JP3560454B2 - 電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高力率コンバータとして知られる電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１５はツインコンバータとも呼ばれるこの種の電力変換装置の構成を示す回路図である。同図において、単相交流電源ｅｓ に、フィルタリアクトルＬｓ を介して、分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ を直列接続してなる分圧回路が接続されている。ダイオードＤ１ 〜Ｄ４ は単相ブリッジ接続されて周知の全波整流回路を形成している。この全波整流回路の交流入力端の一方、すなわち、直列接続されたダイオードＤ１ ，Ｄ２ の相互接続点と、分圧回路の一端との間にエネルギーを蓄積、放電させるためのリアクトルＬ１ が接続されている。また、全波整流回路の交流入力端の他方、すなわち、直列接続されたダイオードＤ３ ，Ｄ４ の相互接続点と、分圧回路の他端との間に同じくエネルギーを蓄積、放電させるためのリアクトルＬ２ が接続されている。
【０００３】
さらに、全波整流回路の直流出力端の間、すなわち、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ の直列回路及びダイオードＤ３ ，Ｄ４ の直列回路の並列接続回路の両端に、フライホイールダイオードＤＦ１，ＤＦ２がそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子としてのＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ が直列接続されてなるチョッパ回路と、平滑コンデンサＣＤＣと、負荷抵抗ＲＬ とが接続されている。このうち、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の相互接続点と分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ の相互接続点とが接続されている。そして、ＩＧＢＴ１ 及びＩＧＢＴ２ を、単相交流電源ｅｓ と比較して格段に高い周波数で交互にオン、オフすることによって、広い能力範囲にて高力率を維持することができる。
【０００４】
チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ は、図１５では図示を省略したチョッパ制御回路によって高力率を維持するように交互にオン、オフ制御されると共に、その周波数及び通電比（デューティ比）が変更される。この場合、交流電源ｅｓ からの入力電流はスイッチング周波数に反比例し、通電比の２乗に比例する関係にあり、一般には通電比を一定に保持して周波数を切換え、場合によって通電比をも併せて切換える。
【０００５】
図１６はそのオン、オフ制御モードの一例であり、（ａ）は１周期をＴとしてその半周期ずつオン、オフさせる、通電比が５０％のゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ を示し、負荷の変動等に応じて（ｂ）に示すように周波数を１．５倍程度まで高くしたり、あるいは、（ｃ）に示すように周波数をそのままにして通電比を２５％程度まで小さくしたりしている。なお、（ｃ）に示すゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ は、ゲートパルスＴＸ１ のオフ区間の中間にＴＸ２ のオン区間が位置している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、通電比を５０％に保持した場合、スイッチング素子としてのＩＧＢＴのオフ期間にリアクトルの放電電流は零になる動作を繰返すため、リアクトルＬ１ ，Ｌ２ に流れる電流のピーク値は電源電圧のピーク値に比例する。従って、交流入力電流の波形歪みは比較的小さく、従って高力率を維持することができる。
【０００７】
一方、図１６（ｃ）に示すように通電比を２５％程度に保持した場合、交流電源電圧のゼロクロス点の近辺においては、上述したと同様に、リアクトルの放電電流が零になる動作を繰返し、リアクトルＬ１ ，Ｌ２ に流れる電流のピーク値は電源電圧に比例するので、交流入力電流の波形歪みは小さい。しかしながら、交流入力電圧の瞬時値が大きい区間、すなわち、ゼロクロス点近辺を除いた区間においては、スイッチング素子としてのＩＧＢＴのオフ期間にリアクトルの放電電流は零にならないことがあり、そのために、リアクトルＬ１ ，Ｌ２ に流れる電流のピーク値が電源電圧の瞬時値に比例せず、そのために、力率が低下することが発明者が行った実験等により明らかになっている。このことを以下に説明する。
【０００８】
図１７（ａ），（ｂ）は交流入力電圧の瞬時値が大きい区間にて、通電比を２５％としたゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ に対応するリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の電流ＩＬ１，ＩＬ２の変化を示したものである。
【０００９】
ここで、ゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ は２５％であるため、ゲートパルスＴＸ１ のオフ区間の前半にてリアクトルＬ１ はエネルギーを放出し終わって電流ＩＬ１は零に戻り、時間Ｔｑ だけエネルギーの蓄積、放出を休止するが、オフ区間の後半の時刻ｔ１ でエネルギーの蓄積から放出に転じた後、エネルギーを放出し終わらない時刻ｔ２ にて、ゲートパルスＴＸ１ のオン区間に応じて再びエネルギーの蓄積を開始するため、ゲートパルスＴＸ１ のオン区間からオフ区間に変化する時刻ｔ３ におけるリアクトル電流ＩＬ１のピーク値Ｉｐ が交流入力電圧の瞬時値に比例しなくなる。このことはリアクトルＬ２ に流れる電流ＩＬ２も同様で、ピーク値Ｉｐ が交流入力電圧の瞬時値に比例しなくなる。
【００１０】
このように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のピーク値Ｉｐ が交流入力電圧の瞬時値に比例しなくなることは、図１８に示したように、正弦波形を大きく歪ませることになり、その結果、力率が低下すると言う問題があった。
【００１１】
一方、図１５に示した電力変換装置は電源周波数と比較して格段に高い周波数でチョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するため、全波整流回路を構成するダイオードＤ１ 〜Ｄ４ として高速動作に適した高速ダイオード、例えば、高速回復ダイオードの使用を余儀なくされた。図１９はこのことを説明するために、出力電圧と入出力電力との関係を示した線図であり、（ａ）は高速ダイオード使用時の関係を示したもので、出力電圧を１５０〜２００Ｖの範囲で変化させたとしても、入力電力に対する出力電圧の比、すなわち、変換効率は略９３〜９５％程度であるのに対して、低速ダイオード使用時には（ｂ）に示したように変換効率は８５％以下に低下すると共に、電圧が高くなる程さらに低くなる。この変換効率の低下は整流部のスイッチングロスに起因するもので、高速ダイオードを使用しなければ高力率を維持し難いという問題もあった。
【００１２】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することのできる電力変換装置を提供するにある。
【００１３】
本発明の第２の目的は、整流部として低速ダイオードを使用しても、高速タイオード使用時と同程度の高力率を維持できる電力変換装置を提供するにある。
【００１４】
本発明の第３の目的は、上記電力変換装置を用いることによって、冷凍サイクル系統を構成するモータの騒音を抑えることのできる空気調和装置を提供するにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、
複数のダイオードがブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部と、
整流部の交流入力端と交流電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトルと、
一端が交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧回路と、
一端が整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、
チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、
交流電源よりも周波数の高い繰返し周期を、略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、第３の区間がオフであるオン、オフモードに従ってスイッチング素子の一方を制御し、第１の区間がオフで、第２の区間がオンで、第３の区間がオフであるオン、オフモードに従ってスイッチング素子の他方を制御するチョッパ制御回路と、
を備えた電力変換装置である。
【００１６】
請求項２に係る発明は、
複数のダイオードがブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部と、
前記整流部の交流入力端と前記交流電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトルと、
一端が前記交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧回路と、
一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、
前記チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、
