CN105981277B - 直流电源装置、电动机驱动装置和制冷循环应用设备 - Google Patents

Abstract

在对交流电进行整流的整流电路（2）的输入侧（交流电源（1）一侧）设置有第一电抗器（3），在输出侧（负载（11）一侧）设置有串联连接的第一电容器和第二电容器（6a、6b）以及第一开关元件和第二开关元件（4a、4b），第一开关元件和第二开关元件（4a、4b）用于切换对第一电容器和第二电容器（6a、6b）的充电和非充电，在上述结构中，第二电容器组（9）与第一开关元件和第二开关元件（4a、4b）的中点连接，并将与第一开关元件和第二开关元件（4a、4b）对应的各个导通占空比控制为相同，同时使对负载（11）输出的输出电压升压，上述第二电容器组（9）具备与第一电抗器（3）中的整流电路两侧的各相端子连接的三个电容器，并进行Y形连接。

Description

直流电源装置、电动机驱动装置和制冷循环应用设备

技术领域

本发明涉及直流电源装置、电动机驱动装置和制冷循环应用设备。

背景技术

以往，通过将整流二极管进行全桥连接而成的整流电路来对单相交流或者三相交流等商用电源进行整流，通过串联连接的开关元件组来对整流电路的输出进行开关动作，从而将能量蓄积在设置于整流电路的前级或者后级的电抗器中，使用该能量来对与开关元件组并联连接的电容器充电，并将由此升压得到的直流电压提供给负载。在这样的直流电源装置中，通常的结构是通过改变开关动作使在电抗器中蓄积的能量发生变化，来改变升压比，但是在提高开关频率的情况下存在着开关损耗变大的问题。

针对这样的问题，例如下述专利文献1中公开了如下技术：在减小升压比时，使第一开关元件和第二开关元件同时导通/断开，在增大升压比时，反复进行同时导通、仅一个导通、同时导通、仅另一个导通这样的状态转换，由此不改变开关频率地改变升压比。

另外，下述专利文献2、3公开了将输入电流控制成正弦波状的技术的文献，在实施方式的说明时涉及这些文献。

专利文献1：日本特开2009-50109号公报

专利文献2：日本特开平11-168885号公报

专利文献3：日本特开2009-112172号公报

发明内容

在上述专利文献1的技术中，尽管能够不提高开关频率地得到高升压比，但是在升压比较小的情况和较大的情况下需要改变开关控制方法，存在着控制变得复杂化的问题。

本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于提供一种能够以更简单的控制高效地实现高升压比的直流电源装置、电动机驱动装置和制冷循环应用设备。

为了解决上述问题，实现目的，本发明涉及的直流电源装置将从交流电源提供的交流转换成直流并提供给负载，其包括：整流电路，其对上述交流进行整流；第一电抗器，其在各相分别插入到上述交流电源和上述整流电路之间；第一电容器组，其具备串联连接的第一电容器和第二电容器，连接于至上述负载的输出端子之间；开关元件组，其具备串联连接的第一开关元件和第二开关元件，与上述整流电路和上述第一电容器组之间并联连接；阻止逆流单元，其阻止通过上述开关元件组的动作而对上述第一电容器组充电的电荷向上述开关元件组逆流；第二电容器组，其具备三个电容器，该三个电容器为一端与上述开关元件组的中点电连接，另一端与上述第一电抗器中的上述整流电路一侧的各相端子连接；以及第二电抗器，其一端与上述第一电抗器和上述第二电容器组的连接点连接，另一端与上述整流电路连接，将与上述第一开关元件和上述第二开关元件对应的各个导通占空比控制为相同，同时使对上述负载输出的输出电压升压，上述第二电抗器的电感值小于上述第一电抗器的电感值。

根据本发明，具有能够以更简单的控制高效地实现高升压比的效果。

附图说明

图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。

图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置中的开关控制状态的图。

图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置中的各动作模式的图。

图4是表示在实施方式1涉及的直流电源装置中进行高频开关控制时的各部波形的图。

图5是表示实施方式2涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。

图6是表示实施方式3涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。

图7是表示连接用于驱动电动机的逆变器作为直流电源装置的负载的、实施方式4涉及的电动机驱动装置的一个结构示例的图。

图8是表示连接用于驱动构成制冷循环装置的压缩机的电动机的逆变器作为直流电源装置的负载的、实施方式4涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。

图9是表示实施方式4涉及的电动机驱动装置中的电动机的转速和直流电压之间的关系的图。

符号说明

1：交流电源

2：整流电路

3：第一电抗器

4a：第一开关元件

4b：第二开关元件

5a：第一防逆流元件

5b：第二防逆流元件

6a：第一电容器

6b：第二电容器

7：充电单元

8：第二电抗器

9：电容器组

11：负载

12：控制部

13：电源电压检测单元

14：直流电压检测单元

20：通断单元

30：逆变器

31：电动机

32a、32b：电流检测单元

33：控制单元

41：压缩机

42：四通阀

43：室外热交换器

44：膨胀阀

45：室内热交换器

46：制冷剂配管

47：压缩机构

50、51、52：电抗器

100、100a、100b：直流电源装置

200、200a：电动机驱动装置

300：制冷循环应用设备

400：制冷循环装置

具体实施方式

以下参照附图，说明本发明的实施方式涉及的直流电源装置、电动机驱动装置和制冷循环应用设备。另外，本发明并不限于以下所示的实施方式。

实施方式1

图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。如图1所示，实施方式1涉及的直流电源装置100的结构是：根据负载11的运转状态，将从交流电源1提供的三相交流转换成直流，并提供给负载11。此外，在本实施方式中，作为负载11，设想了例如驱动制冷循环装置所使用的压缩机的电动机的逆变器负载等，但是显然并不限于此。

