JP2006325306A - コンバータ回路およびそれを用いたモータ駆動制御装置、圧縮機、空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】大容量のコンデンサやリアクタを用いることなく、入力電圧の倍電圧を発生させる、小型のコンバータ回路およびこれを用いたモータ駆動制御装置を提供すること。
【解決手段】交流電源１に接続されたダイオードブリッジ回路２０の負出力にカソードを接続したダイオード４４と、ダイオードブリッジ回路２０の正出力とダイオード４４のアノードに接続されたコンデンサ３１，３２と、交流電源１とダイオードブリッジ回路２０を接続した点にアノードを接続したダイオード４１，４３と、ダイオード４１，４３のカソードの接続点とコンデンサ３１，３２の接続点に接続した第１のスイッチ回路４５と、ダイオード４４のカソードとコンデンサ３１，３２の接続点に接続した第２のスイッチ回路４６を備え、コンデンサ３１，３２に交流電源１の周期よりも短い周期で、電圧が印加されるように、第１および第２のスイッチ回路４５、４６を動作させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧を昇圧することができるコンバータ回路に関するものである。

従来、入力電圧を昇圧する回路には、全波倍電圧回路が使用されていた。図１２は、従来の全波倍電圧回路の一例を示す回路図である。この全波倍電圧回路１０は、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路４と、交流電源１とダイオードブリッジ回路４との間に直列に接続された力率改善用リアクタ３と、ダイオードブリッジ回路４に並列に接続された、直列接続の２つの電解コンデンサ５および６と、電解コンデンサ５および６に並列に接続された電解コンデンサ９を有し、図１２に示すように接続されている。

上記構成の全波倍電圧回路１０では、交流電源１の出力電圧がダイオードブリッジ回路４を構成するダイオード４ａおよび４ｂにより全波整流され、ダイオードブリッジ回路４の全波整流出力により電解コンデンサ５および６が、交流電源１の出力電圧の周期で交互に充電される。この充電により直列接続の電解コンデンサ５および６の両端に発生した交流電源１の倍電圧は、電解コンデンサ９により平滑され、全波倍電圧回路１０の出力端子１ｃおよび１ｄ間には、平滑された倍電圧が発生する。

また、入力電源の力率を向上させ、入力電圧を任意の電圧まで昇圧する方法として、ダイオードブリッジ回路に昇圧回路を具備した回路方式も考えられている（例えば、特許文献１参照）。

図１３は、特許文献１に示される電圧変換回路図である。図１３に示す電圧変換回路１１は、入力端子２ａおよび２ｂに入力された交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力電圧を昇圧する昇圧回路１３と、昇圧回路１３の出力電圧により充電される電解コンデンサ１７を備えている。

ダイオードブリッジ回路２０は、直列接続のダイオード２１およびダイオード２２と、直列接続のダイオード２３およびダイオード２４から構成されている。ダイオード２１およびダイオード２２の接続点２０ａは電圧変換回路１１の入力端子２ａに、ダイオード２３およびダイオード２４の接続点２０ｂは電圧変換回路１１の入力端子２ｂに接続されている。またダイオード２１およびダイオードのカソード側が接続され、その接続点はダイオードブリッジ回路２０の出力端となっており、ダイオード２２およびダイオード２４のアノード側が接続され、その接続点はダイオードブリッジ回路２０のもう一方の出力端となっている。

昇圧回路１３は、ダイオード２１およびダイオード２３のカソード側の接続点に接続されたリアクタ１４と、ダイオード１６ａと、スイッチング素子１５を有しており、図１３に示すように接続されている。スイッチング素子１５はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）であり、スイッチング素子１５には逆並列にダイオード１６ｂが接続されている。

電圧変換回路１１では、交流電源１から供給される交流電圧が、ダイオードブリッジ回路２０により整流され、ダイオードブリッジ回路２０の出力が昇圧回路１３に入力されると、昇圧回路１３では、ダイオードブリッジ回路２０の出力がスイッチング素子１５のオン／オフ動作により昇圧される。つまり、昇圧回路１３では、スイッチング素子１５のオ
ンにより、リアクタ１４の出力側の電路が短絡してリアクタ１４にダイオードブリッジ回路２０から直流電流が流入し、エネルギーがリアクタ１４に蓄えられる。その後、スイッチング素子１５がオフすると、リアクタ１４に誘起電圧が発生し、コンデンサ１７が誘起電圧とダイオードブリッジ回路２０の出力電圧との和電圧により充電され、コンデンサ１７の端子間には、ダイオードブリッジ回路２０の出力電圧よりも高い電圧を得ることができる。
特開平６−１０５５６３号公報

しかしながら、図１２に示すように従来の全波倍電圧回路１０では、大容量の電解コンデンサ５および６と力率改善用リアクタ３が必要である。電解コンデンサ５および６には、交流電圧の半周期毎に交互に充電されるので、電解コンデンサ５および６の容量が小さいと、充電が行われない交流電圧の半周期の間に、充電された電解コンデンサの端子電圧が降下してしまい、全波倍電圧回路１０の出力電圧は、入力電圧の２倍にならない。

また、図１３に示す従来の電圧変換回路１１では、リアクタ１４の容量と、電解コンデンサ１７の容量とが、スイッチング素子１５のスイッチング周波数によって決定される。つまりリアクタ１４の容量を小さくするためには、入力側に現れる高調波電流が抑えられるようスイッチング周波数をあげる必要がある。また電解コンデンサ１７の容量を減少させると、電解コンデンサ１７に充電される電圧のリップルが大きくなることから、そのリップルを小さくするためにはスイッチング周波数を高くする必要がある。

しかし、電圧変換回路１１の効率や、高周波スイッチング素子にはコストが掛かってしまうことから、実際にはスイッチング周波数を高くするにも限界があり、そのためリアクタ１４と電解コンデンサ１７の容量は一定以上小さくすることができない。

このように従来の回路を構成する電解コンデンサやリアクタの容量を一定以上減少させることができないため、全波倍電圧回路１０や電圧変換回路１１の回路自体を小さくすることができず、またこのような回路を用いるモータ駆動制御装置の小型化は困難であるという課題があった。

本発明は、前記課題を解決するもので、大容量のコンデンサやリアクタを用いることなく、入力電圧の倍電圧を発生することができる、小型のコンバータ回路およびこれを用いたモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のコンバータ回路は、交流電源に接続されたダイオードブリッジ回路と、ダイオードブリッジ回路の負出力にカソード側を接続した第１のダイオードと、ダイオードブリッジ回路の正出力と前記第１のダイオードのアノード側との間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記ダイオードブリッジ回路を接続した点それぞれにアノード側を接続した第２のダイオードおよび第３のダイオードと、前記第２のダイオードおよび前記第３のダイオードのカソード側を接続した点と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第１のスイッチ回路と、前記第１のダイオードのカソード側と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第２のスイッチ回路とを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各々に、前記交流電源の出力電圧が、前記交流電源の周期よりも短い周期で印加されるように、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路を動作させることを特徴としたものである。これによって、コンデンサの容量を大きく低減することができる。

また本発明のコンバータ回路は、交流電源に接続されたダイオードブリッジ回路と、ダイオードブリッジ回路の正出力にアノード側を接続した第１のダイオードと、ダイオードブリッジ回路の負出力と前記第１のダイオードのカソード側との間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記ダイオードブリッジ回路を接続した点それぞれにカソード側を接続した第２のダイオードおよび第３のダイオードと、前記第１のダイオードのアノード側と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第１のスイッチ回路と、前記第２のダイオードおよび前記第３のダイオードのアノード側を接続した点と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第２のスイッチ回路とを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各々に、前記交流電源の出力電圧が、前記交流電源の周期よりも短い周期で印加されるように、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路を動作させることを特徴としたものである。これによって、コンデンサの容量を大きく低減することができる。

本発明は、大容量のコンデンサやリアクタを用いることなく、入力電圧の倍電圧を発生することができる、小型のコンバータ回路およびこれを用いたモータ駆動制御装置を提供することができる。

第１の発明は、交流電源に接続されたダイオードブリッジ回路と、ダイオードブリッジ回路の負出力にカソード側を接続した第１のダイオードと、ダイオードブリッジ回路の正出力と前記第１のダイオードのアノード側との間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記ダイオードブリッジ回路を接続した点それぞれにアノード側を接続した第２のダイオードおよび第３のダイオードと、前記第２のダイオードおよび前記第３のダイオードのカソード側を接続した点と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第１のスイッチ回路と、前記第１のダイオードのカソード側と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第２のスイッチ回路とを備えたコンバータ回路において、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各々に、前記交流電源の出力電圧が、前記交流電源の周期よりも短い周期で印加されるように、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路を動作させることで、倍電圧を発生するのに必要な第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの容量を大きく低減することができる。また前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの容量の削減により、回路の力率改善用として用いられるリアクタの容量を減らすことができる。この結果、コンバータ回路の容積の大部分を占めるコンデンサやリアクタを小さくすることができるので、コンバータ回路自体を小型化することができる。

第２の発明は、交流電源に接続されたダイオードブリッジ回路と、ダイオードブリッジ回路の正出力にアノード側を接続した第１のダイオードと、ダイオードブリッジ回路の負出力と前記第１のダイオードのカソード側との間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記ダイオードブリッジ回路を接続した点それぞれにカソード側を接続した第２のダイオードおよび第３のダイオードと、前記第１のダイオードのアノード側と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第１のスイッチ回路と、前記第２のダイオードおよび前記第３のダイオードのアノード側を接続した点と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第２のスイッチ回路とを備えたコンバータ回路において、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各々に、前記交流電源の出力電圧が、前記交流電源の周期よりも短い周期で印加されるように、前記第１のスイッチ回路と前記第２の
スイッチ回路を動作させることで、倍電圧を発生するのに必要な第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの容量を大きく低減することができる。また前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの容量の削減により、回路の力率改善用として用いられるリアクタの容量を減らすことができる。この結果、コンバータ回路の容積の大部分を占めるコンデンサやリアクタを小さくすることができるので、コンバータ回路自体を小型化することができる。

第３の発明は、特に第１および第２の発明のコンバータ回路に関するものであり、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路に、リレー、トランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、双方向スイッチ、フォトカプラのスイッチング素子のうち少なくとも一つを用いることで、装置のアプリケーションに適したスイッチング素子を選定することができ、低コストでコンバータ回路を実現することができる。

第４の発明は、特に第１〜第３のいずれか１つの発明のコンバータ回路に関するものであり、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサに、電解コンデンサ、フィルムコンデンサのうち少なくとも一つを用いることで、装置のアプリケーションに適したスイッチング素子を選定することができ、低コストでコンバータ回路を実現することができる。

第５の発明は、モータ駆動制御装置が、第１〜第４のいずれか１つの発明のコンバータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を３相擬似交流電圧に変換し、モータに駆動電圧として出力するインバータ回路とを有するものである。第１のコンデンサと第２のコンデンサの各々に、交流電源の出力電圧が、交流電源の周期よりも短い周期で印加されるように、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路を動作させることで、倍電圧を発生するのに必要な第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの容量を大きく低減することができる。また前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの容量の削減により、回路の力率改善用として用いられるリアクタの容量を減らすことができる。この結果、コンバータ回路の容積の大部分を占めるコンデンサやリアクタを小さくすることができるので、コンバータ回路自体を小型化することができ、それを有したモータ駆動制御装置自体を小型化することができる。