前記交流電源よりも周波数の高い繰返し周期を、略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、第３の区間がオンであるオン、オフモードと、繰返し周期の全ての区間がオフであるオン、オフモードとに従って、前記２個のスイッチング素子を交互に制御するチョッパ制御回路と、
を備えた電力変換装置である。
【００１７】
請求項３に係る発明は、
請求項１又は２に記載の電力変換装置と、
この電力変換装置の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するインバータと、
を備えた空気調和装置である。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適な実施形態に基づいて詳細に説明する
図１は本発明の第１の実施形態の構成を示す回路図である。図中、従来装置を示す図１５と同一の符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示している。ここでは、図１５に示した電力変換装置に対して、負荷抵抗ＲＬ の両端電圧すなわち直流出力電圧を検出する電圧検出回路２１と、予め定められたオン、オフモードに従ってＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するためのゲート信号ＴＸ１ 、ＴＸ２ を出力すると共に、電圧検出回路２１によって検出される電圧が予め設定した基準値を超えたとき、スイッチング動作を停止するチョッパ制御回路２２とを備えた構成になっている。このうち、チョッパ制御回路２２は方形波発振器、アーム短絡防止のためのデットタイム回路、信号絶縁、増幅のゲートドライブ回路、オン、オフモード及び通電比（デューティ）等をテーブルとして記憶させた記憶装置及びそのデータを読出して切換え操作する回路等でなるが、これらは文献等で公知であるので省略し、本発明に関係する動作についてのみ以下に説明する。
【００３０】
この第１の実施形態の特徴は、図２（ａ）に示すように、所定の区間Ｔを略３等分した第１の区間にてＩＧＢＴ１ をオン状態に、ＩＧＢＴ２ をオフ状態にし、第２の区間にてＩＧＢＴ１ をオフ状態に、ＩＧＢＴ２ をオン状態にし、第３の区間にてＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にする制御（ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を交互にオン、オフさせた後にＩＧＢＴ１ とＩＧＢＴ２ の両方をオフとする休止期間を設ける制御）を順次繰返すようなゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ をチョッパ制御回路２２が出力するもので、さらに、直流出力電圧に応じて、ゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ のオン、オフモード、周波数、通電比を切換える点にある。
【００３１】
ここで、フィルタリアクトルＬｓ として１．０ｍＨ、コンデンサＣ１ 、Ｃ２ として２．０μＦ、リアクトルＬ１ 、Ｌ２ として１．０ｍＨ、平滑コンデンサＣＤＣとして２２００μＦのものを用い、動作条件として交流電源ｅｓ が１００Ｖ／５０Ｈｚ 、スイッチング周波数ｆｓｗ（１／Ｔ）を１５．０ｋＨｚ 、昇圧比αを１．４０（直流電圧２００Ｖ）とすると、図２（ｂ）に示す電流ＩＬ１，ＩＬ２がリアクトルＬ１ ，Ｌ２ を流れる。
【００３２】
図２（ｂ）に示す電流ＩＬ１，ＩＬ２は交流電源電圧の半周期において図示した６個のモードで変化する。つまり、ＩＧＢＴのスイッチングのオン、オフに伴いリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の蓄積エネルギーが増減し、それに合わせて各モードが繰返される。以下、図３及び図４を用いてモード１乃至モード６の動作を、電源電圧の正の半周期について解析する。なお、電源電圧の負の半周期では、ダイオードＤ２ ，Ｄ３ がダイオードＤ１ ，Ｄ４ に替わってオンするだけであるのでその説明を省略する。
【００３３】
▲１▼ モード１：図３（ａ）に示すように、このモードは、ＩＧＢＴ１ がオンするとコンデンサＣ１ 、リアクトルＬ１ 、ダイオードＤ１ 、ＩＧＢＴ１ を通るループで電流が流れ、リアクトルＬ１ にエネルギーが蓄積される。また、リアクトルＬ２ の電流は零となる期間である。
【００３４】
▲２▼モード２：図３（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ１ がオフすると同時に、ＩＧＢＴ２ のゲートにオン信号を与える。リアクトルＬ１ に蓄積されているエネルギーが図示した経路により、平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ に放出される。また、リアクトルＬ２ にエネルギーが蓄積される。
【００３５】
▲３▼ モード３：モード２においてリアクトルＬ１ に蓄えられていたエネルギーがなくなると、図示したモード３に移り、リアクトルＬ２ にエネルギーが蓄積され続ける。
【００３６】
▲４▼ モード４：図４（ａ）に示したように、ＩＧＢＴ２ がオフするとリアクトルＬ２ のエネルギーが平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ に放出される。ＩＧＢＴ１ 及びフライホイールダイオードＤＦ１に流れる電流は、リアクトルＬ２ のエネルギーの放出による電流と、リアクトルＬ１ へのエネルギー蓄積の電流との代数和によって決定される。このようにモード４では、リアクトルＬ２ のエネルギー放出と同時にリアクトルＬ１ のエネルギーの蓄積が始まる。両者が等しくなったとき次のモードに移る。
【００３７】
▲５▼ モード５：図４（ｂ）に示すように、このモードはリアクトルＬ１ とリアクトルＬ２ が同時に負荷側にエネルギーを放出する。ここで、リアクトルＬ１ とＬ２ に流れる電流は等しい。
【００３８】
▲６▼ モード６：図４（ｃ）に示すように、このモードではリアクトルＬ１ ，Ｌ２ に蓄えられたエネルギーがなくなり、リアクトルＬ１ とリアクトルＬ２ に流れる電流が零となる期間である。
【００３９】
ここで、図１７に示した従来方式のゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ に対応するリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２と、図２に示した第１の実施形態によるゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ に対応するリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２とを比較すると、従来方式ではリアクトルのエネルギーが放出し終わらないうちに、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が零にならないうちにリアクトルＬ１ ，Ｌ２ におけるエネルギーの蓄積が行われる区間が存在したが、本実施形態ではリアクトルＬ１ ，Ｌ２ のいずれにおいてもそのエルギーの放出が始まると、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が減少に転じたときは、常に零になる動作が繰返され、リアクトルＬ１ においては休止期間Ｔｑ１、Ｔｑ２後にエネルギーの蓄積が開始され、リアクトルＬ２ においては休止期間Ｔｑ３後にエネルギーの蓄積が開始される。このため、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のピーク値Ｉｐ は交流入力電圧の瞬時値に略比例することになる。これによってリアクトル電流は正弦波形に近付くことから、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が整形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させることができる。なお、説明の都合上、図２に示したオン、オフモードによってチョッパ回路を制御する方式を連続休止方式と呼ぶことにする。
【００４０】
図５は従来方式の図１８に対応させて示した入力電圧と入力電流との関係を示した波形図であり、本実施形態では入力電流波形が正弦波により近似していることが分かる。
【００４１】
ところで、この種の電力変換装置装置ではＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ のいずれか一方が短絡又は短絡に近い不良の状態に陥ったとき、昇圧比が増大して出力電圧が過大になることがある。そこで、電圧検出回路２１によって出力電圧を検出し、電圧検出値が予め定めた基準値を超えたとき、チョッパ回路のオン、オフ制御を停止し、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にする。この結果、通常のコンデンサインプット形のコンバータの機能を維持することができる。
【００４２】
図６は本発明に係る第２の実施形態の説明図である。この場合、ハードウェア構成は図１と全く同一であるために省略し、チョッパ制御回路２２から出力されるＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ を示している。ここで、ゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ は周期Ｔ毎に交互に変化するオン、オフモードになっている。すなわち、最初の周期Ｔにおいては、ゲート信号ＴＸ１ は周期Ｔの全体がオフ状態に保たれるオンオフモードになっており、一方、ゲート信号ＴＸ２ は第１の区間でオン、第２の区間でオフになり、第３の区間でオンになるオン、オフモードになっており、次の周期Ｔではゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ のオン、オフモードが逆になっており、以下、これらのモードが交互に繰返される。
