以後に示すようにアンバランス検出
電圧Ｖd はｔ1 よりも高い正の値になる。これにより、
比較器１４において三角波電圧Ｖt をアンバランス電圧
検出電圧Ｖd が横切る位置がｔ1 以前よりもｔ1 以後に
おいて高くなり、比較器１４から得られるＰＷＭ波Ｖp
のデューティー比は図３（Ｃ）に示すように５０％より
も大きくなる。第１のトランジスタＱ1 はＰＷＭ波Ｖp
を位相反転した図３（Ｄ）に示す第１の制御信号Ｖg1で
オン・オフ制御され、第２のトランジスタＱ2 は第１の
制御信号Ｖg1の位相反転信号である図３（Ｅ）に示す第
２の制御信号Ｖg2でオン・オフ制御される。このため第
１のトランジスタＱ1 のオン制御時間幅が第２のトラン
ジスタＱ2 のそれよりも小さくなる。ｔ1 以後で第２の
トランジスタＱ2 のオン時間幅が長くなり、第１のトラ
ンジスタＱ1 のオン時間幅が短くなると、電源１の電圧
の正の半サイクルの期間では、第２のコンデンサＣ2 と
電源１とリアクトルＬと第２のトランジスタＱ2 とから
成る閉回路による第２のコンデンサＣ2 の放電が大きく
なって、この電圧Ｖc2が低くなり、且つリアクトルＬの
蓄積エネルギーが大きくなる。この結果、第２のトラン
ジスタＱ2 のオフ期間において形成される電源１とリア
クトルＬと第１のダイオードＤ1 と第１のコンデンサＣ
1 とから成る閉回路によって第１のコンデンサＣ1 が高
い電圧に充電される。また、ｔ1 以後における電源電圧
の負の半サイクルの期間では、第１のトランジスタＱ1
のオン制御時間幅が短くなるために第１のコンデンサＣ
1 と第１のトランジスタＱ1 とリアクトルＬと電源１と
から成る閉回路での第１のコンデンサＣ1 の放電が少な
くなり、リアクトルＬに対するエネルギーの蓄積も少な
くなる。第１のトランジスタＱ1 のオフ期間にリアクト
ルＬと電源１と第２のコンデンサＣ2 と第２のダイオー
ドＤ2 との閉回路で第２のコンデンサＣ2 の充電が行わ
れるが、リアクトルＬの蓄積エネルギーが少ないため
に、第２のコンデンサＣ2の充電電圧Ｖc2の上昇がｔ1
以前よりも小さい。ｔ1 以後における電源電圧の負の半
サイクル期間でも結局、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖ
c1が上昇し、第２のコンデンサＣ2 の電圧が低下し、両
電圧がほぼ同一になる。