第６の発明は、特に、第５の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路をオン／オフ動作させるスイッチング周期と、インバータ回路を構成するスイッチング素子をオン／オフさせるスイッチング周期を等しくすることで、モータ駆動制御装置で発生する高調波電流の周波数が統一されることになり、入力側に設けられるノイズフィルタの数も一つに集約され大幅なコストダウン図ることができる。

第７の発明は、特に、第５もしくは６の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、モータの最大出力時において、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を交互にオン／オフ動作させる１周期の間に、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの端子電圧がゼロまで低下しないように、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの容量を設定することで、モータ全駆動領域においてコンバータ回路の昇圧動作を保証することができる。

第８の発明は、特に、第５の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、モータの最大出力時において、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの端子電圧がゼロまで低下しないように、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を交互にオン／オフ動作させる周期を設定することで、モータ全駆動領域においてコンバータ回路の昇圧動作を保証することができる。

第９の発明は、特に、第５の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、モータの出力
に応じて、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路を交互にオン／オフ動作させるスイッチング周期を変えることで、モータの出力に応じた適切な昇圧動作が可能となり、回路の動作効率を向上させることができる。

第１０の発明は、特に、第５の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、交流電源から供給される電力が、予め設定されているモータへの供給基準電力より低い場合は、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路の動作を停止させることで、コンバータ回路での電力損失を低減することができる。つまり、昇圧動作が必要でない低負荷領域では、コンバータ回路の昇圧動作を停止することによって、ダイオードブリッジ回路だけを動作させ、回路の動作効率を向上させることができる。

第１１の発明は、特に、第５〜１０のいずれか１つの発明のモータ駆動制御装置に関するもので、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を駆動する直流電源として、インバータ回路を駆動する直流電源を用いることで、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を駆動する電源を別に用意する必要がなくなり、大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。

第１２の発明は、特に、第１１の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、第２のスイッチ回路を駆動する電源回路は、アノード側がインバータ回路を駆動する直流電源の高電位側に接続された第４のダイオードと、前記第４のダイオードのカソード側と第２のスイッチ回路を構成するスイッチング素子の低電位側の間に直列に接続された第３のコンデンサを備え、第１のスイッチ回路を駆動する電源回路は、アノード側が前記第４のダイオードのカソード側に接続された第５のダイオードと、前記第５のダイオードのカソード側と第１のスイッチ回路を構成するスイッチング素子の低電位側の間に直列に接続された第４のコンデンサを備えることで、インバータを駆動する直流電源の他は、ダイオード、コンデンサという受動素子のみを用いて構成しているので、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路の駆動電源を簡単な回路で構成することができ、これによって大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。

第１３の発明は、特に、第５〜１２のいずれか１つの発明のモータ駆動制御装置に関するもので、コンバータ回路の出力端の間に第５のコンデンサを接続したことで、モータ停止時の回生電流によるインバータ素子の破壊を防ぐことができ、モータ駆動制御装置の信頼性を向上させることができる。

第１４の発明は、特に、第５〜１３のいずれか１つの発明のモータ駆動制御装置に関するもので、ダイオードブリッジ回路と、第１〜第３のダイオードと、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を構成するスイッチング素子とをモジュール化したことで、昇圧を必要としないモータ駆動制御装置と、昇圧を必要とするモータ駆動制御装置で回路基板を共用することができ、設計効率の向上を図ることができる。

第１５の発明は、特に、第１４の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、インバータ回路を駆動するインバータ駆動部から供給される駆動信号によって、スイッチングモジュールが動作することで、スイッチングモジュールを駆動する駆動制御装置を別途設ける必要がなくなりコストダウンを図ることができる。

第１６の発明は、特に、第５〜１５のいずれか１つの発明のモータ駆動制御装置に関するもので、ダイオードブリッジ回路のどちらか一方の入力端と、交流電源との間に、リアクタを設けたことで、コンバータ回路でのスイッチング動作により発生するノイズを遮断することができるので、入力電流の力率を向上させ、入力側での高調波電流の発生を軽減することができる。

第１７の発明は、特に、第１６の発明のモータ駆動制御装置に関するもので、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路とが一時期同時にオンするように、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路のオン／オフ動作させることで、電源電圧の２倍以上の電圧を必要とするモータを駆動することができる。

第１８の発明は、特に、第５〜１７のいずれか１つの発明のモータ駆動制御装置と、それにより駆動するモータを備えた圧縮機であり、モータ駆動制御装置で用いられるコンデンサの容量を小さくすることができ、モータ駆動制御装置の小型化および低価格化ができるため、圧縮機の小型化および低価格化を実現することができる。

第１９の発明は、特に、第１８の発明の圧縮機を搭載した空気調和機であり、圧縮機の小型化および低価格化によって、空気調和機の小型化および低価格化を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１であるコンバータ回路を示す回路図である。図１に示すように、コンバータ回路１００は、交流電源入力端ａ１およびａ２に接続さたれたダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の負出力にカソード側を接続した第１のダイオード４４と、ダイオードブリッジ回路２０の正出力とダイオード４４のアノード側間に直列に接続されたコンデンサ３１とコンデンサ３２と、交流電源入力端ａ１およびａ２の各々にアノード側を接続したダイオード４１とダイオード４３と、ダイオード４１とダイオード４３のカソード側を接続された点とコンデンサ３１とコンデンサ３２の接続された点１０ｆの間に接続された第１のスイッチ回路４５と、ダイオード４４のカソード側とコンデンサ３１とコンデンサ３２の接続された点１０ｆの間に接続された第２のスイッチ回路４６とを備え、コンデンサ３１とコンデンサ３２の各々に、交流電源の出力電圧が、交流電源の周期より短い周期で印加されるよう、第１のスイッチ回路４５と第２のスイッチ回路４６を動作させている。

なお、上記コンデンサ３１および３２は、上記出力端ｂ１およびｂ２間に出力電圧を発生するコンデンサ回路３０を構成している。また、この実施の形態１では、第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子にはＩＧＢＴを用いている。また、コンデンサ３１および３２は、電解コンデンサまたはフィルムコンデンサを用いる。またダイオードブリッジ回路２０は、図１３に示す従来の電圧変換回路１１のダイオードブリッジ回路２０と同様の構成をとるので、同じ符号を付して説明を省略する。次に上記構成のコンバータ回路の動作および効果について説明する。

コンバータ回路１００の入力端ａ１およびａ２に交流電源１の出力電圧が入力されると、交流電源１の出力電圧はコンバータ回路１００のダイオードブリッジ回路２０で整流され、ダイオードブリッジ回路２０の出力によりコンデンサ回路３０のコンデンサ３１および３２が、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

つまり、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より高い場合、コンバータ回路１００では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ１からダイオード２１、コンデンサ回路３０、およびダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、一方、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より低い場合、コンバータ回路１００では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ２からダイオード２３、コンデンサ回路３０、およびダイオード
２２を経て入力端ａ１へ至る経路で電流が流れる。これにより、コンデンサ回路３０の２つのコンデンサ３１および３２が充電される。

このとき、スイッチ制御信号（図示せず）Ｃｓにより、スイッチ回路４０の第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフが、一方がオンのときは他方がオフとなるよう相補的に行われると、コンデンサ回路３０のコンデンサ３１および３２が、交流電源１の出力電圧により交互に充電される。ここで、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフは、交流電源１の周波数（例えば６０Ｈｚ）に対応する周期（１／６０（秒））より短い周期（例えば、１／１０００（秒））で行われる。つまり、第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子のオンオフにより、コンデンサ３１および３２の各々には、交流電源１の出力電圧が、交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

以下、交流電源の出力電圧の極性が異なる２つの場合について、スイッチ回路４０およびコンデンサ回路３０内での電流の流れを説明する。まず、コンバータ回路１００の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より高い場合について説明する。

第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオンし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオフすると、入力端ａ１からダイオード４１、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子、コンデンサ３２、ダイオード４４、ダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で、電流が流れ、コンデンサ３２が、交流電源の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオフし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンすると、入力端ａ１から、ダイオード２１、コンデンサ３１、スイッチング素子４６、ダイオード２４を経て、入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、コンデンサ３１が、交流電源１の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

これにより、コンバータ回路１００の出力端ｂ１およびｂ２の間には、コンデンサ３１の端子電圧とコンデンサ３２の端子電圧の和電圧が発生し、この和電圧の最大値は、入力電圧の２倍となる。

次に、コンバータ回路１００の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より低い場合について説明する。

第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオンし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオフすると、入力端ａ２から、ダイオード４３、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子、コンデンサ３２、ダイオード４４、ダイオード２２を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、コンデンサ３２が、交流電源１の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオフし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンすると、入力端ａ２から、ダイオード２３、コンデンサ３１、スイッチング素子４６、ダイオード２２を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、コンデンサ３１が、交流電源１の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

これにより、コンバータ回路１００の出力端ｂ１およびｂ２の間には、コンデンサ３１の端子電圧とコンデンサ３２の端子電圧の和電圧が発生し、この和電圧の最大値は、入力
電圧の２倍となる。

その結果、交流電源１の出力電圧の極性に拘わらず、コンバータ回路１００の出力端ｂ１およびｂ２からは、入力端ａ１およびａ２に入力された交流電源１の出力電圧より高い、整流された電圧が出力される。

このように本実施の形態１のコンバータ回路１００では、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑する直列接続のコンデンサ３１および３２と、コンデンサ３１および３２に、交流電源１の出力電圧が交流電源１の周期より短い周期で繰り返し印加されるよう、コンデンサ３１および３２と交流電源１との接続を切り替えるスイッチ回路４０とを備えたので、コンデンサ３１および３２の時間当たりの充電回数が交流電源１の周波数より多くなり、交流電源１の極性反転毎にコンデンサ３１および３２を交互に充電する場合に比べて、入力電圧の倍電圧の発生に必要なコンデンサ３１および３２の容量を小さくすることができる。

また、本実施の形態１では、交流電源１の出力電圧をコンデンサ３１および３２に交互に印加するので、常に２つのコンデンサのいずれかが充電されることとなる。このため、入力電圧の倍電圧を発生するコンデンサの充電を効率よく行うことができ、倍電圧の発生に必要なコンデンサ容量をより小さく抑えることが可能となる。

さらに、本実施の形態１では、コンデンサ３１および３２の端子電圧の和電圧を、コンバータ回路１００の出力電圧としているので、コンデンサ３１および３２の耐圧を、コンバータ回路１００の最大出力電圧の半分程度と低く抑えることができる。