直流电源装置100具备：整流电路2，其对三相交流进行整流；交流电源1一侧的第一电抗器3和整流电路2一侧的第二电抗器8，其设置在整流电路2的前级，并在三相交流的各相分别插入到交流电源1和整流电路2之间；第一电容器6a和第二电容器6b，其串联连接于至负载11的输出端子之间；作为第一开关单元的第一开关元件4a和作为第二开关单元的第二开关元件4b，其与整流电路2的输出端子之间串联连接，第一开关元件4a用于切换对第一电容器6a的充电和非充电，第二开关元件4b用于切换对第二电容器6b的充电和非充电；作为第一阻止逆流单元的第一防逆流元件5a，其阻止第一电容器6a的充电电荷向第一开关元件4a逆流；作为第二阻止逆流单元的第二防逆流元件5b，其阻止第二电容器6b的充电电荷向第二开关元件4b逆流；电容器组9，其以一端与第一开关元件4a及第二开关元件4b的中点连接，另一端与第一电抗器3及第二电抗器8的各相中点连接的方式进行星型接线(Y形连接)；电源电压检测单元13，其对三相交流的电压进行检测；直流电压检测单元14，其对提供给负载11的直流电压进行检测；以及控制部12，其控制第一开关元件4a和第二开关元件4b。另外，在图1所示的示例中，整流电路2构成为六个整流二极管被全桥连接而成的三相全波整流电路。此外，在图1所示的示例中，表示了电源电压检测单元13对从交流电源1提供的三相交流中的二相(这里为r相和s相)的线间电压进行检测的示例。

第一开关元件4a和第二开关元件4b构成开关元件组，第一防逆流元件5a和第二防逆流元件5b构成阻止逆流单元。此外，第一开关元件4a、第二开关元件4b、第一防逆流元件5a以及第二防逆流元件5b构成对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电的充电单元7。并且，第一电容器6a和第二电容器6b构成第一电容器组，电容器组9构成第二电容器组。另外，电容器组9的Y形连接的端子也可以是无需与开关元件组的中点直接连接而与开关元件组的中点电连接的结构。

第一电容器6a和第二电容器6b分别使用电容相同的电容器。此外，作为第一开关元件4a和第二开关元件4b，例如可以使用功率晶体管、功率MOSFET、IGBT等半导体元件。

控制部12根据负载11的运转状态，输出各PWM信号SW1、SW2，控制第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通/断开，由此来控制提供给负载11的直流电压。在此，在例如负载11为电动机和驱动该电动机的逆变器的情况下，负载11的运转状态是由电动机的转速、应该向驱动该电动机的逆变器输出的输出电压表示的参数。另外，对于该负载11的控制，可以是由控制部12所进行的结构，也可以是由与控制部12不同的其它控制单元(未图示)所控制的结构。在是通过控制部12来对负载11进行控制的结构的情况下，控制部12能够掌握负载11的运转状态，此外，在是由与控制部12不同的其它控制单元(未图示)控制的结构的情况下，只要从该控制单元对控制部12通知负载11的运转状态，控制部12就能够掌握负载11的运转状态。另外，本发明并不限于由控制部12掌握负载11的运转状态的方法。

接着，参照图1至图3，说明控制部12对第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关控制。图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置中的开关控制状态的图。另外，在图2所示的示例中，省略各结构要素的符号。此外，图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置中的各动作模式的图。

首先，使用图2，说明第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关控制状态。

状态A表示第一开关元件4a和第二开关元件4b双方都被控制成断开的状态。在该状态下，对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电。

状态B表示仅第一开关元件4a被控制成导通的状态。在该状态下，对第二电容器6b进行充电。

状态C表示仅第二开关元件4b被控制成导通的状态。在该状态下，对第一电容器6a进行充电。

状态D表示两个开关元件4a、4b双方都被控制成导通的短路状态。在该状态下，基本上不对第一电容器6a和第二电容器6b双方进行充电。

控制部12根据负载11的运转状态，通过适当地切换图2所示的各个状态，来控制对负载11提供的直流电压。

接着，使用图3，说明实施方式1涉及的直流电源装置100中的动作模式。

如图3所示，作为实施方式1涉及的直流电源装置100中的动作模式，具有：全波整流模式，使第一开关元件4a和第二开关元件4b一直处于断开控制状态；以及三个升压模式，对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制。

作为升压模式，包括：升压模式a(倍压模式)，第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比(各开关元件导通的时间相对于开关周期的比率，也称为“时间比”)为50％；升压模式b，第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比小于50％；以及升压模式c，第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比大于50％。

在全波整流模式下，通过使第一开关元件4a和第二开关元件4b一直处于断开控制状态，经过整流电路2全波整流后的电压成为输出电压。

在升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件4a的导通定时和第二开关元件4b的断开定时几乎同时，第一开关元件4a的断开定时和第二开关元件4b的导通定时几乎同时，图2所示的状态B和状态C轮流出现。此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压的大致2倍。另外，实际上，由于第一开关元件4a和第二开关元件4b同时导通时会有短路电流流过，所以优选设置数μs程度的死区时间。

在升压模式b下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都为断开的同时断开期间。此时，周期性地反复进行如图2所示的状态C→状态A→状态B→状态A的状态转换，此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压和升压模式a(倍压模式)下的输出电压的中间电压。

在升压模式c下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都为导通的同时导通期间。此时，周期性地反复进行如图2所示的状态D→状态C→状态D→状态B的状态转换，在该同时导通期间(这里为状态D的期间)，能量蓄积在第一电抗器3和第二电抗器8中。此时的输出电压为升压模式a(倍压模式)下的输出电压以上的电压。

因此，各模式下的输出电压的大小关系为全波整流模式＜升压模式b＜升压模式a(倍压模式)＜升压模式c。

这样，在本实施方式中，通过改变第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比，能够控制对负载11提供的直流电压，控制部12根据负载11的运转状态，通过改变第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比，来转换成全波整流模式、升压模式b、升压模式a(倍压模式)、升压模式c，从而对负载11输出所期望的输出电压。

此外，在本实施方式中，如图3所示，控制部12在各升压模式a、b、c下，进行使第一开关元件4a的导通占空比d1和第二开关元件4b的导通占空比d2相同的控制(d1＝d2)。由此，能够减轻控制部12的处理，能够以普通的、价格低廉的微处理器来实现控制部12。此外，还能够容易地形成在对负载11进行控制的未图示的控制单元中组装控制部12的功能的结构。

也就是说，在本实施方式涉及的直流电源装置100中，通过使第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比相同，并且改变该导通占空比，能够以价格低廉的结构容易地得到电源电压的2倍以上的高直流电压。