【００４３】
この第２の実施形態の動作モードは第１の実施形態と同様にして解析できるが、図面及び説明の簡単化のため、ここでは入力電圧と入力電流の関係のみを図７に示す。図７から明らかなように、入力電流波形が正弦波により近似し、図１８に示した従来方式と比較して波形が改善されていることが分かる。なお、説明の都合上、図６に示したオン、オフモードによってチョッパ回路を制御する方式をクロス連続休止方式と呼ぶことにする。
【００４４】
因みに、図１５乃至図１８を用いて説明した従来方式と、図１乃至図５を用いて説明した本発明の第１の実施形態と、図６及び図７を用いて説明した第２の実施形態について、昇圧比を１．４０（出力電圧２００Ｖ）に制御した場合の歪率、３次高調波、５次高調波、７次高調波を図表で示すと図８のようになる。この図表から明らかなように、歪率と３次高調波に着目した場合、従来方式と比較して第１の実施形態が格段に小さくなり、第２の実施形態が第１の実施形態よりも小さくなっていることが分かる。
【００４５】
なお、上述した第１及び第２の実施形態では制御の容易性を考慮して、所定の周期Ｔを略３等分して、このうちの一つの区間だけＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にしたが、要はＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方がオフである区間はそれ以前にエネルギーが蓄積されたリアクトルの放電電流が零になるに要する時間幅を有するオン、オフモードであれば、上述したと略同様な効果が得られる。
【００４６】
なおまた、上述した第１及び第２の実施形態では便宜的に消費電力が一定の負荷抵抗ＲＬ を接続しているので直流出力電圧は略一定に保たれるが、負荷の軽重に応じて直流出力電圧は変化する。そのためにチョッパ制御回路２２はオン、オフモード及び通電比等を記憶させたテーブルを利用して、次の動作を行わせる機能をも備えている。
イ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換える。
ロ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数及び通電比を切換える。通電比の変更はＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方がオフ状態になる時間を変更する。
ハ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換え、周波数が予め定めた基準値を超えたとき通電比を切換える。
ニ、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を通電比５０％にて交互にオン、オフする。
【００４７】
かくして、第１の実施形態又は第２の実施形態によれば、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができる。また、一つの周期Ｔを３等分したオン、オフ制御モードを用いた場合、装置の構成が簡易化される利点もある。
【００４８】
図９は本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図中、図１と同一又は同様の機能を有する要素には同一の符号を付してその説明を省略する。また、ＩＧＢＴ１ 、ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するための構成も同一であるので、図１にて示した電圧検出回路２１及びチョッパ制御回路２２をも省略して主回路のみを示している。この実施形態の特徴は、図１に示したフィルタリアクトルＬｓ 、分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ 及びリアクトルＬ１ ，Ｌ２ を整流部の直流出力側に設けると共に、平滑コンデンサＣＤＣから分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ 及びリアクトルＬ１ ，Ｌ２ に電流が流れ込むことを防止する逆流防止ダイオードＤＲ を設けた点にある。すなわち、ダイオードＤ１ 〜Ｄ４ をブリッジ接続してなる整流部の交流側端子に交流電源ｅｓ が直接接続され、この整流部の直流側端子間にフィルタリアクトルＬｓ を介して分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ を直列接続してなる分圧回路が接続されている。この分圧回路の正側端子にリアクトルＬ１ の一端が、負側端子にリアクトルＬ２ の一端がそれ接続されている。これらのリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の他端間に、それぞれフライホイールダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を直列接続してなるチョッパ回路が接続され、このチョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の相互接続点と分圧回路を構成するコンデンサＣ１ 、Ｃ２ の相互接続点が接続されている。また、チョッパ回路の両端には逆流防止用ダイオードＤＲ を介して平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ が接続されている。
【００４９】
この構成によれば、チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御したことによるリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の放電電流が逆流防止用ダイオードＤＲ を通して平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ に流れる。しかし、フィルタリアクトルＬｓ の介在により、整流部のダイオードＤ１ 〜Ｄ４ には流れない。従って、逆流防止用ダイオードＤＲ として高速ダイオードを使用すれば、整流部を構成するダイオードＤ１ 〜Ｄ４ は低速ダイオードで済むことになる。
【００５０】
一般に高周波ノイズを低減するために図９中に破線で示したように、フィルタリアクトルＬｓ の前段にフィルタコンデンサＣｓ を接続することが多い。しかしながら、フィルタコンデンサＣｓ を設けると、ここに電荷が蓄積され残留するため、交流電圧波形のゼロクロス近辺で入力電流波形が大きく歪む。従って、フィルタコンデンサＣｓ の追加は入力電流波形に悪影響を及ぼしてしまうため、これを整流部の出力側に置くことは好ましくない。よって、本実施形態ではフィルタリアクトルＬｓ のみでなるノイズフィルタを接続している。
【００５１】
ここで、図１に示す第１の実施形態の整流部に高速ダイオードを使用した場合、低速ダイオードを使用した場合、図９に示す第３の実施形態の整流部に低速ダイオードを使用してＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を通電比５０％にて交互にオン、オフする場合のそれぞれについて、出力電圧の変化に対するコンバータの効率を測定すると図１０に示す結果が得られた。すなわち、第１の実施形態の整流部に低速ダイオードを使用すると、一点鎖線で示したように、電圧が高くなるに従ってコンバータの効率が著しく低下するのに対して、第３の実施形態の整流部に低速ダイオードを使用したとしても、第１の実施形態に高速ダイオードを使用した場合と略同様に９５％程度の高い変換効率を達成していることが分かる。
【００５２】
かくして、第３の実施形態によれば図２に示した連続休止方式又は図６に示したクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードを用いなくとも高力率状態を維持することができ、さらに、整流部において高周波のスイッチングロスを受けないため、整流用に低速ダイオードを使用しても効率面において十分な性能を発揮する実用的な回路とすることができる。
【００５３】
また、図９に示した第３の実施形態においても、連続休止方式又はクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を制御することによって、力率をさらに高めることができる。
【００５４】
尚、拘束ダイオード（応答速度の速いダイオード）とはインバータの発振周波数の１サイクル期間に対して十分に逆回復時間（ｔｒｒ）が短いものであり、例えば、インバータの発振周波数が２０ＫＨｚの場合は、５０μｓｅｃ以下、一般的には１００分の１以下の０．５μｓｅｃ以下のものが使われいる。一方、低速ダイオード（応答速度の遅いダイオード）は逆回復時間が５０μｓｅｃよりも長いものが該当する。
【００５５】