なお、本実施の形態１では、上記コンデンサ回路３０は、コンデンサ３１および３２から構成したものであるが、コンデンサ回路３０はこれに限るものではない。例えば、コンデンサ回路３０は、３つ以上のコンデンサから構成したものであってもよい。この場合、スイッチ回路４０の接続点１０ｅは、直列に接続されたコンデンサの接続点であれば、いずれの接続点に接続されていてもよい。また、上記コンデンサ回路３０は、コンデンサ３１および３２を、複数のコンデンサを接続してなるコンデンサユニットに置き換えたものでもよい。

また、本実施の形態１では、スイッチ回路４０を構成する第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子には、ＩＧＢＴを用いているが、それに限らず、電流路を遮断する回路部品であればどのようなものでもよく、電気的に電流路を遮断するＦＥＴ、トランジスタ、双方向スイッチ、フォトカプラ等のスイッチング素子であっても、物理的に電流路を遮断するリレー等でもあってもよい。

（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２のコンバータ回路の構成図である。なお、実施の形態１と同様のものは同じ番号を付して、その説明を省略する。コンバータ回路１００１は、交流電源入力端ａ１およびａ２に接続さたれたダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の正出力にアノード側を接続したダイオード４４１と、ダイオード４４１のカソード側とダイオードブリッジ回路２０の負出力間に直列に接続されたコンデンサ３１とコンデンサ３２と、交流電源１の入力端ａ１およびａ２の各々にカソード側を接続したダイオード４１１とダイオード４３１と、ダイオード４１１とダイオード４３１のアノード側が接続された点とコンデンサ３２とコンデンサ３２の接続された点１０ｆの間に接続された第２のスイッチ回路４６と、ダイオード４４１のアノード側とコンデンサ３１とコンデンサ３２の接続された点１０ｆの間に接続された第１のスイッチ回路４５とを備え、コンデンサ３１とコンデンサ３２の各々に、交流電源１の出力電圧が、交流電源１の
周期より短い周期で印加されるよう、第１のスイッチ回路４５と第２のスイッチ回路４６を動作させている。なお、コンデンサ３１および３２は、出力端ｂ１およびｂ２間に出力電圧を発生するコンデンサ回路３０を構成している。

また、この実施の形態２では、第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子にはＩＧＢＴを用いている。また、コンデンサ３１および３２は、電解コンデンサまたはフィルムコンデンサを用いる。次に動作について説明する。

コンバータ回路１００１の入力端ａ１およびａ２に交流電源１の出力電圧が入力されると、交流電源１の出力電圧はコンバータ回路１００１のダイオードブリッジ回路２０で整流され、ダイオードブリッジ回路２０の出力によりコンデンサ回路３０のコンデンサ３１および３２が、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

つまり、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より高い場合、コンバータ回路１００１では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ１からダイオード２１、コンデンサ回路３０、およびダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、一方、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より低い場合、コンバータ回路１００１では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ２からダイオード２３、コンデンサ回路３０、およびダイオード２２を経て入力端ａ１へ至る経路で電流が流れる。これにより、コンデンサ回路３０の２つのコンデンサ３１および３２が充電される。

このとき、スイッチ制御信号（図示せず）Ｃｓにより、スイッチ回路４０１の第１および第２のスイッチ回路のスイッチング素子のオンオフが、一方がオンのときは他方がオフとなるよう相補的に行われると、コンデンサ回路３０のコンデンサ３１および３２が、交流電源１の出力電圧により交互に充電される。ここで、第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子のオンオフは、交流電源１の周波数（例えば６０Ｈｚ）に対応する周期（１／６０（秒））より短い周期（例えば、１／１００１０（秒））で行われる。つまり、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフにより、コンデンサ３１および３２の各々には、交流電源１の出力電圧が、交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

以下、交流電源の出力電圧の極性が異なる２つの場合について、スイッチ回路４０１およびコンデンサ回路３０内での電流の流れを説明する。まず、コンバータ回路１００１の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より高い場合について説明する。

第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオンし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオフすると、入力端ａ１からダイオード２１、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子、コンデンサ３２、ダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で、電流が流れ、コンデンサ３２が、交流電源１の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオフし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンすると、入力端ａ１から、ダイオード２１、ダイオード４４１、コンデンサ３１、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子、ダイオード４３１を経て、入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、コンデンサ３１が、交流電源１の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

これにより、コンバータ回路１００１の出力端ｂ１およびｂ２の間には、コンデンサ３１の端子電圧とコンデンサ３２の端子電圧の和電圧が発生し、この和電圧の最大値は、入
力電圧の２倍となる。

次に、コンバータ回路１００１の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より低い場合について説明する。

第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオンし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオフすると、入力端ａ２から、ダイオード２３、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子、コンデンサ３２、ダイオード２２を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、コンデンサ３２が、交流電源１の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオフし、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンすると、入力端ａ２から、ダイオード２３、ダイオード４４１、コンデンサ３１、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子、ダイオード４１１を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、コンデンサ３１が、交流電源１の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

これにより、コンバータ回路１００１の出力端ｂ１およびｂ２の間には、コンデンサ３１の端子電圧とコンデンサ３２の端子電圧の和電圧が発生し、この和電圧の最大値は入力電圧の２倍となる。

その結果、交流電源１の出力電圧の極性に拘わらず、コンバータ回路１００１の出力端ｂ１およびｂ２からは、入力端ａ１およびａ２に入力された交流電源１の出力電圧より高い、整流された電圧が出力される。

このように本実施の形態２のコンバータ回路１００１では、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑するコンデンサ３１および３２と、コンデンサ３１および３２に、交流電源１の出力電圧が、交流電源の周期より短い周期で繰り返し印加されるよう、コンデンサ３１および３２と交流電源１との接続を切り替えるスイッチ回路４０１とを備えたので、コンデンサ３１および３２の時間当たりの充電回数が交流電源の周波数より多くなり、交流電源１の極性反転毎にコンデンサ３１および３２を交互に充電する場合に比べて、入力電圧の倍電圧の発生に必要なコンデンサ３１および３２の容量を小さくすることができる。

また、本実施の形態２では、交流電源１の出力電圧をコンデンサ３１および３２に交互に印加するので、常に２つのコンデンサのいずれかが充電されることとなる。このため、入力電圧の倍電圧を発生するコンデンサの充電を効率よく行うことができ、倍電圧の発生に必要なコンデンサ容量をより小さく抑えることが可能となる。

さらに、本実施の形態２では、コンデンサ３１および３２の端子電圧の和電圧を、コンバータ回路１００１の出力電圧としているので、コンデンサ３１および３２の耐圧を、コンバータ回路１００１の最大出力電圧の半分程度と低く抑えることができる。

なお、本実施の形態２では、コンデンサ回路３０は、直列接続の２つのコンデンサから構成したものであるが、コンデンサ回路３０はこれに限るものではない。例えば、コンデンサ回路３０は、３つ以上のコンデンサから構成したものであってもよい。この場合、スイッチ回路４０１の接続点１０ｅは、直列に接続されたコンデンサの接続点であれば、いずれの接続点に接続されていてもよい。また、コンデンサ回路３０は、コンデンサ３１および３２を、複数のコンデンサを接続してなるコンデンサユニットに置き換えたものでもよい。

また、本実施の形態２では、スイッチ回路４０１を構成するスイッチング素子４５および４６には、ＩＧＢＴを用いているが、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子はＩＧＢＴに限らず、電流路を遮断する回路部品であればどのようなものでもよく、電気的に電流路を遮断するＦＥＴ、トランジスタ、双方向スイッチ、フォトカプラ等のスイッチング素子であっても、物理的に電流路を遮断するリレー等でもあってもよい。

（実施の形態３）
図３は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動制御装置を示す回路図である。本実施の形態３のモータ駆動制御装置２００は、交流電源１の出力電圧を昇圧するコンバータ回路１００ａと、昇圧された交流電圧を３相の交流電圧に変換してモータ２に印加するインバータ回路５０とを有している。

以下、図３を用いて、コンバータ回路１００ａおよびインバータ回路５０について詳しく説明する。なお実施の形態１と同じ部位については同じ記号を付して説明を省略する。またコンバータ回路１００ａは実施の形態１のコンバータ回路１００と同一のものであるので説明を省略する。

インバータ回路５０は、直列接続のスイッチング素子５１および５２と、直列接続のスイッチング素子５３および５４と、直列接続のスイッチング素子５５および５６とを有している。スイッチング素子５１、５３、５５の一端は互いに接続され、その接続点はコンバータ回路１００ａの一方の出力端ｂ１に接続されている。スイッチング素子５２、５４、５６の一端は互いに接続され、その接続点はコンバータ回路１００ａのもう一方の出力端ｂ２に接続されている。また、スイッチング素子５１〜５６には、それぞれ逆並列にダイオード６１〜６６が接続されている。そして、スイッチング素子５１および５２の接続点５０ａはインバータ回路５０の第１の出力ノード、スイッチング素子５３および５４の接続点５０ｂはインバータ回路５０の第２の出力ノード、スイッチング素子５５および５６の接続点５０ｃはインバータ回路５０の第３の出力ノードである。上記インバータ回路５０の第１〜第３の出力ノード５０ａ〜５０ｃはそれぞれ、モータ２の３相入力の各相の入力ノードに接続されている。ここで上記各スイッチング素子はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）素子である。

なお、インバータ回路５０の回路構成は、図３に示すようなＩＧＢＴとそれに逆並列接続されたダイオードとを１組の回路素子として、それを６つ使用するものが一般的であるが、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴなどのＦＥＴ、パワートランジスタ、あるいはその他の素子を用いても何ら問題ない。また、モータ２の種類についてもどのような種類のモータを用いてもよい。

ここで、インバータ回路５０を構成するそれぞれのスイッチング素子５１〜５６は、ドライブ信号Ｄｓにより、インバータ回路５０からモータ２に、その回転数に応じた周波数の交流電圧が出力されるようオンオフされる。また、モータ２の出力は、上記スイッチング素子のオンオフのデューティー比により制御される。

また、本実施の形態３では、スイッチ回路４０のキャリア周期、つまり第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフを繰り返す周期が、交流電源１の出力電圧の周期より短いという条件の下で、直列接続のコンデンサ３１および３２の容量を、どのようなモータ２を駆動する場合でも、コンデンサ３１および３２の端子電圧がゼロまで低下しない程度の容量としている。このため、どのようなモータ２を駆動する場合でも、コンバータ回路１００ａは、入力電圧の振幅以上の電圧を出力可能である。なお
、上記コンデンサ３１および３２の容量は、上記キャリア周期が交流電源の出力電圧の周期より短いという条件では、モータ２の最大出力時、つまり、コンバータ回路１００ａに対する負荷が最大である時に、コンデンサの端子電圧がゼロまで低下する容量より大きい容量とするのが望ましい。

次に動作について説明する。

モータ駆動制御装置２００に交流電源１の出力電圧が印加され、コンバータ回路１００ａの第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子に開閉制御信号Ｃｓが、またインバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５６にドライブ信号Ｄｓが供給されると、コンバータ回路１００ａは、実施の形態１のコンバータ回路１００と同様に動作して、コンバータ回路１００ａからは、電源電圧以上の電圧が出力される。