【００１７】この実施例では、スイッチ４ａと停電検出
回路４ｂは電磁ブレ−カから成り、停電になると電磁ブ
レ−カのコイルに電流が流れなくなるために接点ａが開
放され、逆に接点ｂがオンになる。制御回路８ａは給電
時と停電時で同一であるので、同一の制御動作が生じ
る。この時、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とリ
アクトルＬとの間でエネルギ−のやりとりが生じる。停
電時において、第１及び第２の負荷Ｒ1 、Ｒ2 がバラン
スし、第１及び第２の出力電圧Ｖc1、Ｖc2が等しい時に
は、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 が同一の幅
のパルスで制御され、第１及び第２の負荷Ｒ1 、Ｒ2 が
アンバランスで第１及び第２の出力電圧Ｖc1、Ｖc2もア
ンバランスの時には図３のｔ1 以後に示すように異なる
幅のパルスで第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 が
制御される。第２のトランジスタＱ2 のオン制御期間の
前半においては、リアクトルＬとスイッチ４ａの接点ｂ
と第２のコンデンサＣ2 と第２のダイオ−ドＤ2 とから
成るＬＣ回路が形成され、リアクトルＬの蓄積エネルギ
−の放出によって第２のコンデンサＣ2 が充電される。
第２のトランジスタＱ2 のオン制御期間の後半において
は、第２のコンデンサＣ2 とスイッチ４ａの接点ｂとリ
アクトルＬと第２のトランジスタＱ2 とから成るＬＣ回
路が形成され、第２のコンデンサＣ2 の電荷が放出さ
れ、リアクトルＬにエネルギ−が蓄積される。第１のト
ランジスタＱ1 のオン制御期間の前半においては、リア
クトルＬと第１のダイオ−ドＤ1 と第１のコンデンサＣ
1 とスイッチ４ａの接点ｂとから成るＬＣ回路が形成さ
れ、リアクトルＬの蓄積エネルギ−によって第１のコン
デンサＣ1 が充電される。第１のトランジスタＱ1 のオ
ン制御期間の後半においては、第１のコンデンサＣ1 と
第１のトランジスタＱ1 とリアクトルＬとスイッチ４ａ
の接点ｂとから成るＬＣ回路が形成され、第１のコンデ
ンサＣ1 の電荷が放出されてリアクトルＬにエネルギ−
が蓄積される。なお、第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 にオン制御信号が印加されている期間であって
も第１及び第２のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 が導通している
時には第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 が逆バイ
アス状態にあり、オン状態にならない。停電期間中であ
っても第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 が給電期
間中と同様にオン・オフ制御されると、第１及び第２の
負荷Ｒ1 、Ｒ2 がアンバランスであっても第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2がほぼ等しく
なる。従って、接点ｂを設けるという極めて簡単な構成
によって停電時のアンバランス補正が可能になる。

【００１８】

【第２の実施例】次に、図４〜図６を参照して第２の実
施例のＡＣ／ＤＣコンバータを説明する。但し、図４に
おいて図１及び図２と共通する部分には同一の符号を付
してその説明を省略する。図４のＡＣ／ＤＣコンバータ
は図２の制御回路８ａの一部を変形したものであり、そ
の他は図２と同一に構成されている。図４の制御回路８
ｂは、図２には含まれていない出力電圧検出回路１７
と、基準電圧源１８と、差動増幅器１９と、乗算器２０
と、合成回路即ち加算器２１と、入力電流検出器２２
と、差動増幅器２３とを有する。

【００１９】出力電圧検出回路は第１及び第２の直流出
力端子５、６間の電圧を検出し、合計の直流出力電圧に
対応する検出電圧Ｖdcを出力する。基準電圧源１８は出
力端子５、６間の所望電圧値に対応した基準電圧Ｖr を
出力する。差動増幅器１９の一方の入力端子は出力電圧
検出回路に接続され、この他方の入力端子は基準電圧源
１８に接続されているので、この出力端子にはＶdcとＶ
r との差に対応した電圧が得られる。従って、基準電圧
源１８と差動増幅器１９は電圧制御用誤差信号形成回路
を構成している。

【００２０】乗算器２０はスイッチ４を介して電源端子
２に接続されていると共に差動増幅器１９に接続されて
いる。従って、この乗算器２０からは入力交流電圧Ｖin
と差動増幅器１９から得られる誤差出力Ｖe との乗算値
が得られる。

【００２１】加算器２１の一方の入力端子は差動増幅器
１２に接続され、他方の入力端子は乗算器２０に接続さ
れている。従って、この加算器２１の出力端子には（Ｖ
in×Ｖe ）＋Ｖd に対応する信号Ｉr が得られる。この
信号Ｉr は基準電流波形を示す。差動増幅器２３の一方
の入力端子は電流検出器２２に接続され、この他方の入
力端子は加算器２１に接続され、この出力端子は比較器
１４に接続されている。電流検出器２２はリアクトルＬ
が接続された電源ラインに結合され、入力電流を示す信
号Ｉinを出力する。従って、差動増幅器２３は入力電流
検出信号Ｉinと基準電流信号Ｉr との差に対応した信号
Ｖf を出力する。