図１１は本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の構成を示す回路図であり、特に、主回路は特開平８−１９６０７７号公報に開示された三相電源を対象としている。この電力変換装置を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を前述した電圧検出回路２１及びチョッパ制御回路２２によつて、図２又は図６に示すオン、オフ制御モードによってオン、オフ制御するものを示している。図１１において、６個のダイオードＤ１ 〜Ｄ６ がブリッジ接続されており、これらが整流部を構成している。この整流部の交流側端子、すなわち、直列接続されたダイオードＤ１ ，Ｄ２ の相互接続点、Ｄ３ ，Ｄ４ の相互接続点、及びダイオードＤ５ ，Ｄ６ の相互接続点がそれぞれフィルタリアクトルＬ１ 、Ｌ２ ，Ｌ３ を介して三相の交流電源ｅｔ に接続されている。交流電源ｅｔ とフィルタリアクトルＬ１ 、Ｌ２ ，Ｌ３ との間の各電源ライン間にフイルタコンデンサＣＸ１ ，ＣＸ２ ，ＣＸ３ が接続されている。また、これらの各電源ラインにコンデンサＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ の一端が接続され、これらのコンデンサＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ の他端が共通に接続されて単相電源の分圧回路と同様な回路構成になっている。一方、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ の直列回路、Ｄ３ ，Ｄ４ の直列回路及びダイオードＤ５ ，Ｄ６ の直列回路を互いに並列接続した両端、すなわち、整流部の直流側端子間にそれぞれフライホイールダイオードＤＦ１，ＤＦ２が逆並列接続されたＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を直列接続してなるチョッパ回路が接続されている。これらＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の相互接続点と分圧回路を形成するコンデンサＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ の共通接続端とが接続されている。また、整流部の直流側端子間に平滑コンデンサＣＤＣが接続され、さらに、負荷抵抗ＲＬ の代わりにインバータ１１を設けると共に、このインバータに負荷としてのモータ１２が接続されている。
【００５６】
図１１に示したコンデンサＣＸ１ ，ＣＸ２ ，ＣＸ３ はラインインピーダンスＺ１ ，Ｚ２ ，Ｚ３ の影響を受けて発振を起こし、入力電流及び入力電圧波形が歪むという現象を抑えるために設けられている。一方、チョッパ制御回路２２は図２に示す連続休止方式又は図６に示すクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってＩＧＢＴ１ 及びＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御する。また、電圧検出回路２０によって検出された電圧が保護レベルを超えたとき、保護回路２１はチョッパ回路のオン、オフ制御を停止し、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にする指令をチョッパ制御回路２２に加える。この結果、通常のコンデンサインプット形のコンバータの機能を維持することができる。
【００５７】
かくして、図１１に示した第４の実施形態によれば、三相交流電圧を入力とする電力変換装置においても、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができる。
【００５８】
なお、チョッパ制御回路２２Ａは、オン、オフモード及び通電比等を記憶させたテーブルを利用して、次の動作を行わせる機能をも備えている。
イ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換える。
ロ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数及び通電比を切換える。通電比の変更はＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方がオフ状態になる時間を変更する。
ハ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換え、周波数が予め定めた基準値を超えたとき通電比を切換える。
ニ、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を通電比５０％にて交互にオン、オフする。
【００５９】
図１２は本発明に係る電力変換装置の第５の実施形態の構成を示す回路図であり、図中、図１１と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、図１１中の電圧検出回路２１を除去し、その代わりに、整流部の入力側に設けた変流器ＣＴの出力信号に基づき、電流検出回路２３が入力電流を検出し、その検出信号をチョッパ制御回路２２Ａに加える構成になっている。
【００６０】
ここで、チョッパ制御回路２２Ａは検出電流が最小になるように、チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を連続休止方式又はクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってオン、オフ制御する。この場合、チョッパ制御回路２２Ａは入力電流が最小になるように、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ に対するスイッチング周波数及び通電比のうち、少なくともスイッチング周波数の切換え制御を実行する。なお、入力電流が直流出力電圧が過大になる値に対応する値以下に降下した場合には、チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ に対するスイッチング動作を停止する。
【００６１】
かくして、第５の実施形態によれば、三相交流電圧を入力とする電力変換装置がインバータを含み、負荷状態が変化する場合でも、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が整形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させることができる。
【００６２】
図１３は本発明に係る第６の実施形態の構成を示す回路図であり、図中、図１２と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは平滑コンデンサＣＤＣとインバータ１１とを接続する経路に電流検出抵抗Ｒｓ を設け、この電流検出抵抗Ｒｓ の両端に発生する電圧に基づいて電流検出回路２４が出力電流を検出し、その電流検出値をチョッパ制御回路２２Ｂに加えている。チョッパ制御回路２２Ｂは次のイ、ロに示す二つの機能を備え、使用者が随時切換えるようになっている。
イ、電流検出回路２４で検出された電流値が最小になるようにチョッパ回路のＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ に対するスイッチング周波数及び通電比のうち、少なくともスイッチング周波数の切換え制御を実行する機能。
ロ、電流検出回路２４で検出された電流値が予め設定した基準値よりも小さいとき、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を、交流電源よりも格段に高い繰返し周波数で交互にオン、オフ制御し、基準値以上のとき、連続休止方式又はクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってオン、オフ制御する機能。
【００６３】
かくして、図１３に示す第６の実施形態によっても、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が整形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させることができる。
【００６４】
ところで、上述した電力変換装置が有する効果、すなわち、歪み率及び電源高調波を低減させることのできる点は、これを利用する装置にも大きな恩恵を与える。例えば、インバータを用いて能力制御する空気調和装置に適用した場合、電圧波形が安定するために、室外送風機及び室内送風機をそれぞれ駆動するモータから発生する異常騒音を抑えることができる。以下、直流電圧に対する電圧検出回路２１を備えた電力変換装置を用いたインバータ駆動の空気調和装置について説明する。
【００６５】
図１４は本発明に係る空気調和装置の実施形態の構成を示す回路図である。これは、図１１中のモータ１２の代わりに圧縮機３１を駆動するモータ３２を接続している。ここで、圧縮機３１は四方弁３３、室内熱交換器３４、膨張弁３５及び室外熱交換器３６によって周知の冷凍サイクルを形成し、室内熱交換器３４の熱交換を促進するために、室内送風機３７が、室外熱交換器３６の熱交換を促進するために室外送風機３８がそれぞれ設けられている。これはＡ矢印方向に冷媒を循環させて暖房モード運転をする場合を例示しており、冷房モード運転する場合には四方弁３３を切換えてＡ矢印とは逆方向に冷媒を循環させることになる。また、インバータ１１は空調負荷に応じて出力周波数を変更すると共に、予め定めた電圧と周波数との関係を示す、いわゆる、Ｖ／Ｆパターンに従って周波数を制御するようになっている。この空調負荷に対応した圧縮機３１の能力制御運転及びＶ／Ｆパターンについては公知であるのでその説明を省略する。
【００６６】
かかる構成によれば、入力電流が増大したとしても電源側の電圧波形の歪みが低く抑えられるので、電圧波形歪みに起因するモータの異常騒音の発生を抑えることができる。特に、空気調和装置の室内ユニットにおいては、電圧波形の歪みによって発生する室内送風機３７のモータの異常騒音が室内に漏れて快適性を乱すことがあったが、この騒音を抑えたことにより快適性が維持され、製品品質の向上が図られる。また、室外ユニットの室外送風機３８のモータの異常騒音の発生も抑えられる。さらにまた、入力電流波形の歪みも少なくなるので、外部からのノイズの影響も受け難く、誤動作の割合を少なくすることができ、信頼性を向上させる効果もある。
【００６７】
なお、上述した空気調和装置は三相交流電源の交流を直流に変換するコンバータ装置を用いたが、この代わりに、図１又は図９に示す単相の電力変換装置を用い、直流出力電圧を検出してその値が設定値を超えたときにスイッチング動作を停止したり、整流部の入力電流を検出して軽負荷時にチヨッパ回路のスイッチング動作を停止したり、あるいは、インバータの出力電流を検出してその電流が最小になるようにチチョッパ回路の周波数及び通電比のうち、少なくとも周波数を変えるようにすることもできる。
【００６８】