また、インバータ回路５０では、ドライブ信号Ｄｓが各スイッチング素子５１〜５６にゲート信号として印加され、スイッチング素子５１〜５６がオンオフ動作する。すると、インバータ回路５０では、コンバータ回路１００ａの出力電圧が３相交流電圧に変換され、３相交流電圧がモータ２に出力され、モータ２は３相交流電圧により駆動される。

以下、本実施の形態３のモータ駆動制御装置２００の１つの使用例における、スイッチ回路のキャリア周波数およびコンデンサ３１および３２の容量値について説明する。

例えば、モータ駆動制御装置２００では、スイッチ回路４０のキャリア周波数を１０ｋＨｚに設定し、１５Ａ程度のモータ駆動電流に相当するモータ負荷でもってモータを駆動する場合には、コンデンサ回路３０を構成する各コンデンサ３１および３２の容量は４μＦ程度の値となる。

一方、モータ駆動制御装置２００のスイッチ回路４０を動作させずに、上記同じモータ負荷でモータを駆動しようとすると、モータ駆動制御装置２００のコンデンサ回路全体としては１０００μＦ程度の容量が必要となる。つまり、スイッチ回路を有していない、図１２に示す従来の全波倍電圧回路１０では、コンデンサ９の容量は１０００μＦ程度必要となる。

また、図１３に示す従来の電圧変換回路１１では、上記と同じモータ負荷でモータを駆動する場合、昇圧回路１３のスイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上としても、コンデンサ１７の容量は、１００μＦ程度と、実施の形態３のコンバータ回路１００ａのコンデンサ容量に比べてかなり大きな値となる。これは、従来の電圧変換回路１１の昇圧回路１３では、スイッチング素子１５をオフした直後の極めて短時間の間のみ、リアクタ１４によりコンデンサ１７を充電して、ダイオードブリッジ回路２０の出力電圧を昇圧するからである。

簡単に説明すると、従来の電圧変換回路１１では、昇圧回路のスイッチング周期のうちの、スイッチ素子１５のオフ直後の短い期間のみ昇圧回路による昇圧動作が行われることとなるのに対し、実施の形態２のコンバータ回路１００ａでは、実質的にスイッチング周期の全体に渡って、ダイオードブリッジ回路２０の出力電圧を昇圧する動作が行われる。具体的には、本実施の形態３のスイッチ回路４０では、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオン、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオフである期間には、直列接続の２つのコンデンサ３１および３２のうちのコンデンサ３２に交流電源１の出力電圧が印加され、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオフ、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンである期間には、直列接続の２つのコンデンサ３１および３２のうちのコンデンサ３１に交流電源１の出力電圧が印加される。このように本実施
の形態３では、スイッチ回路４０により各コンデンサに交流電源の出力電圧を印加する昇圧動作は、従来の電圧変換回路１１に比べて効率よく行われることとなる。

なお、ここで示したコンバータ回路１００ａの２つのコンデンサ３１および３２の容量値は、モータ駆動制御装置２００の１つの使用例におけるものであり、スイッチ回路４０のキャリア周波数やモータ負荷が異なる条件では、異なった値となるものであり、キャリア周波数が高いほど、あるいはモータ負荷が小さいほど、小さい値となるものである。

このように本実施の形態３のモータ駆動制御装置２００では、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサ３１および３２とを有し、交流電源１の出力電圧をコンデンサ３１および３２に、交流電源１の周期より短い周期で繰り返し印加するコンバータ回路１００ａを備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換してモータに印加するので、実施の形態１と同様、上記直列接続のコンデンサ３１および３２の時間当たりの充電回数が交流電源の周波数より多くなり、交流電源１の極性反転毎に上記両コンデンサを交互に充電する場合に比べて、コンデンサ３１および３２の容量を小さくすることができ、これにより、コンバータ回路１００ａを搭載したモータ駆動制御装置を小型化することができる。

なお、上記実施の形態３では、コンバータ回路１００ａは、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子が相補的にオンオフするものであるが、コンバータ回路１００ａは、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子ともにオフになる期間があるものであってもよい。

また、本実施の形態３では、コンバータ回路１００ａのコンデンサ３１および３２の容量は、スイッチ回路のキャリア周期を交流電源の出力電圧の周期より小さい一定周期とするという条件の下で、モータ２の最大出力時に、コンデンサの端子電圧がゼロまで低下する限界容量より大きい容量に設定しているが、コンデンサの容量を上記限界容量以上の大きさに設定することができない場合には、コンデンサの容量は上記限界容量未満の、できるだけ大きい値とした状態で、上記スイッチ回路のキャリア周期を、モータ２の最大出力時に、コンデンサ３１および３２の電圧がゼロまで低下しないよう調整してもよい。この場合もモータの全駆動領域においてコンバータ回路の昇圧動作を保証することができる。

また、本実施の形態３では、コンバータ回路１００ａは、モータの駆動中は、常に第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のスイッチング動作を行うものとしているが、コンバータ回路１００ａは、モータ２の負荷が軽いときや、モータ２の回転数が低いときなど、モータ２のトルクが要求される値を満たしており、コンバータ回路１００ａの出力として、振幅値が入力電圧、つまり交流電源１の出力電圧の振幅値以上の電圧を必要としないときは、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するものであってもよい。

この場合、入力電圧の昇圧動作が必要ではないような低負荷領域では、コンバータ回路１００ａの昇圧動作を停止し、ダイオードブリッジ回路２０だけを動作させ、コンバータ回路１００ａの動作効率を向上させることができる。つまり、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子やダイオード４１、４３に無駄な電流が流れるのを回避して、コンバータ回路１００ａでの電力損失を低減させることができる。

ここで、上記のモータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかは、モータ２に供給する電力から判断することができる。具体的には、モータ２への供給電力に対して一定の基準電力を設定し、コンバータ回路１００ａを、モータ２に供給する電力が
一定の基準電力以上であれば、コンバータ回路１００ａの昇圧動作なしでは、この基準電力それ以上の電力をモータに供給することができないと判断して、昇圧動作を開始するものとする。この場合、モータのトルクの過不足を容易に推測することができ、モータトルクに応じて動作するスイッチ回路を容易に実現することができる。

上記コンバータ回路１００ａの昇圧動作を行うか否かの判定に用いる基準電力は、判定に供給電力変動のヒステリシスが反映されるよう設定してもよい。つまり、基準電力には、昇圧動作を開始する第１の基準電力と、昇圧動作を停止させる第２の基準電力の２つを用い、第１の基準電力の方を、第２の基準電力より大きく設定する。これにより、コンバータ回路１００ａには、安定した動作を行わせることができる。

また、モータ２に供給する電力は、モータ２に接続された負荷の状態から検出することができるが、モータ２への供給電力は、これに限らず、モータ２に入力される電圧および電流、インバータ回路５０に入力される電圧および電流、あるいはコンバータ回路１００ａに入力される電圧および電流から検出することができる。

また、モータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかを判断する方法には、モータ２に対する指令回転数と、実際の回転数との差を用いる方法もある。これは、インバータ回路５０の制御が、モータ２の要求される回転数と実際の回転数との差が小さくなるよう、モータへ供給する電流あるいは電圧の振幅値を調整する制御である場合、モータがトルク不足になるときは、インバータ回路５０の出力電圧の振幅が頭打ちしているため、指令回転数と実際の回転数との差が大きくなって、その差が縮まらない状態となるのを利用するものである。この場合、モータのトルクの過不足を正確に検出することができ、モータトルクに応じたスイッチ回路の動作を正しく行うことができる。

また、モータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかを判断する方法には、モータ２に供給する電流の振幅値から判断する方法もある。これは、モータ２として永久磁石モータ等を利用した場合、インバータ回路５０の入力電圧が足りないときに、インバータ回路５０が、モータ２に磁束を打ち消すように電流を流し、トルクを出そうとする作用を利用するものである。具体的には、コンバータ回路１００ａは、モータ２に供給する電流量が一定の基準電流量以上になれば、その昇圧動作を開始するものとする。この場合、モータトルクに応じて動作するスイッチ回路を容易に実現することができる。

また、コンバータ回路１００ａの昇圧動作を行うか否かの判定に用いる基準電流量は、判定に供給電力変動のヒステリシスが反映されるよう設定してもよい。つまり、基準電流量には、昇圧動作を開始する第１の基準電流量と、昇圧動作を停止させる第２の基準電流量の２つを用い、第１の基準電流量の方を、第２の基準電流量より大きく設定する。これにより、コンバータ回路１００ａに、さらに安定した動作を行わせることができる。

（実施の形態４）
図４は、本発明の実施の形態４によるモータ駆動制御装置を示す回路図である。本実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１は、交流電源１の出力電圧を昇圧するコンバータ回路１００１ａと、昇圧された交流電圧を３相の交流電圧に変換してモータ２に印加するインバータ回路５０とを有している。

本実施の形態４は、図３に示す、実施の形態３におけるモータ駆動制御装置２００のコンバータ回路１００ａの部分に、図２に示す、実施の形態２におけるコンバータ回路１００１を適用したものである。また本実施の形態４は、実施の形態１〜３と同じものについては同じ記号を付して説明を省略する。

なお、インバータ回路５０の回路構成は、図４に示すようなＩＧＢＴとそれに逆並列接続されたダイオードとを１組の回路素子として、それを６つ使用するものが一般的であるが、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴなどのＦＥＴ、パワートランジスタ、あるいはその他の素子を用いても何ら問題ない。また、モータ２の種類についてもどのような種類のモータを用いてもよい。

ここで、インバータ回路５０を構成するそれぞれのスイッチング素子５１〜５６は、ドライブ信号Ｄｓにより、インバータ回路５０からモータ２に、その回転数に応じた周波数の交流電圧が出力されるようオンオフされる。また、モータ２の出力は、上記スイッチング素子のオンオフのデューティー比により制御される。

また、この実施の形態２では、スイッチ回路４０１のキャリア周期、つまり第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフを繰り返す周期が、交流電源１の出力電圧の周期より短いという条件の下で、直列接続のコンデンサ３１および３２の容量を、どのようなモータ２を駆動する場合でも、コンデンサ３１および３２の端子電圧がゼロまで低下しない程度の容量としている。このため、どのようなモータ２を駆動する場合でも、コンバータ回路１００１ａは、入力電圧の振幅以上の電圧を出力可能である。なお、コンデンサ３１および３２の容量は、上記キャリア周期が交流電源の出力電圧の周期より短いという条件では、モータ２の最大出力時、つまり、コンバータ回路１００１ａに対する負荷が最大である時に、コンデンサの端子電圧がゼロまで低下する容量より大きい容量とするのが望ましい。

次に動作について説明する。

モータ駆動制御装置２００１に交流電源１の出力電圧が印加され、コンバータ回路１００１ａのスイッチング素子４５および４６に開閉制御信号Ｃｓが、またインバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５６にドライブ信号Ｄｓが供給されると、コンバータ回路１００１ａは、実施の形態２のコンバータ回路１００１と同様に動作して、コンバータ回路１００１ａからは、電源電圧以上４電圧が出力される。