【００２２】図４のＡＣ／ＤＣコンバータのＡＣ／ＤＣ
変換動作、アンバランス電圧検出動作は、図２と同一で
あるので、説明を省略し、アンバランス補正動作につい
て述べる。まず、Ｒ1 ＝Ｒ2 のバランス状態の時の動作
を図５を参照して説明する。今、交流電源１から図５
（Ａ）に示す正弦波電圧Ｖinが発生し、出力端子５、６
間には所定の出力電圧Ｖdcが得られているとすれば、差
動増幅器１９は所定出力電圧であることを示す誤差信号
を発生し、乗算器２０の出力は所望出力電圧を示す正弦
波電圧になる。なお、この乗算器２０の出力は電源電圧
に同期している。一方、アンバランス検出用差動増幅器
１２から得られるアンバランス検出電圧Ｖd が、Ｒ1 ＝
Ｒ2 のバランス状態の時に図５（Ｂ）に示すようにゼロ
になるように設定されているとすれば、加算器２１の出
力信号Ｉr は乗算器２０の出力電圧と同一であり、例え
ば図５（Ｃ）の正弦波になる。加算器２１の出力信号Ｉ
r は入力電流を所定正弦波にするための基準信号として
機能する。電流制御用差動増幅器２３は、図５（Ｃ）の
基準信号Ｉr と図５（Ｄ）の検出信号Ｉinとの差に対応
した信号Ｖf を形成し、比較器１４に送る。Ｒ1 ＝Ｒ2
のバランス時の差信号Ｖfの中心レベルが図５（Ｅ）に
示す三角波電圧Ｖt の中心レベルに一致するように設定
されている。なお、差信号Ｖf は電源電圧Ｖinと逆相に
変化している。この結果、比較器１４の出力には図５
（Ｇ）に示すＰＷＭ波Ｖp が得られる。このＰＷＭ波Ｖ
p は交流の正の半サイクルの期間においては９０度近傍
に狭いパルス幅のパルスが配置され、０度、１８０度近
傍にオン・オフ幅の均等なパルス幅のパルスが配置され
たものとなり、逆に負の半サイクルの期間では２７０度
近傍で広い幅のパルスが配置され、１８０度、３６０度
近傍ではオン・オフ幅の均等な幅のパルスが配置された
ものとなる。第１のトランジスタＱ1 のための第１の制
御信号Ｖg1は図５（Ｆ）に示すようにＰＷＭ波Ｖp の位
相反転信号であり、第２のトランジスタＱ2 のための第
２の制御信号Ｖg2は図５（Ｇ）に示すようにＰＷＭ波Ｖ
p と同相信号である。従って、バランス状態において
は、交流の正の半サイクルにおける第１のトランジスタ
Ｑ1 のオン制御時間幅と負の半サイクルにおける第２の
トランジスタＱ2 のオン制御時間幅とが等しく成り、結
局、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、
Ｖc2はほぼ等しく保たれる。

【００２３】図６はＲ1 ＜Ｒ2 のアンバランス時の図４
の各部の状態を示す。この場合は図３のｔ1 以後と同一
であるので、差動増幅器１２から図６（Ｂ）に示すアン
バランス検出電圧Ｖd が得られる。乗算器２０から得ら
れる電源電圧Ｖinに対応した正弦波にアンバランス検出
電圧Ｖd を加算すると、図６（Ｃ）に示す信号Ｉr が得
られる。これは図５（Ｃ）の波形をＶd だけ上にシフト
したものである。差動増幅器２３からは図５（Ｅ）のＶ
f を上方向に少しシフトした信号Ｖf が図６（Ｅ）に示
すように得られる。この結果、図６（Ｇ）に示すＰＷＭ
波Ｖp 及び第２の制御信号Ｖg2のパルス幅が図３（Ｃ）
のｔ1 以後と同様に広くなり、図６（Ｆ）に示す第１の
制御信号Ｖg1のパルス幅は図３（Ｄ）のｔ1 以後と同様
に狭くなる。従って、図３と同一の原理で第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2がほぼ同一値
に戻される。