下面，参照图1至图4，说明实施方式1涉及的直流电源装置100在各升压模式下的动作。

在本实施方式中，如图1所示，构成为具备：电源电压检测单元13，其用于检测三相交流的电压；和直流电压检测单元14，其用于检测提供给负载11的直流电压。另外，在图1所示的示例中，构成为对三相交流的r-s相之间的线间电压进行检测，但是可以构成为对s-t相之间或t-r相之间的线间电压进行检测，也可以构成为对各相电压进行检测，本发明并非由该电源电压检测单元13的结构所限定。

控制部12根据从电源电压检测单元13的检测结果得到的三相交流的检测电压值，来改变各升压模式下的第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比。

控制部12预先将三相交流的基准电压值保持为阈值，在该基准电压值时，例如预先设为以图3所示的第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)进行动作。而且，在检测电压值相对于基准电压值较小的情况下，以第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比为50％以上的升压模式c进行动作，而在检测电压值相对于基准电压值较大的情况下，以第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比为小于50％的升压模式b进行动作。

或者，例如也可以预先将相对于三相交流的检测电压值使输出电压变为恒定的第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比用表来进行保存，就可以应用与三相交流的检测电压值对应的第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通占空比。

这样，就能够吸收三相交流的电压的波动量，能够使对负载11输出的输出电压稳定化。

此外，在本实施方式中，进行以比交流电源1的电源频率高的开关频率来进行控制第一开关元件4a和第二开关元件4b导通/断开的高频开关控制。图4是表示在实施方式1涉及的直流电源装置中进行高频开关控制时的各部波形的图。图4的(a)表示从交流电源1输入的输入电压波形，图4的(b)表示输入电流波形。此外，图4的(c)表示以从电容器组9向由第一开关元件4a和第二开关元件4b组成的串联电路的中点流动的方向为正的中性线电流i的波形，图4的(d)表示流过r相的第二电抗器8的电流的波形。

当第二开关元件4b被控制成导通时，正的中性线电流i经由电容器组9－第二开关元件4b－整流电路2－第二电抗器8流动。在此，在输入电压为正极性的相中，由于中性线电流i从交流电源1一侧提供并流入电容器组9，流过第一电抗器3的电流(输入电流)增加。相反地，在输入电压为负极性的相中，中性线电流i从第二电抗器8流入电容器组9，因此不向交流电源1一侧流出而输入电流减少。

此外，在第一开关元件4a被控制成导通时，负的中性线电流i经由第二电抗器8－整流电路2－第一开关元件4a－电容器组9流动。在此，在输入电压为正极性的相中，由于中性线电流i从电容器组9流入第二电抗器8，流过第一电抗器3的电流(输入电流)减少。相反地，在输入电压为负极性的相中，中性线电流i从电容器组9向交流电源1流出，因此输入电流增加。

总结以上的开关动作，结果如下表所示。

表1

这样，通过对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通/断开控制，能够控制各相输入电流的增减，而流过与各相输入电压对应的输入电流。在交流电源1为三相交流电源的情况下，使各相流过的输入电流达到均衡，而能够稳定地进行动作。另外，上述的“交替”的含义不一定是指在对一个开关元件(例如第一开关元件4a)进行导通控制时，另一个开关元件(例如第二开关元件4b)就必须断开，也可以存在使它们同时导通的期间。例如，在以相同(包含实质相同)的导通占空比来控制第一开关元件4a和第二开关元件4b的基础上，如图3所示的升压模式c下的期间B、C那样，存在当将一个开关元件控制成导通时、将另一个开关元件控制成断开的时段即可。以后的说明中也相同。

下面，说明输入电流能够被控制成正弦波形状的理由。本申请的直流电源装置100具有第一电抗器3和第二电抗器8，电容器组9与它们的连接点连接。在此，若将第二电抗器8的电感值(L8)设定为小于第一电抗器3的电感值(L3)的值(即L3＞L8)，则能够使流过第二电抗器8的电流处于不连续模式。另外，只要L3＞L8即可，所以在即使是L8＝0，即不具有第二电抗器的情况下，尽管输入电流会多少产生失真，但是作为能进行升压的直流电源装置也成立。这就意味着不具有第二电抗器的方式也属于本实施方式的发明范围。但是实际上当然会存在由于布线等而产生的寄生电感分量。

在电流处于不连续模式的情况下，电流峰值大，交流电源1处释放出大量的噪声，但是因为在与交流电源1的连接点之前存在第一电抗器3，因此能够增加此处的阻抗。如果在不连续模式下进行开关动作，则能够成为与交流电源1相同的形状地将波形改善成正弦波状。此外，因为在与交流电源1的连接点之前具备第一电抗器3，因此通过第一电抗器3的电流整流效应而能流过连续的正弦波状的输入电流。图4是解析结果的波形图，从图4也能够看出，第二电抗器8处的不连续模式电流(d)在输入电流(b)下，波形被改善成形状连续的正弦波。

根据上述内容，仅仅通过使第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地导通/断开，就能够将三相中的全部相的输入电流波形改善成正弦波状，能够实现功率因数的改善和谐波电流的抑制。并且，由于能够将输入电流的波形改善成正弦波状，因此能够大幅降低谐波电流，并且将其抑制到极其接近零的状态，电源功率因数也能够提高到约100％。

若第一开关元件4a和第二开关元件4b被控制成交替地导通/断开，则流过第二电抗器8的电流会变为不连续模式，从整流电路2输出各相中的第二电抗器8的合成电流。该电流不仅通过第一开关元件4a或者第二开关元件4b成为中性线电流，还通过防逆流元件5a和防逆流元件5b被充电到电容器6a和电容器6b中。

第一电容器6a和第二电容器6b的中点处与第一开关元件4a和第二开关元件4b的中点处的电位相同，并且该电位也与电容器组9的连接点处的电位相同，因此会具有载波周期的脉动而产生电压变化。由于该电压变化，会对第一电容器6a和第二电容器6b充电，因此在每个载波周期都对第一电容器6a和第二电容器6b补充电荷。因此，以倍压整流成为基础，对应于不连续模式下的高频开关的量，对电容器的充电增加了，能够实现直流电压的升压。

普通的高频开关的直流电源装置会升压到至1.4倍，但是本申请的直流电源装置仅仅通过两个开关元件的导通/断开，以倍压整流为基础，就能够实现普通技术的2倍，即至1.4倍的升压。

根据上述内容，在开关损耗相同的状況下能够使升压提高2倍，在升压到相同电压时，与以一般的高频开关交替地进行导通/断开的现有技术(例如，专利文献2和专利文献3)相比，能够损耗更低地进行升压。