なおまた、上記実施形態では、チョッパ回路を構成するスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、これ以外のパワートランジスタを用いる構成のものにも本発明を適用できることは言うまでもない。
【００６９】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明に係る電力変換装置によれば、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができる。また、本発明に係る他の電力変換装置によれば広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができると同時に、整流部として低速ダイオードを使用しても、高速ダイオード使用時と同程度の高力率を維持できる効果が得られる。
【００７０】
また、本発明に係る空気調和装置によれば、上記電力変換装置を用いることによって、冷凍サイクル系統を構成するモータの騒音を低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の構成を示す回路図。
【図２】図１に示した実施形態の動作を説明するために、スイッチング素子に対するオン、オフ制御波形及びこれに対応するリアクトルの電流波形を示した図。
【図３】図１に示した実施形態の動作を解析するための動作モード図。
【図４】図１に示した実施形態の動作を解析するための動作モード図。
【図５】図１に示した実施形態の動作を説明するための、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。
【図６】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の動作を説明するために、スイッチング素子に対するオン、オフ制御波形を示した図。
【図７】図６に示した実施形態の動作を説明するための、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。
【図８】本発明の電力変換装置の第１及び第２の実施形態の効果を説明するために、歪率及び高調波を従来方式と比較した図表。
【図９】本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態の構成を示す回路図。
【図１０】図９に示した実施形態の効果を説明するために、出力電圧と効率との関係を示した線図。
【図１１】本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の構成を示す回路図。
【図１２】本発明に係る電力変換装置の第５の実施形態の構成を示す回路図。
【図１３】本発明に係る電力変換装置の第６の実施形態の構成を示す回路図。
【図１４】本発明に係る空気調和装置の構成を示す回路図。
【図１５】従来の電力変換装置の主回路の構成を示す回路図。
【図１６】図１５に示した従来の電力変換装置のスイッチング素子に対するオン、オフ制御波形を示した図。
【図１７】図１５に示した従来の電力変換装置の動作を説明するために、スイッチング素子に対するオン、オフ制御波形及びこれに対応するリアクトルの電流波形を示した図。
【図１８】図１５に示した従来の電力変換装置の動作を説明するための、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。
【図１９】図１５に示した従来の電力変換装置に低速ダイオードを使用した場合の高速ダイオードに対する差異を説明するために、出力電圧と電力との関係を示した線図。
【符号の説明】
ｅｓ 単相交流電源
ｅｔ 三相交流電源
Ｌｓ フィルタリアクトル
Ｃ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ 分圧コンデンサ
Ｌ１ ，Ｌ２ ，Ｌ３ リアクトル
Ｄ１ 〜Ｄ６ ダイオード
ＤＲ 逆流防止用ダイオード
ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ スイッチング素子としてのトランジスタ
ＣＤＣ 平滑コンデンサ
ＲＬ 負荷抵抗
１１ インバータ
１２ モータ
１３ インバータ制御回路
２１ 電圧検出回路
２２，２２Ａ，２２Ｂ チョッパ制御回路
２３，２４ 電流検出回路
３１ 圧縮機
３２ 圧縮機駆動モータ
３３ 四方弁
３４ 室内熱交換器
３５ 膨張弁
３６ 室外熱交換器
【発明の属する技術分野】
本発明は、高力率コンバータとして知られる電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１５はツインコンバータとも呼ばれるこの種の電力変換装置の構成を示す回路図である。同図において、単相交流電源ｅｓ に、フィルタリアクトルＬｓ を介して、分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ を直列接続してなる分圧回路が接続されている。ダイオードＤ１ 〜Ｄ４ は単相ブリッジ接続されて周知の全波整流回路を形成している。この全波整流回路の交流入力端の一方、すなわち、直列接続されたダイオードＤ１ ，Ｄ２ の相互接続点と、分圧回路の一端との間にエネルギーを蓄積、放電させるためのリアクトルＬ１ が接続されている。また、全波整流回路の交流入力端の他方、すなわち、直列接続されたダイオードＤ３ ，Ｄ４ の相互接続点と、分圧回路の他端との間に同じくエネルギーを蓄積、放電させるためのリアクトルＬ２ が接続されている。
【０００３】
さらに、全波整流回路の直流出力端の間、すなわち、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ の直列回路及びダイオードＤ３ ，Ｄ４ の直列回路の並列接続回路の両端に、フライホイールダイオードＤＦ１，ＤＦ２がそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子としてのＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ が直列接続されてなるチョッパ回路と、平滑コンデンサＣＤＣと、負荷抵抗ＲＬ とが接続されている。このうち、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の相互接続点と分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ の相互接続点とが接続されている。そして、ＩＧＢＴ１ 及びＩＧＢＴ２ を、単相交流電源ｅｓ と比較して格段に高い周波数で交互にオン、オフすることによって、広い能力範囲にて高力率を維持することができる。
【０００４】
チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ は、図１５では図示を省略したチョッパ制御回路によって高力率を維持するように交互にオン、オフ制御されると共に、その周波数及び通電比（デューティ比）が変更される。この場合、交流電源ｅｓ からの入力電流はスイッチング周波数に反比例し、通電比の２乗に比例する関係にあり、一般には通電比を一定に保持して周波数を切換え、場合によって通電比をも併せて切換える。
【０００５】
図１６はそのオン、オフ制御モードの一例であり、（ａ）は１周期をＴとしてその半周期ずつオン、オフさせる、通電比が５０％のゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ を示し、負荷の変動等に応じて（ｂ）に示すように周波数を１．５倍程度まで高くしたり、あるいは、（ｃ）に示すように周波数をそのままにして通電比を２５％程度まで小さくしたりしている。なお、（ｃ）に示すゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ は、ゲートパルスＴＸ１ のオフ区間の中間にＴＸ２ のオン区間が位置している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、通電比を５０％に保持した場合、スイッチング素子としてのＩＧＢＴのオフ期間にリアクトルの放電電流は零になる動作を繰返すため、リアクトルＬ１ ，Ｌ２ に流れる電流のピーク値は電源電圧のピーク値に比例する。従って、交流入力電流の波形歪みは比較的小さく、従って高力率を維持することができる。
【０００７】
一方、図１６（ｃ）に示すように通電比を２５％程度に保持した場合、交流電源電圧のゼロクロス点の近辺においては、上述したと同様に、リアクトルの放電電流が零になる動作を繰返し、リアクトルＬ１ ，Ｌ２ に流れる電流のピーク値は電源電圧に比例するので、交流入力電流の波形歪みは小さい。しかしながら、交流入力電圧の瞬時値が大きい区間、すなわち、ゼロクロス点近辺を除いた区間においては、スイッチング素子としてのＩＧＢＴのオフ期間にリアクトルの放電電流は零にならないことがあり、そのために、リアクトルＬ１ ，Ｌ２ に流れる電流のピーク値が電源電圧の瞬時値に比例せず、そのために、力率が低下することが発明者が行った実験等により明らかになっている。このことを以下に説明する。
【０００８】
図１７（ａ），（ｂ）は交流入力電圧の瞬時値が大きい区間にて、通電比を２５％としたゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ に対応するリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の電流ＩＬ１，ＩＬ２の変化を示したものである。
【０００９】
ここで、ゲートパルスＴＸ１ ，ＴＸ２ は２５％であるため、ゲートパルスＴＸ１ のオフ区間の前半にてリアクトルＬ１ はエネルギーを放出し終わって電流ＩＬ１は零に戻り、時間Ｔｑ だけエネルギーの蓄積、放出を休止するが、オフ区間の後半の時刻ｔ１ でエネルギーの蓄積から放出に転じた後、エネルギーを放出し終わらない時刻ｔ２ にて、ゲートパルスＴＸ１ のオン区間に応じて再びエネルギーの蓄積を開始するため、ゲートパルスＴＸ１ のオン区間からオフ区間に変化する時刻ｔ３ におけるリアクトル電流ＩＬ１のピーク値Ｉｐ が交流入力電圧の瞬時値に比例しなくなる。このことはリアクトルＬ２ に流れる電流ＩＬ２も同様で、ピーク値Ｉｐ が交流入力電圧の瞬時値に比例しなくなる。