【００２４】次に、図４においてＲ1 ＝Ｒ2 のバランス
状態において、直流出力電圧Ｖdcが所望値よりも低下し
た時の動作を図７を参照して説明する。この時には差動
増幅器１９の出力電圧Ｖe が高くなり、乗算器２０の出
力正弦波の振幅が大きくなる。この結果、加算器２１の
出力の正弦波の振幅が図７（Ｃ）で点線で示すように実
線の正常時よりも高くなる。従って、比較器１４の入力
信号Ｖf の振幅も図７（Ｅ）の点線で示すように変化す
る。Ｖf とＶt との中心レベルは一致しているので、Ｐ
ＷＭ波Ｖp の幅は図７（Ｇ）で点線で示すように実線と
比べて正の半サイクルで広くなり、負の半サイクルで狭
くなる。第２の制御信号Ｖg2はＰＷＭ波Ｖp と同相であ
り、第１の制御信号Ｖg1はＰＷＭ波Ｖp を位相反転した
ものであるので、第１の制御信号Ｖg1のパルス幅は図７
（Ｆ）で点線で示すように正の半サイクルで狭くなり、
負の半サイクルで広くなる。正の半サイクルでは第２の
コンデンサＣ2 と電源１とリアクトルＬと第２のトラン
ジスタＱ2 とによる閉回路によるリアクトルＬのエネル
ギー蓄積時間が長いほど出力電圧を高くすることができ
る。図７（Ｇ）の正の半サイクルでは第２の制御信号Ｖ
g2のパルス幅が広くなっているので、出力電圧は高くな
る。また、負の半サイクルでは第１のコンデンサＣ1 と
第１のトランジスタＱ1 とリアクトルＬと電源１との閉
回路によるリアクトルＬへのエネルギー蓄積時間が長い
ほど出力電圧を高めることができる。図７（Ｆ）に示す
ように負のサイクルでは第１の制御信号Ｖg1のパルス幅
が広くなっているので、出力電圧は高くなる。以上のよ
うな動作で出力電圧Ｖdcは所望値に戻される。

【００２５】図４ではリアクトルＬを通って流れる入力
電流Ｉinを交流電圧Ｖinの波形に追従させるための差動
増幅器２３が設けられている。従って、入力電流波形は
高調波成分の少ない波形となる。また、電圧Ｖinにほぼ
同相になり、力率がほぼ１になる。なお、停電時におけ
るアンバランス補正動作は図２と同様に行われる。

【００２６】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１）例えば図８に示すように第１及び第２のスイッチ
ング手段Ｓ1 、Ｓ2 としてソースをサブストレートに接
続することによってソース・ドレイン間に並列にダイオ
ードを内蔵させた絶縁ゲート型電界効果トランジスタＦ
ＥＴ1 、ＦＥＴ2 を使用することができる。図８ではＦ
ＥＴ内蔵ダイオードＤ1 、Ｄ2 を点線で示した。また、
ＩＧＢＴ構造のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の代りに、一般
のバイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、その他の半導体ス
イッチを使用することができる。 （２） 図８で点線で示すようにリアクトルＬをコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 の接続中点と電源１との間の共通電源ラ
インに直列に接続することができる。 （３） 図４において入力電流Ｉinの波形改善、及び力
率改善が不要の場合には、電流検出器２２、差動増幅器
２３を省くことができる。 （４） 三角波発生回路１３から非対称の三角波（のこ
ぎり波）を発生させることができる。 （５） 比較器１４の入力の極性を変えてＰＷＭ波Ｖp
と第１の制御信号Ｖg1とを同相にし、第２の制御信号Ｖ
g2を逆相にしてもよい。 （６） 第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 に並列に
第１及び第２の蓄電池を接続することができる。 （７） 図４の乗算器２０の一方の入力端子を電源端子
２に接続する代わりに別の交流電源又は発振器に接続す
ることができる。 （８） スイッチ４、４ａは半導体スイッチを使用する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＡＣ／ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。