显然，通过调整交替地导通/断开的占空比就能够调整升压的电压，甚至可以说，因为以倍压为基础，所以能够大幅地控制升压后的电压的调整幅度。此外，因为以高频交替地导通/断开，所以以高频实施对第一电容器6a和第二电容器6b的充电，从而能够降低电容器容量，并以小型电容器来实现。

如以上说明的那样，根据实施方式1的直流电源装置，在对交流电进行整流的整流电路的输入侧(电源侧)设置有第一电抗器，在输出侧(负载侧)设置有串联连接的第一电容器和第二电容器、以及用于切换对第一电容器和第二电容器的充电和非充电的第一开关元件和第二开关元件，在上述结构中，第二电容器组与第一开关元件和第二开关元件的中点连接，并将与第一开关元件和第二开关元件对应的各个导通占空比控制为相同，同时使对负载输出的输出电压升压，该第二电容器组具备与第一电抗器中的整流电路一侧的各相端子连接的三个电容器并进行Y形连接，因此即使在要得到电源电压的2倍以上的高直流电压的情况下，也能够通过价格低廉的结构得到，并且容易地使各相的输入电流波形成为正弦波状，并能够提高电源功率因数和降低谐波电流。

此外，通过不使开关的控制变得复杂化地简单的导通占空比控制来以更高的升压比进行动作，而且即使在以高升压比进行动作的情况下，也能够抑制开关损耗，因此能够实现高效化。

此外，通过改变第一开关单元和第二开关单元的导通占空比，能够扩大输出电压调整范围，并且通过进行高频开关控制，还能够实现第一电容器和第二电容器的小容量化。

实施方式2

图5是表示实施方式2涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。另外，对与实施方式1相同或者等同的结构部标注相同符号，并省略其详细说明。

图5所示的本实施方式涉及的直流电源装置100a通过在各相分别设置的电抗器50、51、52而构成，其中，电抗器50、51、52是使实施方式1中说明的图1所示的结构中的第一电抗器3和第二电抗器8磁性耦合而成的磁性耦合电抗器。

通过采用这样的结构，在构成直流电源装置100a时，能够减小电抗器所占的空间容积。特别地，如果是设置从各电抗器50、51、52连接到电容器组9的中间抽头的形状，则在构造上能够作为一个部件构成，能够有效地使用空间容积。此外，由于三相都使用相同的磁性耦合电抗器，而能够预见到在制造装置时因使用数量的增加而带来的成本降低。

此外，如在实施方式1中说明了的那样，需要使第二电抗器8的电感值为比第一电抗器3的电感值小的值。具体地，在进行高频开关时，第二电抗器8需要流过谐波分量即流过包含较多噪声分量的不连续模式电流，第一电抗器3为了对噪声分量进行滤波来使输入电流的波形成为连续的正弦波状，电感容量的电流依赖性成为必需。因此，优选频率特性高的芯材作为第二电抗器8的芯材，优选磁通密度高的芯材作为第一电抗器3的芯材。

这样，通过使用不同的芯材构成第一电抗器3和第二电抗器8，并将它们磁性耦合，能够抵消流过电抗器彼此的电流的直流分量，并能够消除直流励磁从而抑制电流饱和。由此，与使铁芯通用化的单纯磁性耦合电抗器相比，能够更高效地使用空间容积。

如以上说明了的那样，根据实施方式2的直流电源装置，通过将各相的第一电抗器和第二电抗器用一个磁性耦合电抗器构成，能够减小构成直流电源装置时的空间容积，此外，通过在三相都使用相同的磁性耦合电抗器，能够预见到在装置制造时因使用数量的增加而带来的成本降低。

此外，通过使用不同的芯材构成第一电抗器和第二电抗器，并将它们磁性耦合，能够抵消流过电抗器彼此的电流的直流分量，并能够消除直流励磁从而抑制电流饱和，所以与使铁芯通用化的单纯磁性耦合电抗器相比，能够更高效地使用空间容积。

实施方式3

图6是表示实施方式3涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。另外，对与实施方式1相同或者等同的结构部标注同一符号，并省略其详细说明。

如图6所示，在实施方式3涉及的直流电源装置100b中，除了在实施方式1中说明了的图1所示的结构之外，由第一开关元件4a和第二开关元件4b形成的串联电路的中点与由第一电容器6a和第二电容器6b形成的串联电路的中点通过作为中性线断开单元的通断单元20连接。

在不具有通断单元20的实施方式1、2的结构中，若第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一个在发生故障的状态下持续运转，则会产生第一电容器6a和第二电容器6b的电压不均衡，有可能超过第一电容器6a和第二电容器6b的耐压而导致二次故障。此外，为了防止这样的二次故障，需要停止作为负载11连接的设备的运转。

在本实施方式中，通过具备通断单元20，在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一个发生短路故障的情况下，对通断单元20进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，从而能够稳定地对负载11提供电力，而不产生第一电容器6a和第二电容器6b的电压不均衡，此外能够使作为负载11与直流电源装置100b连接的设备持续运转。

另外，在图6所示的示例中，表示在实施方式1中说明的图1的结构中添加了通断单元20的结构，但是显然，也可以采用在实施方式2中说明的图5的结构中添加通断单元20的结构。

如上述说明了的那样，根据实施方式3的直流电源装置，采用通过通断单元连接由第一开关元件和第二开关元件构成的串联电路的中点与由第一电容器和第二电容器构成的串联电路的中点的结构，因此在第一防逆流元件、第二防逆流元件、第一开关元件和第二开关元件中的任一个发生短路故障的情况下，对通断单元进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，由此能够不产生第一电容器和第二电容器的电压不均衡，并且能够不导致作为负载与直流电源装置连接的设备的停止地持续运转，能够得到可靠性高的直流电源装置。

实施方式4

在本实施方式中，说明与在实施方式1、3中说明了的直流电源装置连接的负载。

图7是表示连接用于驱动电动机的逆变器作为直流电源装置的负载的、实施方式4涉及的电动机驱动装置的一个结构示例的图。另外，图7所示的直流电源装置100的结构与实施方式1相同，所以在此省略说明。