また、インバータ回路５０では、ドライブ信号Ｄｓが各スイッチング素子５１〜５６にゲート信号として印加され、スイッチング素子５１〜５６がオンオフ動作する。すると、インバータ回路５０では、コンバータ回路１００１ａの出力電圧が３相交流電圧に変換され、３相交流電圧がモータ２に出力され、モータ２は３相交流電圧により駆動される。

以下、本実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１の１つの使用例における、スイッチ回路のキャリア周波数およびコンデンサ３１および３２の容量値について説明する。

例えば、モータ駆動制御装置２００１では、スイッチ回路４０１のキャリア周波数を１０ｋＨｚに設定し、１５Ａ程度のモータ駆動電流に相当するモータ負荷でもってモータを駆動する場合には、コンデンサ回路３０を構成する各コンデンサ３１および３２の容量は４μＦ程度の値となる。

一方、モータ駆動制御装置２００１のスイッチ回路４０１を動作させずに、上記同じモータ負荷でモータを駆動しようとすると、モータ駆動制御装置２００１のコンデンサ回路全体としては１００１０μＦ程度の容量が必要となる。つまり、スイッチ回路を有していない、図１２に示す従来の全波倍電圧回路１０では、コンデンサ９の容量は１００１０μＦ程度必要となる。

また、図１３に示す従来の電圧変換回路１１では、上記と同じモータ負荷でモータを駆
動する場合、昇圧回路１３のスイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上としても、コンデンサ１７の容量は、１００１μＦ程度と、実施の形態４のコンバータ回路１００１ａのコンデンサ容量に比べてかなり大きな値となる。これは、従来の電圧変換回路１１の昇圧回路１３では、スイッチング素子１５をオフした直後の極めて短時間の間のみ、リアクタ１４によりコンデンサ１７を充電して、ダイオードブリッジ回路２０の出力電圧を昇圧するからである。

簡単に説明すると、従来の電圧変換回路１１では、昇圧回路のスイッチング周期のうちの、スイッチ素子１５のオフ直後の短い期間のみ昇圧回路による昇圧動作が行われることとなるのに対し、実施の形態４のコンバータ回路１００１ａでは、実質的にスイッチング周期の全体に渡って、ダイオードブリッジ回路２０の出力電圧を昇圧する動作が行われる。具体的には、本実施の形態４のスイッチ回路４０１では、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオン、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオフである期間には、直列接続の２つのコンデンサ３１および３２のうちのコンデンサ３２に交流電源１の出力電圧が印加され、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子がオフ、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンである期間には、直列接続の２つのコンデンサ３１および３２のうちのコンデンサ３１に交流電源１の出力電圧が印加される。このように本実施の形態４では、スイッチ回路４０１により各コンデンサに交流電源１の出力電圧を印加する昇圧動作は、従来の電圧変換回路１１に比べて効率よく行われることとなる。

なお、ここで示したコンバータ回路１００１ａの２つのコンデンサ３１および３２の容量値は、モータ駆動制御装置２００１の１つの使用例におけるものであり、スイッチ回路４０１のキャリア周波数やモータ負荷が異なる条件では、異なった値となるものであり、キャリア周波数が高いほど、あるいはモータ負荷が小さいほど、小さい値となるものである。

このように本実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１では、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサ３１および３２とを有し、交流電源１の出力電圧をコンデンサ３１および３２に、交流電源１の周期より短い周期で繰り返し印加するコンバータ回路１００１ａを備え、コンバータ回路１００１ａの出力を３相交流に変換してモータに印加するので、実施の形態２と同様、上記直列接続のコンデンサ３１および３２の時間当たりの充電回数が交流電源の周波数より多くなり、交流電源１の極性反転毎にコンデンサ３１および３２を交互に充電する場合に比べて、コンデンサ３１および３２の容量を小さくすることができ、これにより、コンバータ回路１００１ａを搭載したモータ駆動制御装置を小型化することができる。

なお、本実施の形態４では、コンバータ回路１００１ａは、第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子が相補的にオンオフするものであるが、コンバータ回路１００１ａは、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子がともにオフになる期間があるものであってもよい。

また、本実施の形態４では、コンバータ回路１００１ａのコンデンサ３１および３２の容量は、スイッチ回路４０１のキャリア周期を交流電源の出力電圧の周期より小さい一定周期とするという条件の下で、モータ２の最大出力時に、コンデンサ３１および３２の端子電圧がゼロまで低下する限界容量より大きい容量に設定しているが、コンデンサの容量を上記限界容量以上の大きさに設定することができない場合には、コンデンサの容量は上記限界容量未満の、できるだけ大きい値とした状態で、スイッチ回路４０１のキャリア周期を、モータ２の最大出力時に、コンデンサ３１および３２の電圧がゼロまで低下しないよう調整してもよい。この場合もモータの全駆動領域においてコンバータ回路の昇圧動作
を保証することができる。

また、上記実施の形態４では、コンバータ回路１００１ａは、モータの駆動中は、常に第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のスイッチング動作を行うものとしているが、コンバータ回路１００１ａは、モータ２の負荷が軽いときや、モータ２の回転数が低いときなど、モータ２のトルクが要求される値を満たしており、コンバータ回路１００１ａの出力として、振幅値が入力電圧、つまり交流電源の出力電圧の振幅値以上の電圧を必要としないときは、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するものであってもよい。

この場合、入力電圧の昇圧動作が必要ではないような低負荷領域では、コンバータ回路１００１ａの昇圧動作を停止し、全波ダイオードブリッジ回路２０だけを動作させ、コンバータ回路の動作効率を向上させることができる。つまり、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子やダイオード４１１、４３１に無駄な電流が流れるのを回避して、コンバータ回路１００１ａでの電力損失を低減させることができる。

ここで、モータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかは、実施の形態３と同様に、モータ２に供給する電力から判断することができる。具体的な動作は実施の形態３と同様であるので説明は省略する。

また、モータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかを判断する方法には、実施の形態３と同様に、モータ２に対する指令回転数と、実際の回転数との差を用いる方法もある。具体的な動作は実施の形態３と同様であるので説明は省略する。

（実施の形態５）
図５は本発明の実施の形態５によるモータ駆動制御装置を示す図である。本実施の形態５のモータ駆動制御装置２０１は、実施の形態３のモータ駆動制御装置２００のコンバータ回路１００ａに代えて、回路の駆動電源をインバータ回路５０と共用したコンバータ回路１００ｂを備えたものである。

すなわち、このモータ駆動制御装置２０１のインバータ回路５０は、実施の形態３のものと同一のものである。また、上記コンバータ回路１００ｂは、実施の形態３のコンバータ１００ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、コンデンサ回路３０を構成する直列接続のコンデンサ３１および３２を、交互に交流電源１の出力電圧により充電するスイッチ回路４０ｃとを有している。

スイッチ回路４０ｃは、実施の形態３のスイッチ回路４０ａを構成する素子に加えて、インバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５６を駆動する直流電源８０のプラス端子と、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子のエミッタとの間に直列に接続されたダイオード８１およびコンデンサ８４と、ダイオード８１およびコンデンサ８４の接続点と、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子の接続点との間に直列に接続されたダイオード８２およびコンデンサ８３とを有している。

ここで、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子を駆動する電源回路は、インバータ回路５０の駆動電源８０と、そのプラス端子にカソード側が接続されたダイオード８１と、ダイオード８１のアノード側と上記第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子のエミッタとの間に接続されたコンデンサ８４とから構成されている。また、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子を駆動する電源回路は、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子を駆動する電源回路と、カソード側が上記ダイオード８１のアノード側に接続さ
れたダイオード８２と、ダイオード８２のアノード側と第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子の接続点１０ｅとの間に接続されたコンデンサ８３とから構成されている。

次に動作について説明する。

この実施の形態５のモータ駆動制御装置２０１では、コンバータ回路１００ｂの基本的な動作は実施の形態３のコンバータ回路１００ａと同一であり、また、インバータ回路５０は、実施の形態３と全く同じ動作をする。

そこで、以下では、上記コンバータ回路１００ｂの第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子を駆動する電源回路、および第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子を駆動する電源回路の動作についてのみ説明する。

インバータ回路５０の駆動電源８０からダイオード８１を通ってコンデンサ８４に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８４が充電される。第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子は、コンデンサ８４の充電により発生した端子電圧により駆動される。つまり、コンデンサ８４の端子電圧が、開閉制御信号Ｃｓに従って第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子のゲートとエミッタ間に印加される。

一方、第１および第２のスイッチ回路４５、４６のスイッチング素子の接続点１０ｅが、コンバータ回路１００ｂの出力端ｂ２と同電位になったときに、インバータ回路５０の駆動電源８０からダイオード８１、ダイオード８２を通ってコンデンサ８３に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８３が充電される。また、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンし、その両端が同電位になったときには、コンデンサ８４からダイオード８２を通ってコンデンサ８３に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８３が充電される。第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子はコンデンサ８３の充電により発生した端子電圧により駆動される。つまり、コンデンサ８３の端子電圧が、開閉制御信号Ｃｓに従って、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子のゲートとエミッタの間に印加される。

このように本実施の形態５では、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子として、電気的にスイッチングできるＦＥＴ素子などを用い、スイッチング素子の駆動電源を、インバータ回路５０を駆動する電源から作成しているので、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子を駆動する電源を別に用意する必要がなくなり、大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。

なお、上記実施の形態２、３では、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフするキャリア周期は一定としているが、これは一定である必要はなく、モータ２の負荷に応じて変化させるようにしてもよい。つまり、モータ負荷がそれほど重くないときには、キャリア周期を長くすることにより、スイッチングロスを低減させることができる。このとき、キャリア周期は、リニアに変化させる必要はなく、数個の周期を段階的に切り替えるようにするだけでもよい。

また、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子をオンオフするキャリア周期は、インバータ回路５０のスイッチングをオンオフするキャリア周期と等しくしてもよい。このようにすれば、モータ駆動制御装置２００で発生する高調波電流の周波数が統一されることになり、入力側に設けられるノイズフィルタの数も１つに集約され、大幅なコストダウンをもたらすことができる。

さらに、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子はコンバータ回路１００ｂに入力する電流の高調波成分を減少させるようスイッチングしてもよい。具体的には、インバータ回路５０のスイッチングのタイミングから得られる位相を調節して、スイッチングする方法が考えられる。コンバータ回路１００ｂの入力側に現れる高調波電流を検出し、その高調波電流が打ち消されるよう、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のスイッチングを行ってもよい。

このようにすることで、高調波電流が減少し、入力側に設けられるノイズフィルタのサイズを小型化することができ、さらには取り除くことも可能となる。

また、コンバータ回路１００ｂのダイオードブリッジ回路２０を構成するダイオードには、コンバータ回路１００ｂのダイオードと同程度の逆回復時間の短い素子を使用してもよい。この場合、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のキャリア周期ごとに電流の遮断が行われるダイオードブリッジ回路２０での転流時のロスが減り、回路動作の効率が向上する。
（実施の形態６）
図６は本発明の実施の形態６によるモータ駆動制御装置を示す図である。本実施の形態６のモータ駆動制御装置２０１１は、実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１のコンバータ回路１００１ａに代えて、回路の駆動電源をインバータ回路５０と共用したコンバータ回路１００１ｂを備えたものである。