【図２】第１の実施例のＡＣ／ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図３】図２の各部の状態を示す波形図である。

【図４】第２の実施例のＡＣ／ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図５】図４において負荷バランス時の各部の状態を原
理的に示す波形図である。

【図６】図４において負荷アンバランス時の各部の状態
を原理的に示す波形図である。

【図７】図４において出力電圧が変化した時の動作を説
明するための各部の状態を示す波形図である。

【図８】変形例のＡＣ／ＤＣコンバータの一部を示す回
路図である。

【符号の説明】

１１ アンバランス検出回路 １３ 三角波発生回路 １４ 比較器

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源の一端が接続される交流電源端
   子と、 前記交流電源の他端が接続されるグランド端子と、 第１及び第２の直流出力端子と、 前記交流電源端子と前記第１の直流出力端子との間に接
   続された第１のスイッチング手段と、 前記交流電源端子と前記第２の直流出力端子との間に接
   続された第２のスイッチング手段と、 前記第１の直流出力端子と前記グランド端子との間に接
   続された第１のコンデンサと、 前記第２の直流出力端子と前記グランド端子との間に接
   続された第２のコンデンサと、 前記交流電源と前記第１のスイッチング手段と前記第１
   のコンデンサとから成る第１の閉回路及び前記交流電源
   と前記第２のコンデンサと前記第２のスイッチング手段
   とから成る第２の閉回路の中に共通に直列接続されたリ
   アクトルと、 前記第１及び第２のスイッチング手段を交互にオン・オ
   フ制御するための制御回路とから成るハーフブリッジ型
   交流直流変換装置において、 前記制御回路が、 前記第１の直流出力端子と前記グランド端子との間の第
   １の出力電圧と前記第２の直流出力端子と前記グランド
   端子との間の第２の出力電圧との差に対応するアンバラ
   ンス検出電圧を得るためのアンバランス電圧検出回路
   と、 前記交流端子から供給する交流よりも高い周波数の三角
   波電圧を発生する三角波発生回路と、 前記アンバランス検出電圧と前記三角波電圧とを比較し
   てパルス幅変調波（ＰＷＭ波）を形成する比較器と、 前記比較器から得られたパルス幅変調波に基づいて前記
   第１及び第２のスイッチング手段の第１及び第２の制御
   信号を形成する制御信号形成回路とを有しており、且つ
   前記交流電源からの電力供給が停止した時に前記第１及
   び第２のスイッチング手段の接続中点と前記第１及び第
   ２のコンデンサの接続中点との間に前記リアクトルを接
   続するスイッチ手段が設けられていることを特徴とする
   交流直流変換装置。
2. 【請求項２】 前記制御回路が、更に、前記第１の直流
   出力端子と前記第２の直流出力端子との間の出力電圧を
   検出するための出力電圧検出回路と、 前記出力電圧検出回路の出力と基準電圧との差に対応す
   る電圧制御用誤差信号を形成する電圧制御用誤差信号形
   成回路と、 所定の周期で変化する電圧と前記電圧制御用誤差信号と
   の乗算信号を形成する乗算回路と、 前記アンバランス検出電圧と前記乗算信号との合成信号
   を形成し、前記アンバランス検出電圧の代りに前記合成
   信号を前記比較器に入力させる合成回路とを備えている
   ことを特徴とする請求項１記載の交流直流変換器。
3. 【請求項３】 更に、前記リアクトルを通って流れる入
   力電流を検出する電流検出器と、 前記合成回路と前記比較器との間に接続され、前記合成
   信号と前記電流検出器の出力との誤差信号を形成し、こ
   の誤差信号を前記三角波電圧と比較するために前記比較
   器に供給する誤差信号形成回路とを備えていることを特
   徴とする請求項２記載の交流直流変換器。