在图7所示的示例中，电动机31是具有u相、v相、w相这三相的定子绕组，并且转子使用永久磁铁的三相电动机，除了在实施方式1中用图1说明了的直流电源装置100的结构之外，电动机驱动装置200还具备：逆变器30，其将从直流电源装置100输出的直流电压转换成三相交流电压来驱动电动机31；电流检测单元32a、32b，其对流过电动机31的电流进行检测；以及控制单元33，其基于直流电压检测单元14的检测结果和电流检测单元32a、32b的检测结果来控制逆变器30。另外，在图7所示的示例中，采用各个电流检测单元32a、32b分别检测流向电动机31的u相电流和w相电流，并且控制单元33根据由各个电流检测单元32a、32b检测到的u相电流和w相电流来得到v相电流的结构，但是显然，求取各相电流的方法并不限于此。

电动机31会由于转子的旋转使得永久磁铁的磁通与定子绕组交链进而产生感应电压，根据该感应电压和从逆变器30输出的电压的电位差来输出与流过定子绕组的电流成比例的转矩。该电动机31的输出转矩与流过定子绕组的电流和定子绕组的匝数的乘积值成比例，因此通过增加逆变器30输出的各相电流，能够增加电动机31的输出转矩，但是该情况下，电动机31的铜损、逆变器30的导通损耗会增加而成为阻碍高效化的原因。

另一方面，通过增加定子绕组的匝数也能够增加电动机31的输出转矩，但是该情况下，为了使流过定子绕组的电流等同，需要使从逆变器30输出的电压上升。

在本实施方式涉及的电动机驱动装置中，使用在实施方式1中说明了的直流电源装置100，通过转换到全波整流模式、升压模式b、升压模式a(倍压模式)和升压模式c，能够大幅地调整向逆变器30输出的输出电压。即，通过使向逆变器30输出的输出电压上升，能够使从逆变器30输出的电压上升，因此通过增加电动机31的定子绕组的匝数，能够不增加逆变器30输出的各相电流地，即能够不增加电动机31的铜损、逆变器30的导通损耗地，使电动机31的输出转矩上升，能够有助于高效化。

另外，在不增加电动机31的定子绕组的匝数的情况下，通过使向逆变器30输出的输出电压上升，并使从逆变器30输出的各相电压上升，能够增加逆变器30输出的各相电流，在该情况下，不需使电动机31大型化，就能够增大电动机31的输出转矩，能够有助于电动机的小型化。

此外，通过使用在实施方式1中说明了的直流电源装置100，能够得到与实施方式1同样的效果，即，能够实现电源功率因数的提高、谐波电流的降低、高效化以及第一电容器6a和第二电容器6b的小容量化。

其中，作为用于电动机31的永久磁铁，可使用钕(Nd)、镝(Dy)等稀土类磁铁、铁氧体磁铁等。稀土类磁铁与铁氧体磁铁相比磁力强，使用了这种稀土类磁铁的电动机能够以较小电流产生转矩，因此对于实现节能化是有利的，但因为其是被称为稀土的稀有金属，所以是难以获取到的，而且与铁氧体磁铁相比价格高昂。因此，近年来，期望使用铁氧体磁铁这种容易获取到的磁铁的电动机。使用铁氧体磁铁的电动机与使用稀土类磁铁的电动机相比存在转矩小、效率低、耐退磁性低的问题，但是通过使用在实施方式1中说明了的直流电源装置100来使对逆变器30输出的输出电压上升，并增加电动机31的定子绕组的匝数，能够使电动机31的输出转矩上升，并能够提高效率、耐退磁性，因此与使用稀土类磁铁相比，使用易于获取到且价格低廉的铁氧体磁铁变得更加容易。

图8是表示连接用于驱动构成制冷循环装置的压缩机的电动机的逆变器作为直流电源装置的负载的、实施方式4涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。另外，图8所示的直流电源装置100b的结构与实施方式3相同，所以在此省略说明。此外，在电动机驱动装置200a中，对与图7所示的电动机驱动装置200相同或者等同的结构部标注相同符号，并省略其详细说明。

在图8所示的示例中，作为制冷循环应用设备300，例如设想了空调机、热泵热水器、冰箱以及冷冻机等，包括通过制冷剂配管46安装有压缩机41、四通阀42、室外热交换器43、膨胀阀44以及室内热交换器45的制冷循环装置400。此外，在压缩机41的内部，设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构47和使压缩机构47动作的电动机31，使制冷剂从压缩机41开始在室外热交换器43与室内热交换器45之间循环来进行制冷制热或冷冻等。

在制冷循环应用设备300为空调机的情况下，若室内温度接近使用者所设定的设定温度就会变成稳定状态，控制单元33以使搭载于压缩机41的电动机31以低速旋转的方式，来控制逆变器30。即，在这种空调机中，低速旋转持续最长时间，因此低速运转时的效率改善也最有助于节能。因此，优选使用增加定子绕组的匝数并相对地减小了所流过的电流量的电动机31。

图9是表示实施方式4涉及的电动机驱动装置中的电动机的转速和直流电压之间的关系的图。一般而言，在如空调机这样的制冷循环应用设备300中，在与目标温度之间的差较大的情况下提高制冷能力，以迅速接近目标温度的方式进行动作。此时，逆变器30通过增加电动机31的转速并增加由压缩机41压缩的制冷剂流量，来提高制冷能力。驱动电动机31所需的电压值如图9所示那样与电动机31的转速成比例地增加，在为定子绕组的匝数少而感应电压低的电动机的情况下呈Vm1(图9中所示的虚线)的特性，在为定子绕组的匝数多而感应电压高的电动机的情况下呈Vm2(图9中所示的单点划线)的特性。在使用感应电压高的电动机的情况下，能够与从逆变器30提供的电压的增加量相对应地以较小的电流来进行驱动，因此逆变器30的损耗减小，能够高效运转。但是，在全波整流模式下进行动作的情况下，因为直流电压低，因此能够高效运转的最大转速的上限值是N1，在更大的转速下，能够通过弱磁控制来进行运转，但是因电流会增加而导致效率变差。