【００１０】
このように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のピーク値Ｉｐ が交流入力電圧の瞬時値に比例しなくなることは、図１８に示したように、正弦波形を大きく歪ませることになり、その結果、力率が低下すると言う問題があった。
【００１１】
一方、図１５に示した電力変換装置は電源周波数と比較して格段に高い周波数でチョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するため、全波整流回路を構成するダイオードＤ１ 〜Ｄ４ として高速動作に適した高速ダイオード、例えば、高速回復ダイオードの使用を余儀なくされた。図１９はこのことを説明するために、出力電圧と入出力電力との関係を示した線図であり、（ａ）は高速ダイオード使用時の関係を示したもので、出力電圧を１５０〜２００Ｖの範囲で変化させたとしても、入力電力に対する出力電圧の比、すなわち、変換効率は略９３〜９５％程度であるのに対して、低速ダイオード使用時には（ｂ）に示したように変換効率は８５％以下に低下すると共に、電圧が高くなる程さらに低くなる。この変換効率の低下は整流部のスイッチングロスに起因するもので、高速ダイオードを使用しなければ高力率を維持し難いという問題もあった。
【００１２】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することのできる電力変換装置を提供するにある。
【００１３】
本発明の第２の目的は、整流部として低速ダイオードを使用しても、高速タイオード使用時と同程度の高力率を維持できる電力変換装置を提供するにある。
【００１４】
本発明の第３の目的は、上記電力変換装置を用いることによって、冷凍サイクル系統を構成するモータの騒音を抑えることのできる空気調和装置を提供するにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、
複数のダイオードがブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部と、
整流部の交流入力端と交流電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトルと、
一端が交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧回路と、
一端が整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、
チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、
交流電源よりも周波数の高い繰返し周期を、略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、第３の区間がオフであるオン、オフモードに従ってスイッチング素子の一方を制御し、第１の区間がオフで、第２の区間がオンで、第３の区間がオフであるオン、オフモードに従ってスイッチング素子の他方を制御するチョッパ制御回路と、
を備えた電力変換装置である。
【００１６】
請求項２に係る発明は、
複数のダイオードがブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部と、
前記整流部の交流入力端と前記交流電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトルと、
一端が前記交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧回路と、
一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、
前記チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、
前記交流電源よりも周波数の高い繰返し周期を、略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、第３の区間がオンであるオン、オフモードと、繰返し周期の全ての区間がオフであるオン、オフモードとに従って、前記２個のスイッチング素子を交互に制御するチョッパ制御回路と、
を備えた電力変換装置である。
【００１７】
請求項３に係る発明は、
請求項１又は２に記載の電力変換装置と、
この電力変換装置の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するインバータと、
を備えた空気調和装置である。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適な実施形態に基づいて詳細に説明する
図１は本発明の第１の実施形態の構成を示す回路図である。図中、従来装置を示す図１５と同一の符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示している。ここでは、図１５に示した電力変換装置に対して、負荷抵抗ＲＬ の両端電圧すなわち直流出力電圧を検出する電圧検出回路２１と、予め定められたオン、オフモードに従ってＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するためのゲート信号ＴＸ１ 、ＴＸ２ を出力すると共に、電圧検出回路２１によって検出される電圧が予め設定した基準値を超えたとき、スイッチング動作を停止するチョッパ制御回路２２とを備えた構成になっている。このうち、チョッパ制御回路２２は方形波発振器、アーム短絡防止のためのデットタイム回路、信号絶縁、増幅のゲートドライブ回路、オン、オフモード及び通電比（デューティ）等をテーブルとして記憶させた記憶装置及びそのデータを読出して切換え操作する回路等でなるが、これらは文献等で公知であるので省略し、本発明に関係する動作についてのみ以下に説明する。
【００３０】
この第１の実施形態の特徴は、図２（ａ）に示すように、所定の区間Ｔを略３等分した第１の区間にてＩＧＢＴ１ をオン状態に、ＩＧＢＴ２ をオフ状態にし、第２の区間にてＩＧＢＴ１ をオフ状態に、ＩＧＢＴ２ をオン状態にし、第３の区間にてＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にする制御（ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を交互にオン、オフさせた後にＩＧＢＴ１ とＩＧＢＴ２ の両方をオフとする休止期間を設ける制御）を順次繰返すようなゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ をチョッパ制御回路２２が出力するもので、さらに、直流出力電圧に応じて、ゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ のオン、オフモード、周波数、通電比を切換える点にある。
【００３１】
ここで、フィルタリアクトルＬｓ として１．０ｍＨ、コンデンサＣ１ 、Ｃ２ として２．０μＦ、リアクトルＬ１ 、Ｌ２ として１．０ｍＨ、平滑コンデンサＣＤＣとして２２００μＦのものを用い、動作条件として交流電源ｅｓ が１００Ｖ／５０Ｈｚ 、スイッチング周波数ｆｓｗ（１／Ｔ）を１５．０ｋＨｚ 、昇圧比αを１．４０（直流電圧２００Ｖ）とすると、図２（ｂ）に示す電流ＩＬ１，ＩＬ２がリアクトルＬ１ ，Ｌ２ を流れる。
【００３２】
図２（ｂ）に示す電流ＩＬ１，ＩＬ２は交流電源電圧の半周期において図示した６個のモードで変化する。つまり、ＩＧＢＴのスイッチングのオン、オフに伴いリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の蓄積エネルギーが増減し、それに合わせて各モードが繰返される。以下、図３及び図４を用いてモード１乃至モード６の動作を、電源電圧の正の半周期について解析する。なお、電源電圧の負の半周期では、ダイオードＤ２ ，Ｄ３ がダイオードＤ１ ，Ｄ４ に替わってオンするだけであるのでその説明を省略する。
【００３３】
▲１▼ モード１：図３（ａ）に示すように、このモードは、ＩＧＢＴ１ がオンするとコンデンサＣ１ 、リアクトルＬ１ 、ダイオードＤ１ 、ＩＧＢＴ１ を通るループで電流が流れ、リアクトルＬ１ にエネルギーが蓄積される。また、リアクトルＬ２ の電流は零となる期間である。
【００３４】
▲２▼モード２：図３（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ１ がオフすると同時に、ＩＧＢＴ２ のゲートにオン信号を与える。リアクトルＬ１ に蓄積されているエネルギーが図示した経路により、平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ に放出される。また、リアクトルＬ２ にエネルギーが蓄積される。
【００３５】
▲３▼ モード３：モード２においてリアクトルＬ１ に蓄えられていたエネルギーがなくなると、図示したモード３に移り、リアクトルＬ２ にエネルギーが蓄積され続ける。
【００３６】
▲４▼ モード４：図４（ａ）に示したように、ＩＧＢＴ２ がオフするとリアクトルＬ２ のエネルギーが平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ に放出される。ＩＧＢＴ１ 及びフライホイールダイオードＤＦ１に流れる電流は、リアクトルＬ２ のエネルギーの放出による電流と、リアクトルＬ１ へのエネルギー蓄積の電流との代数和によって決定される。このようにモード４では、リアクトルＬ２ のエネルギー放出と同時にリアクトルＬ１ のエネルギーの蓄積が始まる。両者が等しくなったとき次のモードに移る。
【００３７】
▲５▼ モード５：図４（ｂ）に示すように、このモードはリアクトルＬ１ とリアクトルＬ２ が同時に負荷側にエネルギーを放出する。ここで、リアクトルＬ１ とＬ２ に流れる電流は等しい。