すなわち、このモータ駆動制御装置２０１１のインバータ回路５０は、実施の形態４のものと同一のものである。また、上記コンバータ回路１００１ｂは、実施の形態４のコンバータ１００１ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、コンデンサ回路３０を構成する直列接続のコンデンサ３１および３２を、交互に交流電源１の出力電圧により充電するスイッチ回路４０１ｃとを有している。

スイッチ回路４０１ｃは、実施の形態４のスイッチ回路４０１ａを構成する素子に加えて、インバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５６を駆動する直流電源８０のプラス端子と、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子のエミッタとの間に直列に接続されたダイオード８１およびコンデンサ８４と、両素子８１および８４の接続点と、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子の接続点との間に直列に接続されたダイオード８２およびコンデンサ８３とを有している。

ここで、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子を駆動する電源回路は、インバータ回路５０の駆動電源８０と、そのプラス端子にカソード側が接続されたダイオード８１と、ダイオード８１のアノード側と第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子のエミッタとの間に接続されたコンデンサ８４とから構成されている。また、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子を駆動する電源回路は、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子を駆動する電源回路と、カソード側がダイオード８１のアノード側に接続されたダイオード８２と、ダイオード８２のアノード側と第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子の接続点１０ｅとの間に接続されたコンデンサ８３とから構成されている。

次に動作について説明する。本実施の形態６のモータ駆動制御装置２０１１では、コンバータ回路１００１ｂの基本的な動作は実施の形態４のコンバータ回路１００１ａと同一であり、また、インバータ回路５０は、実施の形態４と全く同じ動作をする。

そこで、以下では、上記コンバータ回路１００１ｂの第１のスイッチ回路４５のスイッ
チング素子を駆動する電源回路、および第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子を駆動する電源回路の動作についてのみ説明する。

インバータ回路５０の駆動電源８０からダイオード８１を通ってコンデンサ８４に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８４が充電される。第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子は、コンデンサ８４の充電により発生した端子電圧により駆動される。つまり、コンデンサ８４の端子電圧が、開閉制御信号Ｃｓに従って第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子のゲートとエミッタ間に印加される。

一方、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子の接続点１０ｅが、コンバータ回路１００１ｂの出力端ｂ２と同電位になったときに、インバータ回路５０の駆動電源８０からダイオード８１、ダイオード８２を通ってコンデンサ８３に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８３が充電される。また、第２のスイッチ回路４６のスイッチング素子がオンし、その両端が同電位になったときには、コンデンサ８４からダイオード８２を通ってコンデンサ８３に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８３が充電される。第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子は、コンデンサ８３の充電により発生した端子電圧により駆動される。つまり、コンデンサ８３の端子電圧が、開閉制御信号Ｃｓに従って、第１のスイッチ回路４５のスイッチング素子のゲートとエミッタの間に印加される。

このように本実施の形態６では、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子として、電気的にスイッチングできるＦＥＴ素子などを用い、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子の駆動電源を、インバータ回路５０を駆動する電源から作成しているので、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子を駆動する電源を別に用意する必要がなくなり、大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。

なお、上記実施の形態２、３では、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフするキャリア周期は一定としているが、これは一定である必要はなく、モータ２の負荷に応じて変化させるようにしてもよい。つまり、モータ負荷がそれほど重くないときには、キャリア周期を長くすることにより、スイッチングロスを低減させることができる。このとき、キャリア周期は、リニアに変化させる必要はなく、数個の周期を段階的に切り替えるようにするだけでもよい。

また、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子をオンオフするキャリア周期は、インバータ回路５０のスイッチングをオンオフするキャリア周期と等しくしてもよい。このようにすれば、モータ駆動制御装置２００１で発生する高調波電流の周波数が統一されることになり、入力側に設けられるノイズフィルタの数も１つに集約され、大幅なコストダウンをもたらすことができる。

さらに、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子はコンバータ回路１００１ｂに入力する電流の高調波成分を減少させるようスイッチングしてもよい。具体的には、インバータ回路５０のスイッチングのタイミングから得られる位相を調節して、スイッチングする方法が考えられる。コンバータ回路１００１ｂの入力側に現れる高調波電流を検出し、その高調波電流が打ち消されるよう、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のスイッチングを行ってもよい。

このようにすることで、高調波電流が減少し、入力側に設けられるノイズフィルタのサイズを小型化することができ、さらには取り除くことも可能となる。

また、コンバータ回路１００１ｂのダイオードブリッジ回路２０を構成するダイオード
には、コンバータ回路のダイオードと同程度の逆回復時間の短い素子を使用してもよい。この場合、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のキャリア周期ごとに電流の遮断が行われるダイオードブリッジ回路２０での転流時のロスが減り、回路動作の効率が向上する。
（実施の形態７）
図７は本発明の実施の形態７によるモータ駆動制御装置を示す図である。本実施の形態７のモータ駆動制御装置２０２は、実施の形態３のモータ駆動制御装置２００のコンバータ回路１００ａの出力側にモータ２からの回生電流を充電するコンデンサ５７を付加してなるコンバータ回路１００ｃを備えたものであり、その他の構成は、実施の形態３のモータ駆動制御装置２００と同一である。

すなわち、上記コンバータ回路１００ｃは、実施の形態３のコンバータ回路１００ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、コンデンサ回路３０を構成する直列接続の２つのコンデンサ３１および３２を交互に充電するスイッチ回路４０とを有している。そして、このコンバータ回路１００ｃでは、その出力端ｂ１およびｂ２の間に、直列接続の２つのコンデンサ３１および３２と並列にコンデンサ５７が接続されている。

ここで、コンデンサ５７の容量は、モータ回生電流によるインバータ回路の損傷が回避される程度の容量にすればよい。例えば、モータ駆動制御装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを制御するものである場合は、コンデンサ５７の容量は、１μＦ〜５０μＦ程度でよい。この値は、モータのインダクタンスの容量、インバータ入力電圧に対して許容される最大変動量、およびモータに流す電流の最大値から求められる最小の限界値である。

つまり、モータに最大電流が流れているときにモータが保持しているエネルギーは、インダクタンスの容量から求められる。そして、そのエネルギーがモータ回生電流としてコンデンサに与えられたときに発生するコンデンサの端子電圧の上昇をどの程度まで許容できるかに基づいて、コンデンサの容量が決定される。

次に動作について説明する。

この実施の形態７のモータ駆動制御装置２０２では、コンバータ回路１００ｃにおけるダイオードブリッジ回路２０、コンデンサ回路３０、およびスイッチ回路４０、並びにインバータ回路５０は、実施の形態３のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態３と異なる動作について説明する。

モータ２の停止時やインバータ回路５０のスイッチング動作が停止した時には、モータ２に流れている電流がインバータ回路５０の入力側に回生される。その回生電流が大きいと、インバータ回路５０の入力側電圧が過大電圧となって、モータ駆動制御装置、特にインバータ回路５０が損傷する場合が発生する。

この実施の形態７のモータ駆動制御装置２０２では、図７に示すようにコンバータ回路１００ｃの出力側に、コンデンサ５７が付加されているので、モータ２の停止時などには、モータ２からの回生電流が上記コンデンサ５７に充電されることとなり、回生電流によるインバータ回路５０の入力側電圧の上昇を抑えることができる。

これにより、モータ停止時などに発生するモータ回生電流によりインバータ回路５０の素子が破壊するのを防止することができ、より安全なモータ駆動制御装置を実現することができる。

このように本実施の形態７のモータ駆動制御装置２０２では、実施の形態３のコンバータ回路１００ａを構成するダイオードブリッジ回路２０、スイッチ回路４０、およびコンデンサ回路３０に加えて、出力端ｂ１およびｂ２間に付加された、モータ２からの回生電流を充電するコンデンサ５７を有するコンバータ回路１００ｃを備えたので、実施の形態２の効果に加えて、モータ２の緊急停止時においても回生電流によるインバータ回路５０の素子破壊を防ぐことができ、モータ駆動制御装置の信頼性を向上させることができる効果がある。

なお、実施の形態３ないし７のコンバータ回路における、ダイオード４１、４３、４４および第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子からなるスイッチ回路４０は、モジュール化してもよい。この場合、昇圧を必要としないモータ駆動制御装置は、このモジュールを取り外すだけで実現することができる。言い換えると、回路基板を、電源電圧の昇圧を必要としないモータ駆動制御装置と、電源電圧の昇圧を必要とするモータ駆動制御装置とで共用することができ、設計効率を向上することができる。

また、モジュール化したスイッチ回路には、インバータ回路５０の駆動ユニットから駆動信号を供給するようにしてもよい。こうすると、スイッチ回路としてのモジュールを駆動する駆動ユニットは不要となり、モータ駆動制御装置のコストダウンを図ることができる。

（実施の形態８）
図８は本発明の実施の形態８によるモータ駆動制御装置を示す図である。本実施の形態８のモータ駆動制御装置２０２１は、実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１のコンバータ回路１００１ａの出力側にモータ２からの回生電流を充電するコンデンサ５７を付加してなるコンバータ回路１００１ｃを備えたものであり、その他の構成は、実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１と同一である。

すなわち、上記コンバータ回路１００１ｃは、実施の形態４のコンバータ回路１００１ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、コンデンサ回路３０を構成する直列接続の２つのコンデンサ３１および３２を交互に充電するスイッチ回路４０１とを有している。そして、このコンバータ回路１００１ｃでは、その出力端ｂ１およびｂ２の間に、直列接続の２つのコンデンサ３１および３２と並列に上記コンデンサ５７が接続されている。

ここで、コンデンサ５７の容量は、モータ回生電流によるインバータ回路の損傷が回避される程度の容量にすればよい。例えば、モータ駆動制御装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを制御するものである場合は、コンデンサ５７の容量は、１μＦ〜５０μＦ程度でよい。この値は、モータのインダクタンスの容量、インバータ入力電圧に対して許容される最大変動量、およびモータに流す電流の最大値から求められる最小の限界値である。

つまり、モータに最大電流が流れているときにモータが保持しているエネルギーは、インダクタンスの容量から求められる。そして、そのエネルギーがモータ回生電流としてコンデンサに与えられたときに発生するコンデンサの端子電圧の上昇をどの程度まで許容できるかに基づいて、コンデンサの容量が決定される。

次に動作について説明する。

この実施の形態８のモータ駆動制御装置２０２１では、コンバータ回路１００１ｃにおけるダイオードブリッジ回路２０、コンデンサ回路３０、およびスイッチ回路４０１、並びにインバータ回路５０は、実施の形態４のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態４と異なる動作について説明する。

モータ２の停止時やインバータ回路５０のスイッチング動作が停止した時には、モータ２に流れている電流がインバータ回路５０の入力側に回生される。その回生電流が大きいと、インバータ回路５０の入力側電圧が過大電圧となって、モータ駆動制御装置、特にインバータ回路５０が損傷する場合が発生する。