在图8所示的电动机驱动装置200a中，与电动机31的转速上升相应地，使直流电源装置100b在达到转速N1的区域切换成全波整流模式，在从转速N1到转速N2的区域切换成升压模式b或者升压模式a(倍压模式)，在转速N2处切换成升压模式a(倍压模式)，在转速N2以上的区域切换成升压模式c或者升压模式a(倍压模式)，由此能够使向逆变器30输出的直流电压升压，因此能够高效且高速地驱动电动机31。此外，在转速N1以上的区域，以VM2≈Vdc使其进行动作，由此能够使逆变器30以调制率高的状态进行动作，基于PWM的开关脉冲数量减少，能够实现由于逆变器30的开关损耗的降低、电动机31的高频铁损的降低而带来的高效化。此外，通过使直流电源装置100b以升压模式c进行动作，与升压模式a(倍压模式)相比，能够将更高的电压输出给逆变器30，因此通过增加电动机31的定子的绕组，能够增加感应电压，从而实现高效化。

并且，在图8中，构成为制冷剂从压缩机41开始在热交换器43与热交换器45之间循环来进行制冷制热或冷冻等的制冷循环装置400。在该制冷循环装置400中所使用的制冷剂存在多种，根据其组成不同而称为HCFC制冷剂、HFC制冷剂，在世界上正在推行从臭氧层破坏系数高的HCFC制冷剂向HFC制冷剂的切换。

另一方面，对于HFC制冷剂，因为其全球变暖潜能值(GWP：Global WarmingPotential)较高，所以制定了削减GWP高的制冷剂的使用量的规定，即所谓的欧州F-gas规定，其是作为地球温室化对策的一环而制定的规定，在今后会施行从HFC制冷剂向HFO制冷剂等转换这样的规定。

低GWP的HFO制冷剂的开发已开始，并且处于实用化的研究阶段。作为制冷剂，例如有作为HFC制冷剂的R32、作为HFO制冷剂的R1234YF、R1123等，其中，特别是R1234YF、R1123等HFO制冷剂是以GWP的值非常低并在100以下为特征的制冷剂。HFO制冷剂由于在大气中会自行分解，因此GWP较低，但另一方面，因为在大气中会自行分解，所以即使在封入在制冷循环装置400内的情况下也易于引起化学反应，也正因为被密封封入，所以在压缩机41的内部压力容易上升、温度容易上升，最坏的情况是压缩机41有可能发生破裂。特别是，这种低GWP的制冷剂具有微燃性、可燃性等特性，从而在处理上和产品化方面都存在问题。此外，在通过逆变器30来使采用该低GWP的制冷剂的制冷循环装置400动作的情况下，不仅需要对逆变器30进行与低GWP的制冷剂对应的控制，对逆变器30的产品保护还需要与使用以往的HCFC制冷剂等的产品不同的保护。

并且，尽管微燃性、可燃性的制冷剂的点火需要点火源，但是作为对封入在制冷循环装置400中的制冷剂进行点火的点火源是内置于压缩机41的电动机31，而对电动机31提供能量的是逆变器30。因此，通过阻断从逆变器30提供给电动机31的能量供应，能够抑制制冷剂的压力上升、温度上升，通过抑制点火源能够提高低GWP的制冷剂的安全性。

在此，说明在制冷循环装置400内封入有低GWP的制冷剂的情况下的逆变器30的动作。

首先，如上述那样，作为低GWP的制冷剂发生化学分解的原因，认为有压力上升、温度上升等。制冷剂的压力能够根据电动机31的输出转矩来推测。此外，制冷剂的温度能够近似成电动机31的转子内部的磁铁温度，因此通过推定磁铁温度就能够推测制冷剂的温度。

接着，说明制冷剂温度的推测方法。在使用永久磁铁电动机作为电动机31的结构中，转子与制冷剂相接触，制冷剂温度与转子温度几乎相同。此外，永久磁铁具有温度依赖性，根据温度不同磁通量会发生变化。利用该磁铁特性，就能够推测出制冷剂温度。具体而言，永久磁铁电动机的磁通量可由下述的式(1)表示。

在式(1)中，是表示永久磁铁的磁通量的值，Vq表示q轴电压，id表示d轴电流，iq表示q轴电流，ω表示转速，R表示电阻，Ld表示d轴电感，Lq表示q轴电感。此外，P是微分算子。

如果旋转稳定，则微分分量为0，因此永久磁铁的磁通量能够根据q轴电压Vq、d轴电流id、q轴电流iq、转速ω、电阻R、d轴电感Ld、q轴电感Lq算出。作为求取该永久磁铁的磁通量的方法，可以根据观测器(Observer)等推定，可以直接运算，也可以根据其它任何方法来推定。

通过比较如上述那样推定出的值和在规定温度例如设想为常温的25℃或设想为高温的125℃下预先测定出的磁通量，能够推定温度。该温度的推定可以根据预先测定出的磁通量来生成近似公式，也可以预先表格化数据，该温度的推定方法可以是任意的。

这样，通过根据磁铁的磁通量来推定磁铁温度，能够推测几乎近似于磁铁温度的制冷剂温度。

在制冷循环装置400中，对于伴随着压缩机41内部的压力上升的温度上升，能够确定出理论上的范围，所以在变成比理论上的范围温度高的情况下，低GWP的制冷剂有可能引起化学反应。因此，在推定出的制冷剂温度变为预先确定的温度以上的情况下，由于有可能引起化学反应，因此以降低电动机31的转速的方式来使逆变器30进行动作，抑制压缩机41中的工作量，抑制温度上升，由此能够抑制使用低GWP的制冷剂时成为问题的化学反应。

接着，说明制冷剂压力的推测方法。对于制冷剂的压力上升也同样地，利用压力与电动机31的输出转矩成比例的特性，就能够推测出制冷剂压力。电动机31的输出转矩可由下述的式(2)来表示。

Tm＝Pm·(φ·id+(Ld-Lq)·id·iq)…(2)

在式(2)中，Tm是表示电动机的输出转矩的值，Pm表示电动机的极对数。除此之外的各个参数与式(1)相同。

如式(2)所示，输出转矩Tm与流过电动机31的电流(d轴电流id，q轴电流iq)成比例。因此，能够根据流过电动机31的电流来推定输出转矩Tm。关于在压缩机41进行动作的使用条件下的输出转矩Tm与压力的关系，存在着在压缩机41的设计阶段已掌握的关系，如果输出转矩Tm唯一地确定，就能够推定出制冷循环装置400内的制冷剂压力。