【００３８】
▲６▼ モード６：図４（ｃ）に示すように、このモードではリアクトルＬ１ ，Ｌ２ に蓄えられたエネルギーがなくなり、リアクトルＬ１ とリアクトルＬ２ に流れる電流が零となる期間である。
【００３９】
ここで、図１７に示した従来方式のゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ に対応するリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２と、図２に示した第１の実施形態によるゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ に対応するリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２とを比較すると、従来方式ではリアクトルのエネルギーが放出し終わらないうちに、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が零にならないうちにリアクトルＬ１ ，Ｌ２ におけるエネルギーの蓄積が行われる区間が存在したが、本実施形態ではリアクトルＬ１ ，Ｌ２ のいずれにおいてもそのエルギーの放出が始まると、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が減少に転じたときは、常に零になる動作が繰返され、リアクトルＬ１ においては休止期間Ｔｑ１、Ｔｑ２後にエネルギーの蓄積が開始され、リアクトルＬ２ においては休止期間Ｔｑ３後にエネルギーの蓄積が開始される。このため、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のピーク値Ｉｐ は交流入力電圧の瞬時値に略比例することになる。これによってリアクトル電流は正弦波形に近付くことから、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が整形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させることができる。なお、説明の都合上、図２に示したオン、オフモードによってチョッパ回路を制御する方式を連続休止方式と呼ぶことにする。
【００４０】
図５は従来方式の図１８に対応させて示した入力電圧と入力電流との関係を示した波形図であり、本実施形態では入力電流波形が正弦波により近似していることが分かる。
【００４１】
ところで、この種の電力変換装置装置ではＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ のいずれか一方が短絡又は短絡に近い不良の状態に陥ったとき、昇圧比が増大して出力電圧が過大になることがある。そこで、電圧検出回路２１によって出力電圧を検出し、電圧検出値が予め定めた基準値を超えたとき、チョッパ回路のオン、オフ制御を停止し、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にする。この結果、通常のコンデンサインプット形のコンバータの機能を維持することができる。
【００４２】
図６は本発明に係る第２の実施形態の説明図である。この場合、ハードウェア構成は図１と全く同一であるために省略し、チョッパ制御回路２２から出力されるＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ を示している。ここで、ゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ は周期Ｔ毎に交互に変化するオン、オフモードになっている。すなわち、最初の周期Ｔにおいては、ゲート信号ＴＸ１ は周期Ｔの全体がオフ状態に保たれるオンオフモードになっており、一方、ゲート信号ＴＸ２ は第１の区間でオン、第２の区間でオフになり、第３の区間でオンになるオン、オフモードになっており、次の周期Ｔではゲート信号ＴＸ１ ，ＴＸ２ のオン、オフモードが逆になっており、以下、これらのモードが交互に繰返される。
【００４３】
この第２の実施形態の動作モードは第１の実施形態と同様にして解析できるが、図面及び説明の簡単化のため、ここでは入力電圧と入力電流の関係のみを図７に示す。図７から明らかなように、入力電流波形が正弦波により近似し、図１８に示した従来方式と比較して波形が改善されていることが分かる。なお、説明の都合上、図６に示したオン、オフモードによってチョッパ回路を制御する方式をクロス連続休止方式と呼ぶことにする。
【００４４】
因みに、図１５乃至図１８を用いて説明した従来方式と、図１乃至図５を用いて説明した本発明の第１の実施形態と、図６及び図７を用いて説明した第２の実施形態について、昇圧比を１．４０（出力電圧２００Ｖ）に制御した場合の歪率、３次高調波、５次高調波、７次高調波を図表で示すと図８のようになる。この図表から明らかなように、歪率と３次高調波に着目した場合、従来方式と比較して第１の実施形態が格段に小さくなり、第２の実施形態が第１の実施形態よりも小さくなっていることが分かる。
【００４５】
なお、上述した第１及び第２の実施形態では制御の容易性を考慮して、所定の周期Ｔを略３等分して、このうちの一つの区間だけＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にしたが、要はＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方がオフである区間はそれ以前にエネルギーが蓄積されたリアクトルの放電電流が零になるに要する時間幅を有するオン、オフモードであれば、上述したと略同様な効果が得られる。
【００４６】
なおまた、上述した第１及び第２の実施形態では便宜的に消費電力が一定の負荷抵抗ＲＬ を接続しているので直流出力電圧は略一定に保たれるが、負荷の軽重に応じて直流出力電圧は変化する。そのためにチョッパ制御回路２２はオン、オフモード及び通電比等を記憶させたテーブルを利用して、次の動作を行わせる機能をも備えている。
イ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換える。
ロ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数及び通電比を切換える。通電比の変更はＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方がオフ状態になる時間を変更する。
ハ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換え、周波数が予め定めた基準値を超えたとき通電比を切換える。
ニ、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を通電比５０％にて交互にオン、オフする。
【００４７】
かくして、第１の実施形態又は第２の実施形態によれば、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができる。また、一つの周期Ｔを３等分したオン、オフ制御モードを用いた場合、装置の構成が簡易化される利点もある。
【００４８】
図９は本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図中、図１と同一又は同様の機能を有する要素には同一の符号を付してその説明を省略する。また、ＩＧＢＴ１ 、ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御するための構成も同一であるので、図１にて示した電圧検出回路２１及びチョッパ制御回路２２をも省略して主回路のみを示している。この実施形態の特徴は、図１に示したフィルタリアクトルＬｓ 、分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ 及びリアクトルＬ１ ，Ｌ２ を整流部の直流出力側に設けると共に、平滑コンデンサＣＤＣから分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ 及びリアクトルＬ１ ，Ｌ２ に電流が流れ込むことを防止する逆流防止ダイオードＤＲ を設けた点にある。すなわち、ダイオードＤ１ 〜Ｄ４ をブリッジ接続してなる整流部の交流側端子に交流電源ｅｓ が直接接続され、この整流部の直流側端子間にフィルタリアクトルＬｓ を介して分圧コンデンサＣ１ ，Ｃ２ を直列接続してなる分圧回路が接続されている。この分圧回路の正側端子にリアクトルＬ１ の一端が、負側端子にリアクトルＬ２ の一端がそれ接続されている。これらのリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の他端間に、それぞれフライホイールダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を直列接続してなるチョッパ回路が接続され、このチョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の相互接続点と分圧回路を構成するコンデンサＣ１ 、Ｃ２ の相互接続点が接続されている。また、チョッパ回路の両端には逆流防止用ダイオードＤＲ を介して平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ が接続されている。
【００４９】
この構成によれば、チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御したことによるリアクトルＬ１ ，Ｌ２ の放電電流が逆流防止用ダイオードＤＲ を通して平滑コンデンサＣＤＣ及び負荷抵抗ＲＬ に流れる。しかし、フィルタリアクトルＬｓ の介在により、整流部のダイオードＤ１ 〜Ｄ４ には流れない。従って、逆流防止用ダイオードＤＲ として高速ダイオードを使用すれば、整流部を構成するダイオードＤ１ 〜Ｄ４ は低速ダイオードで済むことになる。
【００５０】