この実施の形態４のモータ駆動制御装置２０２１では、図８に示すようにコンバータ回路１００１ｃの出力側に、コンデンサ５７が付加されているので、モータ２の停止時などには、モータ２からの回生電流が上記コンデンサ５７に充電されることとなり、回生電流によるインバータ回路５０の入力側電圧の上昇を抑えることができる。

これにより、モータ停止時などに発生するモータ回生電流によりインバータ回路５０の素子が破壊するのを防止することができ、より安全なモータ駆動制御装置を実現することができる。

このように本実施の形態８のモータ駆動制御装置２０２１では、実施の形態２のコンバータ回路１００１ａを構成するダイオードブリッジ回路２０、スイッチ回路４０１、およびコンデンサ回路３０に加えて、出力端ｂ１およびｂ２間に付加された、モータ２からの回生電流を充電するコンデンサ５７を有するコンバータ回路１００１ｃを備えたので、実施の形態２の効果に加えて、モータ２の緊急停止時においても回生電流によるインバータ回路５０の素子破壊を防ぐことができ、モータ駆動制御装置の信頼性を向上させることができる効果がある。

なお、実施の形態２ないし４のコンバータ回路における、ダイオード４１１、４３１、４４１および第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子からなるスイッチ回路は、モジュール化してもよい。この場合、昇圧を必要としないモータ駆動制御装置は、このモジュールを取り外すだけで実現することができる。言い換えると、回路基板を、電源電圧の昇圧を必要としないモータ駆動制御装置と、電源電圧の昇圧を必要とするモータ駆動制御装置とで共用することができ、設計効率を向上することができる。

また、モジュール化したスイッチ回路には、インバータ回路５０の駆動ユニットから駆動信号を供給するようにしてもよい。こうすると、スイッチ回路としてのモジュールを駆動する駆動ユニットは不要となり、モータ駆動制御装置のコストダウンを図ることができる。

（実施の形態９）
図９は本発明の実施の形態９によるモータ駆動制御装置を示す図である。本実施の形態９のモータ駆動制御装置２０３は、実施の形態３のモータ駆動制御装置２００のコンバータ回路１００ａの入力側にリアクタ５８を付加してなるコンバータ回路１００ｄを備えたものであり、その他の構成は、実施の形態３のモータ駆動制御装置２００と同一である。

すなわち、コンバータ回路１００ｄは、実施の形態３のコンバータ回路１００ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、コンデンサ回路３０を構成する直列接続の２つのコンデンサ３１および３２を交互に充電するスイッチ回路４０とを有している。そして、このコンバータ回路１００ｄは、ダイオードブリッジ回路２０の接続点１０ａ
と、交流電源１の出力が印加される入力端ａ１との間に接続されたリアクタ５８を有している。

ここで、リアクタ５８の容量は、インバータ回路のスイッチング動作に伴って発生するスイッチング電流ノイズを除去し、交流電源の出力電流の波形が歪まない程度の値にすればよい。例えば、モータ駆動制御装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動するものである場合は、リアクタ５８の容量は、０．１ｍＨから１．０ｍＨ程度でよい。この値は、コンバータ回路１００ｄのキャリア周波数、つまりスイッチング素子のオンオフの繰り返し周期に依存し、キャリア成分の高調波が抑制できるように決定される。

次に動作について説明する。

この実施の形態９のモータ駆動制御装置２０３では、コンバータ回路１００ｄにおけるダイオードブリッジ回路２０、コンデンサ回路３０、およびスイッチ回路４０、並びにインバータ回路５０は、実施の形態３のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態３と異なる動作について説明する。

交流電源１の出力電流は、コンバータ回路１００ｄのスイッチング動作の影響を受け、スイッチング電流がノイズとして重畳される。

実施の形態５のモータ駆動制御装置２０３では、図９に示すように、交流電源１とコンバータ回路１００ｄとの間に挿入されたリアクタ５８により、コンバータ回路１００ｄで発生したノイズが遮断されることとなって、交流電源１の出力電流に重畳されるスイッチングノイズが低減される。これにより交流電源１の出力電流の波形が歪むのが抑制され、入力電流の力率が改善される。

このように本実施の形態５では、実施の形態３のコンバータ回路１００ａを構成するダイオードブリッジ回路２０、スイッチ回路４０、およびコンデンサ回路３０に加えて、ダイオードブリッジ回路２０の入力と交流電源１との間に挿入された、スイッチ回路４０で発生したノイズを遮断するリアクタ５８を有するコンバータ回路１００ｄを備えたので、実施の形態５の効果に加えて、交流電源１の出力に重畳されるスイッチングノイズを低減することができ、これにより入力電流の力率を高め、高調波電流の発生を抑制することができる効果がある。

なお、実施の形態９では、コンバータ回路１００ｄのスイッチ回路４０を構成する第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子は相補的にオンオフ動作をするものとしているが、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオン期間を若干重複させるようにしてもよい。こうすることにより、コンバータ回路の出力電圧として電源電圧の２倍以上に昇圧することができるようになり、電源電圧の２倍以上の電圧を必要とするモータをも駆動することができる。

また、実施の形態９のモータ駆動制御装置では、インバータ回路５０を、モータの回転数に応じた周波数を有する駆動電流がモータに供給されるよう制御しているが、モータ駆動制御装置は、インバータ回路５０からモータへの供給電流を、上記のようにモータの回転数に基づいて制御するだけでなく、コンバータ回路１００ｄに入力される電流の力率が向上するよう、インバータ回路５０からモータ２への供給電流を制御するものであってもよい。こうすることにより、コンバータ回路１００ｄへの入力電流の力率を向上させ、高調波電流を軽減することができる。さらに、実施の形態９のモータ駆動制御装置は、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフを、コンバータ回路
１００ｄに入力される電流の力率が向上するよう制御してもよい。こうすることにより、入力電流の力率を向上させ、高調波電流を軽減することができる。

また、実施の形態７では、モータ駆動制御装置は、そのコンバータ回路の入力側にコンデンサを付加したもの、実施の形態９では、モータ駆動制御装置は、そのコンバータ回路と、交流電源との間にリアクタを挿入したものとしているが、モータ駆動制御装置は、コンデンサとリアクタの両方を備えたものであってもよい。

（実施の形態１０）
図１０は本発明の実施の形態１０によるモータ駆動制御装置を示す図である。本実施の形態１０のモータ駆動制御装置２０３１は、実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１のコンバータ回路１００１ａの入力側にリアクタ５８を付加してなるコンバータ回路１００１ｄを備えたものであり、その他の構成は、実施の形態４のモータ駆動制御装置２００１と同一である。

すなわち、コンバータ回路１００１ｄは、実施の形態４のコンバータ回路１００１ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流するダイオードブリッジ回路２０と、ダイオードブリッジ回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、コンデンサ回路３０を構成する直列接続の２つのコンデンサ３１および３２を交互に充電するスイッチ回路４０１とを有している。そして、このコンバータ回路１００１ｄは、ダイオードブリッジ回路２０の接続点１０ａと、交流電源１の出力が印加される入力端ａ１との間に接続されたリアクタ５８を有している。

ここで、リアクタ５８の容量は、インバータ回路のスイッチング動作に伴って発生するスイッチング電流ノイズを除去し、交流電源の出力電流の波形が歪まない程度の値にすればよい。例えば、モータ駆動制御装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動するものである場合は、リアクタ５８の容量は、０．１ｍＨから１．０ｍＨ程度でよい。この値は、コンバータ回路１００１ｄのキャリア周波数、つまりスイッチング素子のオンオフの繰り返し周期に依存し、キャリア成分の高調波が抑制できるように決定される。

次に動作について説明する。

実施の形態１０のモータ駆動制御装置２０３１では、コンバータ回路１００１ｄにおけるダイオードブリッジ回路２０、コンデンサ回路３０、およびスイッチ回路４０１、並びにインバータ回路５０は、実施の形態４のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態４と異なる動作について説明する。

交流電源１の出力電流は、コンバータ回路１００１ｄのスイッチング動作の影響を受け、スイッチング電流がノイズとして重畳される。

この実施の形態１０のモータ駆動制御装置２０３１では、図１０に示すように、交流電源１とコンバータ回路１００１ｄとの間に挿入されたリアクタ５８により、コンバータ回路１００１ｄで発生したノイズが遮断されることとなって、交流電源１の出力電流に重畳されるスイッチングノイズが低減される。これにより交流電源１の出力電流の波形が歪むのが抑制され、入力電流の力率が改善される。

このように本実施の形態１０では、実施の形態４のコンバータ回路１００１ａを構成するダイオードブリッジ回路２０、スイッチ回路４０１、およびコンデンサ回路３０に加えて、ダイオードブリッジ回路２０の入力と交流電源１との間に挿入された、スイッチ回路
４０１で発生したノイズを遮断するリアクタ５８を有するコンバータ回路１００１ｄを備えたので、実施の形態５の効果に加えて、交流電源１の出力に重畳されるスイッチングノイズを低減することができ、これにより入力電流の力率を高め、高調波電流の発生を抑制することができる効果がある。

なお、実施の形態５では、コンバータ回路１００１ｄのスイッチ回路４０１を構成する第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子は相補的にオンオフ動作をするものとしているが、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオン期間を若干重複させるようにしてもよい。こうすることにより、コンバータ回路の出力電圧として電源電圧の２倍以上に昇圧することができるようになり、電源電圧の２倍以上の電圧を必要とするモータをも駆動することができる。

また、実施の形態１０のモータ駆動制御装置では、インバータ回路５０を、モータの回転数に応じた周波数を有する駆動電流がモータに供給されるよう制御しているが、モータ駆動制御装置は、インバータ回路５０からモータへの供給電流を、上記のようにモータの回転数に基づいて制御するだけでなく、コンバータ回路１００１ｄに入力される電流の力率が向上するよう、インバータ回路５０からモータ２への供給電流を制御するものであってもよい。こうすることにより、コンバータ回路１００１ｄへの入力電流の力率を向上させ、高調波電流を軽減することができる。さらに、実施の形態５のモータ駆動制御装置は、第１および第２のスイッチ回路４５，４６のスイッチング素子のオンオフを、コンバータ回路１００１ｄに入力される電流の力率が向上するよう制御してもよい。こうすることにより、入力電流の力率を向上させ、高調波電流を軽減することができる。

また、実施の形態８では、モータ駆動制御装置は、そのコンバータ回路の入力側にコンデンサを付加したもの、実施の形態１０では、モータ駆動制御装置は、そのコンバータ回路と、交流電源との間にリアクタを挿入したものとしているが、モータ駆動制御装置は、コンデンサとリアクタの両方を備えたものであってもよい。

（実施の形態１１）
図１１は、本発明の実施の形態１１による空気調和機を示すブロック図である。本実施の形態１１の空気調和機２５０は、室内機２５５および室外機２５６を有し、冷暖房を行う空気調和機である。