引起低GWP的制冷剂的化学反应的压力条件为比使用时的压力条件高的条件，因此在推定输出转矩且推定出的输出转矩在预先决定的规定输出转矩以上的状态下，以降低电动机31的转速的方式来使逆变器30动作。由此，能够降低压缩机41的工作量，而能够抑制压力上升。此外，在产生异常压力上升的情况下，流过电动机31的电流会急剧上升，所以测算电流的时间变化率di/dt，在为规定值以上的di/dt的情况下，降低转速或者停止逆变器30的电力供应(动作停止)。通过进行这样的控制，能够抑制使用低GWP的制冷剂时成为问题的化学反应。

如以上那样，使逆变器30动作以抑制超过低GWP的制冷剂的使用条件的温度上升、压力上升，能够安全地使用低GWP的制冷剂，能够应对地球温室化对策。

此外，在本实施方式中，尽管记载了抑制低GWP的制冷剂的化学反应的方法，但是并不限于上述那样的方法，可以使用能够推定制冷剂压力、制冷剂温度的任何方法，显然通过使用推定出的制冷剂压力、制冷剂温度来进行如上述那样的控制，也能够得到同样的效果。

此外，使用低GWP的制冷剂时，与HCFC制冷剂相比，例如与R410A等相比，压缩机41所输出的排出压力较高。因此，当电动机31起动时，需要较高的起动转矩。在本实施方式中，如图8所示，在逆变器30的前级设置有直流电源装置100b，因此在起动转矩不足的情况下，能够使直流电压升压来补充转矩，因此能够以较少的损耗抑制起动不良的发生，能够提高产品的可靠性。

这样，在本实施方式中，在逆变器30、直流电源装置100b中不需要使用特別的结构，仅通过在控制单元中设置用于推定导致低GWP的制冷剂的化学反应的现象的功能，就能够简单地得到应对低GWP的制冷剂的制冷循环应用设备300。

此外，如在实施方式3中说明了的那样，在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a以及第二开关元件4b中的任一个发生短路故障的情况下，对通断单元20进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，由此即使是第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a以及第二开关元件4b中的任一个发生短路故障的情况，也不会造成第一电容器6a和第二电容器6b的电压不均衡，能够稳定地对逆变器30进行电力供应，并且能够不导致逆变器30、由逆变器30驱动的电动机31停止地持续运转。

另外，在直流电源装置100b发生故障，而对通断单元20进行断开控制来以全波整流模式进行动作的情况下，虽然在电动机31的转速较高的情况下通过使用弱磁控制就能够运转，但是由于电流增加会导致效率变差。另一方面，在通过制冷循环装置400来进行制冷制热的空调机中，例如在盛夏发生故障而运转停止时，有可能导致中暑等，对人体造成的影响也较大。此外，如果需要可靠性高的制冷循环应用设备300，例如服务器机房的空调由于故障而停止运转，则有可能导致设置于服务器机房的设备发生故障。此外，如果食品的冷冻室由于故障而停止运转，则有可能导致保存于冷冻室的食品发生腐烂。在本实施方式中，即使是在直流电源装置100b发生故障的情况下，尽管效率降低，但是通过全波整流模式下的动作能够持续运转，所以能够防止对人体的影响、设备的故障或者食品的腐烂等，因此能够得到可靠性高的制冷循环应用设备300。此外，在需要这样的可靠性高的制冷循环应用设备300中，优选在直流电源装置100b发生故障的情况下，对通断单元20进行断开控制而以全波整流模式进行动作，来进行应急运转，并且通过警报等将其通知给使用者。这样，能够迅速地应对故障，能够缩短到恢复为止的时间。

此外，作为直流电源装置100的电源亦即交流电源1的电源电压，存在200V/400V等各种各样电源电压。因此，如果根据每个销售地的各电源情形来设计电动机31，则电动机规格会有多种，电动机31的评估负担和开发负担增大。在实施方式1中所说明的直流电源装置100中，例如在交流电源1的电源电压为200V的情况下以升压模式a(倍压模式)进行动作，在交流电源1的电源电压为400V的情况下以全波整流模式进行动作，由此在交流电源1的电源电压为200V的情况下和在交流电源1的电源电压为400V的情况下，直流电压都为相同值，能够以相同的电动机规格进行驱动。并且，在交流电源1的电源电压为400V的情况下，在以全波整流模式进行动作的情况下，在电源电压变动时直流电压变动，例如以全波整流模式进行动作时直流电压低于假定值的情况下，通过使用升压模式b来使直流电压升压，由此能够降低因电源电压的变动带来的影响，能够使逆变器30以固定电压进行动作。

另外，在图7、图8所示的示例中，表示了使用在实施方式1和3中说明了的图1、图6的直流电源装置100、100b的结构，但是显然，也可以采用使用在实施方式2中说明了的图5的直流电源装置100a的结构。

如以上所说明的那样，根据实施方式4的电动机驱动装置和制冷循环应用设备，通过使用从上述实施方式1至3所记载的直流电源装置来构成，能够具有通过实施方式1至3中说明了的直流电源装置得到的效果。

此外，与电动机的转速的上升相对应地切换成全波整流模式、升压模式b、升压模式a(倍压模式)、升压模式c，由此能够使对逆变器输出的输出电压上升，进而使对电动机输出的输出电压上升，通过增加电动机的定子绕组的匝数，能够不增加逆变器所输出的各相电流即不增加电动机的铜损、逆变器的导通损耗，而使电动机的输出转矩上升，能够有助于高效化。

此外，在不增加电动机的定子绕组的匝数的情况下，通过使向逆变器输出的输出电压上升，进而使向电动机输出的输出电压上升，能够增加逆变器所输出的各相电流，在该情况下，不需要使电动机大型化，就能够增大电动机的输出转矩，并且能够有助于电动机的小型化。

此外，通过使对电动机输出的输出电压上升，并增加电动机的定子绕组的匝数，能够增大电动机的输出转矩，能够提高效率、耐退磁性，因此与采用稀土类磁铁相比，使用采用了易于获取到且价格低廉的铁氧体磁铁的电动机变得更加容易。

此外，能够不改变电动机规格地应对不同的电源电压，因此能够减轻电动机的评估负担和开发负担。

另外，在上述实施方式中，说明了应用于从交流电源提供三相交流的结构的应用例，但是也能够应用于提供单相交流、两相交流或者四相以上的多相交流的结构，显然能够得到与上述实施方式相同的效果。