この空気調和機２５０は、冷媒を室内機２５５と室外機２５６の間で循環させる圧縮機２５０ａと、交流電源１を入力とし、圧縮機２５０ａのモータ（図示せず）を駆動するモータ駆動制御装置２５０ｂとを有している。ここで、交流電源１、圧縮機２５０ａのモータ、およびモータ駆動制御装置２５０ｂはそれぞれ、実施の形態３または４の交流電源１、モータ２、およびモータ駆動制御装置２００または２００１と同一のものである。

また、上記空気調和機２５０は、冷媒循環経路を形成する四方弁２５４、絞り装置２５３、室内側熱交換器２５１および室外側熱交換器２５２を有している。ここで、室内側熱交換器２５１は上記室内機２５５を構成しており、絞り装置２５３、室外側熱交換器２５２、圧縮機２５０ａ、四方弁２５４およびモータ駆動制御装置２５０ｂは室外機２５６を構成している。

室内側熱交換器２５１は、熱交換の能力を上げるための送風機２５１ａと、熱交換器２５１の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５１ｂとを有している。上記室外側熱交換器２５２は、熱交換の能力を上げるための送風機２５２ａと、熱交換器２５２の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５２ｂとを有している。

そして、実施の形態１１の空気調和機２５０では、室内側熱交換器２５１と室外側熱交換器２５２との間の冷媒経路には、圧縮機２５０ａおよび四方弁２５４が配置されている。つまりこの空気調和機２５０は、冷媒が矢印Ａの方向に流れ、室外側熱交換器２５２を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室内側熱交換器２５１へ供給される状態と、冷媒が矢印Ｂの方向に流れ、室内側熱交換器２５１を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室外側熱交換器２５２へ供給される状態とが、四方弁２５４により切り替えられるものである。

また、絞り装置２５３は、循環する冷媒の流量を絞る絞り作用と、冷媒の流量を自動調整する弁の作用とをあわせ持つものである。つまり、絞り装置２５３は、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器から蒸発器へ送り出された液冷媒の流量を絞って液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器に必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

なお、室内側熱交換器２５１は暖房運転では凝縮器として、冷房運転では蒸発器として動作するものであり、室外側熱交換器２５２は、暖房運転では蒸発器として、冷房運転では凝縮器として動作するものである。凝縮器では、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスは、送り込まれる空気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。これは、冷媒が大気中に熱を放熱して液化することと等しい。また、蒸発器には絞り装置２５３で低温低圧となった液冷媒が流れ込む。この状態で蒸発器に部屋の空気が送り込まれると、液冷媒は空気から大量の熱を奪って蒸発し、低温低圧のガス冷媒に変化する。蒸発器にて大量の熱を奪われた空気は空調機の吹きだし口から冷風となって放出される。

次に動作について説明する。この実施の形態１１の空気調和機２５０では、交流電源１の出力電圧がモータ駆動制御装置２５０ｂに入力されると、モータ駆動制御装置２５０ｂでは、実施の形態３または４のモータ駆動制御装置２００または２００１と同様に、交流電源１の出力電圧がコンバータ回路により整流および昇圧され、さらにコンバータ回路１００ａまたは１００１ａの出力がインバータ回路５０により３相のモータ駆動電圧に変換される。

そして、３相モータ駆動電圧が圧縮機２５０ａのモータ（図示せず）に印加されると、圧縮機２５０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が循環し、室内機２５５の熱交換器２５１および室外機２５６の熱交換器２５２にて熱交換が行われる。つまり、空気調和機２５０では、冷媒の循環閉路に封入された冷媒を圧縮機２５０ａにより循環させることにより、冷媒の循環閉路内に周知のヒートポンプサイクルが形成される。これにより、室内の暖房あるいは冷房が行われる。

例えば、空気調和機２５０の暖房運転を行う場合、ユーザの操作により、四方弁２５４は、冷媒が矢印Ａで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は凝縮器として動作し、冷媒循環経路での冷媒の循環により熱を放出する。これにより室内の暖房が行われる。

逆に、空気調和機２５０の冷房運転を行う場合、ユーザの操作により、四方弁２５４は、冷媒が矢印Ｂで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は蒸発器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により周辺空気の熱を吸収する。これにより室内の冷房が行われる。

ここで、空気調和機２５０では、空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温
および外気温に基づいて指令回転数が決定され、指令回転数に基づいて、モータ駆動制御装置２５０ｂにより、圧縮機２５０ａのブラシレスモータの回転数が制御される。これにより、空気調和機２５０では、快適な冷暖房が行われる。

このように本実施の形態１１の空気調和機２５０では、圧縮機２５０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動制御装置２５０ｂを、実施の形態３または４と同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサを有し、交流電源１の出力電圧を両コンデンサに、交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で交互に繰り返し印加するコンバータ回路を備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換して圧縮機２５０ａのモータに印加するものとしたので、実施の形態３または４と同様、コンバータ回路を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、コンバータ回路を搭載したモータ駆動制御装置２５０ｂの小型化および低価格化、ひいては空気調和機２５０の小型化および低価格化を図ることができる。

以上のように、本発明にかかるコンバータ回路およびモータ駆動制御装置は、交流電源を入力とするコンバータ回路において、その出力端に直列に接続された２つのコンデンサに、上記交流電源の出力電圧をその極性反転周期より短い周期で交互に繰り返し印加するスイッチ回路を備え、これにより上記コンデンサの、入力電圧の倍電圧を発生するのに必要なコンデン容量を大きく低減することができる極めて有用なものである。そのため、空気調和機だけに限らず、このような回路を使用するすべての電気機器、装置に有効である。

本発明の実施の形態１によるコンバータ回路の構成図 本発明の実施の形態２によるコンバータ回路の構成図 本発明の実施の形態３によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態４によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態５によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態６によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態７によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態８によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態９によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態１０によるモータ駆動制御装置の構成図 本発明の実施の形態１１による空気調和機を示す模式図 従来の全波倍電圧回路の構成図 従来の電圧変換回路の構成図

符号の説明

１ 交流電源
２ モータ
２０ ダイオードブリッジ回路
２１〜２４、４１、４３、４４、８１、８２、４１１、４３１、４４１ ダイオード
３１〜３４、５７、８３、８４ コンデンサ
４５ 第１のスイッチ回路
４６ 第２のスイッチ回路
５０ インバータ回路
５８ リアクタ
１００、１００ａ〜１００ｄ、１００１、１００１ａ〜１００１ｄ コンバータ回路
２００〜２０３、２５０ｂ、２６０ｂ、３６０ｂ、３７０ｂ、２７７、２８３、２９４
、３８０ｂ、２００１、２０１１、２０２１、２０３１ モータ駆動制御装置

Claims (19)

1. 交流電源に接続されたダイオードブリッジ回路と、ダイオードブリッジ回路の負出力にカソード側を接続した第１のダイオードと、ダイオードブリッジ回路の正出力と前記第１のダイオードのアノード側との間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記ダイオードブリッジ回路を接続した点それぞれにアノード側を接続した第２のダイオードおよび第３のダイオードと、前記第２のダイオードおよび前記第３のダイオードのカソード側を接続した点と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第１のスイッチ回路と、前記第１のダイオードのカソード側と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第２のスイッチ回路とを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各々に、前記交流電源の出力電圧が、前記交流電源の周期よりも短い周期で印加されるように、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路を動作させることを特徴とするコンバータ回路。
2. 交流電源に接続されたダイオードブリッジ回路と、ダイオードブリッジ回路の正出力にアノード側を接続した第１のダイオードと、ダイオードブリッジ回路の負出力と前記第１のダイオードのカソード側との間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記ダイオードブリッジ回路を接続した点それぞれにカソード側を接続した第２のダイオードおよび第３のダイオードと、前記第１のダイオードのアノード側と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第１のスイッチ回路と、前記第２のダイオードおよび前記第３のダイオードのアノード側を接続した点と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサを接続した点との間に接続した第２のスイッチ回路とを備え、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの各々に、前記交流電源の出力電圧が、前記交流電源の周期よりも短い周期で印加されるように、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路を動作させることを特徴とするコンバータ回路。
3. 第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路に、リレー、トランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、双方向スイッチ、フォトカプラのスイッチング素子のうち少なくとも一つを用いたことを特徴とする請求項１または２に記載のコンバータ回路。
4. 第１のコンデンサおよび第２のコンデンサに、電解コンデンサ、フィルムコンデンサのうち少なくとも一つを用いたことを特徴とする請求項１〜３のうちいずれか１項に記載のコンバータ回路。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のコンバータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を３相擬似交流電圧に変換し、モータに駆動電圧として出力するインバータ回路とを備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
6. 第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路をオン／オフ動作させるスイッチング周期と、インバータ回路を構成するスイッチング素子をオン／オフさせるスイッチング周期が等しいことを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動制御装置。
7. モータの最大出力時において、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を交互にオン／オフ動作させる１周期の間に、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの端子電圧がゼロまで低下しないように、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの容量が設定されていることを特徴とする請求項５または６に記載のモータ駆動制御装置。
8. モータの最大出力時において、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの端子電圧がゼ
   ロまで低下しないように、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を交互にオン／オフ動作させる周期が設定されていることを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動制御装置。
9. モータの出力に応じて、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路を交互にオン／オフ動作させるスイッチング周期を変えることを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動制御装置。
10. 交流電源から供給される電力が、予め設定されているモータへの供給基準電力より低い場合は、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路の動作を停止させることを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動制御装置。
11. 第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を駆動する直流電源として、インバータ回路を駆動する直流電源を用いることを特徴とする請求項５〜１０のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
12. 第２のスイッチ回路を駆動する電源回路は、アノード側がインバータ回路を駆動する直流電源の高電位側に接続された第４のダイオードと、前記第４のダイオードのカソード側と第２のスイッチ回路を構成するスイッチング素子の低電位側の間に直列に接続された第３のコンデンサとを備え、第１のスイッチ回路を駆動する電源回路は、アノード側が前記第４のダイオードのカソード側に接続された第５のダイオードと、前記第５のダイオードのカソード側と第１のスイッチ回路を構成するスイッチング素子の低電位側の間に直列に接続された第４のコンデンサを備えることを特徴とする請求項１１に記載のモータ駆動制御装置。
13. コンバータ回路の出力端の間に第５のコンデンサを接続したことを特徴とする請求項５〜１２のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
14. ダイオードブリッジ回路と、第１〜第３のダイオードと、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を構成するスイッチング素子とをモジュール化したことを特徴とする請求項５〜１３のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
15. インバータ回路を駆動するインバータ駆動部から供給される駆動信号によって、スイッチングモジュールが動作することを特徴とする請求項１４に記載のモータ駆動制御装置。
16. ダイオードブリッジ回路のどちらか一方の入力端と、交流電源との間に、リアクタを設けたことを特徴とする請求項５〜１５のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
17. 第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路とが一時期同時にオンするように、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路のオン／オフ動作させることを特徴とする請求項１６に記載のモータ駆動制御装置。
18. 請求項５〜１７のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置により駆動するモータを備えた圧縮機。
19. 請求項１８に記載の圧縮機を搭載した空気調和機。

Images