此外，在上述实施方式中，作为第一开关元件和第二开关元件、第一防逆流元件和第二防逆流元件，通常使用以硅(Si：硅)为材料的Si类半导体是主流，但是显然也可以使用碳化硅(SiC)、氮化稼(GaN)、金刚石为材料的宽带禁(WBG)半导体。

由这种WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件，其耐电压性高且允许电流密度也高。因此，能够实现开关元件和防逆流元件的小型化，通过使用这些小型化后的开关元件和防逆流元件，能够使使用这些元件构成的直流电源装置和电动机驱动装置小型化。

此外，由这种WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的耐热性也高。因此，能够实现散热器的散热片小型化、将水冷部换成气冷，因此能够使直流电源装置进一步小型化。

并且，由这种WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的电力损耗低。因此，能够使开关元件和防逆流元件高效化，进而能够使直流电源装置和电动机驱动装置高效化。

另外，优选开关元件和防逆流元件中的任意元件由WBG半导体形成，但是也可以是其中任一个元件由WBG半导体形成，这样也能够得到上述效果。

并且，显然也可以使构成逆变器的各通断单元由WBG半导体来构成，由此能够实现直流电源装置、电动机驱动装置的更高效化。

此外，在上述实施方式中，作为开关元件，例如列举了功率晶体管、功率MOSFET、IGBT为示例，但是对于与通常的MOSFET相比具有较深的P层，通过较深的P层与n层大范围地相接来实现低导通电阻却具有高耐电压性，并作为高效率的开关元件已知的超级结构造的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、绝缘栅半导体装置、双极晶体管等，通过使用它们也能够得到同样的效果，能够实现进一步的低损耗，能够提供高效率的直流电源装置和电动机驱动装置。

此外，作为直流电源装置的控制部和逆变器的控制单元，能够使用CPU(CentralProcessing Unit：中央处理单元)、DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)，微型计算机(microcomputer：微处理器)的离散系统来构成，但是除此之外，还能够通过模拟电路、数字电路等电气电路元件等来构成。并且，可以在同一个封装体上构成直流电源装置的控制部和逆变器的控制单元，显然本发明并不限于这些控制部、控制单元的结构。

另外，以上实施方式所示的结构是本发明的结构的一个示例，显然也能够与其它公知技术相组合，并且也可以在不脱离本发明要旨的范围内省略一部分等进行变更而构成。

如以上那样，本发明作为能够实现将从交流电源提供的交流转换成直流并提供给负载的直流电源装置的高效化、电源功率因数的提高以及谐波电流的降低的技术是有用的，特别地，在具有制冷循环装置的空调机、冷冻机、洗涤烘干机、冷藏柜、除湿器、热泵式热水器、冷冻陈列柜等制冷循环应用设备中，除了应用于通过逆变器将直流电源装置的输出电压转换成交流电压来驱动构成制冷循环的压缩机的电动机的结构之外，还能够应用于风扇电动机、换气扇、烘手机、电磁感应加热烹调器等。

Claims (12)

1.一种直流电源装置，将从交流电源提供的交流转换成直流并提供给负载，其特征在于，包括：

整流电路，其对所述交流进行整流；

第一电抗器，其在各相分别插入到所述交流电源和所述整流电路之间；

第一电容器组，其具备串联连接的第一电容器和第二电容器，连接于至所述负载的输出端子之间；

开关元件组，其具备串联连接的第一开关元件和第二开关元件，与所述整流电路和所述第一电容器组之间并联连接；

阻止逆流单元，其阻止通过所述开关元件组的动作而对所述第一电容器组充电的电荷向所述开关元件组逆流；

第二电容器组，其具备三个电容器，该三个电容器为一端与所述开关元件组的中点电连接，另一端与所述第一电抗器中的所述整流电路一侧的各相端子连接；以及

第二电抗器，其一端与所述第一电抗器和所述第二电容器组的连接点连接，另一端与所述整流电路连接，

将与所述第一开关元件和所述第二开关元件对应的各个导通占空比控制为相同，同时使对所述负载输出的输出电压升压，

所述第二电抗器的电感值小于所述第一电抗器的电感值。

2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，具有：

全波整流模式，使所述第一开关元件和所述第二开关元件处于断开控制状态；以及

升压模式，对所述第一开关元件和所述第二开关元件交替地进行导通控制。

3.根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于：

在所述升压模式下，在从所述交流电源提供的交流电压为阈值以上时，使所述导通占空比小于50％，并设置所述第一开关元件和所述第二开关元件同时断开的区间。

4.根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于：

在所述升压模式下，在从所述交流电源提供的交流电压小于阈值时，使所述导通占空比为50％以上，并设置所述第一开关元件和所述第二开关元件同时导通的区间。

5.根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于，还包括：

通断单元，其连接在所述开关元件组的中点和所述第一电容器组的中点之间。

6.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于：

在所述阻止逆流单元、所述第一开关元件和所述第二开关元件中的任一个发生短路故障的情况下，对所述通断单元进行断开控制，并以所述全波整流模式进行动作。

7.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：

所述第一电抗器和所述第二电抗器被构成为使不同芯材磁性耦合而成的一个磁性耦合电抗器。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的直流电源装置，其特征在于：

构成所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述阻止逆流单元的半导体元件中的至少一个元件是由宽带禁半导体形成的。

9.根据权利要求8所述的直流电源装置，其特征在于：

所述宽带禁半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。

10.一种电动机驱动装置，其特征在于，包括：

权利要求1至9中任一项所述的直流电源装置，

并且包括驱动电动机的逆变器来作为所述负载。

11.一种制冷循环应用设备，通过用于驱动电动机的电动机驱动装置来进行热交换，其中，所述电动机内置于对制冷循环装置内的制冷剂进行压缩的压缩机，其特征在于：

所述制冷剂与HFC制冷剂相比全球变暖潜能值较低，

所述电动机驱动装置具备权利要求1至9中任一项所述的直流电源装置，推测所述制冷剂的压力上升或者所述制冷剂的温度上升，并以抑制该制冷剂的压力上升或者温度上升的方式进行动作。

12.根据权利要求11所述的制冷循环应用设备，其特征在于：

所述电动机驱动装置包括驱动所述电动机的逆变器来作为所述负载。