一般に高周波ノイズを低減するために図９中に破線で示したように、フィルタリアクトルＬｓ の前段にフィルタコンデンサＣｓ を接続することが多い。しかしながら、フィルタコンデンサＣｓ を設けると、ここに電荷が蓄積され残留するため、交流電圧波形のゼロクロス近辺で入力電流波形が大きく歪む。従って、フィルタコンデンサＣｓ の追加は入力電流波形に悪影響を及ぼしてしまうため、これを整流部の出力側に置くことは好ましくない。よって、本実施形態ではフィルタリアクトルＬｓ のみでなるノイズフィルタを接続している。
【００５１】
ここで、図１に示す第１の実施形態の整流部に高速ダイオードを使用した場合、低速ダイオードを使用した場合、図９に示す第３の実施形態の整流部に低速ダイオードを使用してＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を通電比５０％にて交互にオン、オフする場合のそれぞれについて、出力電圧の変化に対するコンバータの効率を測定すると図１０に示す結果が得られた。すなわち、第１の実施形態の整流部に低速ダイオードを使用すると、一点鎖線で示したように、電圧が高くなるに従ってコンバータの効率が著しく低下するのに対して、第３の実施形態の整流部に低速ダイオードを使用したとしても、第１の実施形態に高速ダイオードを使用した場合と略同様に９５％程度の高い変換効率を達成していることが分かる。
【００５２】
かくして、第３の実施形態によれば図２に示した連続休止方式又は図６に示したクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードを用いなくとも高力率状態を維持することができ、さらに、整流部において高周波のスイッチングロスを受けないため、整流用に低速ダイオードを使用しても効率面において十分な性能を発揮する実用的な回路とすることができる。
【００５３】
また、図９に示した第３の実施形態においても、連続休止方式又はクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を制御することによって、力率をさらに高めることができる。
【００５４】
尚、拘束ダイオード（応答速度の速いダイオード）とはインバータの発振周波数の１サイクル期間に対して十分に逆回復時間（ｔｒｒ）が短いものであり、例えば、インバータの発振周波数が２０ＫＨｚの場合は、５０μｓｅｃ以下、一般的には１００分の１以下の０．５μｓｅｃ以下のものが使われいる。一方、低速ダイオード（応答速度の遅いダイオード）は逆回復時間が５０μｓｅｃよりも長いものが該当する。
【００５５】
図１１は本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の構成を示す回路図であり、特に、主回路は特開平８−１９６０７７号公報に開示された三相電源を対象としている。この電力変換装置を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を前述した電圧検出回路２１及びチョッパ制御回路２２によつて、図２又は図６に示すオン、オフ制御モードによってオン、オフ制御するものを示している。図１１において、６個のダイオードＤ１ 〜Ｄ６ がブリッジ接続されており、これらが整流部を構成している。この整流部の交流側端子、すなわち、直列接続されたダイオードＤ１ ，Ｄ２ の相互接続点、Ｄ３ ，Ｄ４ の相互接続点、及びダイオードＤ５ ，Ｄ６ の相互接続点がそれぞれフィルタリアクトルＬ１ 、Ｌ２ ，Ｌ３ を介して三相の交流電源ｅｔ に接続されている。交流電源ｅｔ とフィルタリアクトルＬ１ 、Ｌ２ ，Ｌ３ との間の各電源ライン間にフイルタコンデンサＣＸ１ ，ＣＸ２ ，ＣＸ３ が接続されている。また、これらの各電源ラインにコンデンサＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ の一端が接続され、これらのコンデンサＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ の他端が共通に接続されて単相電源の分圧回路と同様な回路構成になっている。一方、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ の直列回路、Ｄ３ ，Ｄ４ の直列回路及びダイオードＤ５ ，Ｄ６ の直列回路を互いに並列接続した両端、すなわち、整流部の直流側端子間にそれぞれフライホイールダイオードＤＦ１，ＤＦ２が逆並列接続されたＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を直列接続してなるチョッパ回路が接続されている。これらＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の相互接続点と分圧回路を形成するコンデンサＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ の共通接続端とが接続されている。また、整流部の直流側端子間に平滑コンデンサＣＤＣが接続され、さらに、負荷抵抗ＲＬ の代わりにインバータ１１を設けると共に、このインバータに負荷としてのモータ１２が接続されている。
【００５６】
図１１に示したコンデンサＣＸ１ ，ＣＸ２ ，ＣＸ３ はラインインピーダンスＺ１ ，Ｚ２ ，Ｚ３ の影響を受けて発振を起こし、入力電流及び入力電圧波形が歪むという現象を抑えるために設けられている。一方、チョッパ制御回路２２は図２に示す連続休止方式又は図６に示すクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってＩＧＢＴ１ 及びＩＧＢＴ２ をオン、オフ制御する。また、電圧検出回路２０によって検出された電圧が保護レベルを超えたとき、保護回路２１はチョッパ回路のオン、オフ制御を停止し、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方をオフ状態にする指令をチョッパ制御回路２２に加える。この結果、通常のコンデンサインプット形のコンバータの機能を維持することができる。
【００５７】
かくして、図１１に示した第４の実施形態によれば、三相交流電圧を入力とする電力変換装置においても、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができる。
【００５８】
なお、チョッパ制御回路２２Ａは、オン、オフモード及び通電比等を記憶させたテーブルを利用して、次の動作を行わせる機能をも備えている。
イ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換える。
ロ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数及び通電比を切換える。通電比の変更はＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ の両方がオフ状態になる時間を変更する。
ハ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御モードの周波数を切換え、周波数が予め定めた基準値を超えたとき通電比を切換える。
ニ、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を通電比５０％にて交互にオン、オフする。
【００５９】
図１２は本発明に係る電力変換装置の第５の実施形態の構成を示す回路図であり、図中、図１１と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、図１１中の電圧検出回路２１を除去し、その代わりに、整流部の入力側に設けた変流器ＣＴの出力信号に基づき、電流検出回路２３が入力電流を検出し、その検出信号をチョッパ制御回路２２Ａに加える構成になっている。
【００６０】
ここで、チョッパ制御回路２２Ａは検出電流が最小になるように、チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を連続休止方式又はクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってオン、オフ制御する。この場合、チョッパ制御回路２２Ａは入力電流が最小になるように、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ に対するスイッチング周波数及び通電比のうち、少なくともスイッチング周波数の切換え制御を実行する。なお、入力電流が直流出力電圧が過大になる値に対応する値以下に降下した場合には、チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ に対するスイッチング動作を停止する。
【００６１】
かくして、第５の実施形態によれば、三相交流電圧を入力とする電力変換装置がインバータを含み、負荷状態が変化する場合でも、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が整形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させることができる。
【００６２】
図１３は本発明に係る第６の実施形態の構成を示す回路図であり、図中、図１２と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは平滑コンデンサＣＤＣとインバータ１１とを接続する経路に電流検出抵抗Ｒｓ を設け、この電流検出抵抗Ｒｓ の両端に発生する電圧に基づいて電流検出回路２４が出力電流を検出し、その電流検出値をチョッパ制御回路２２Ｂに加えている。チョッパ制御回路２２Ｂは次のイ、ロに示す二つの機能を備え、使用者が随時切換えるようになっている。
イ、電流検出回路２４で検出された電流値が最小になるようにチョッパ回路のＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ に対するスイッチング周波数及び通電比のうち、少なくともスイッチング周波数の切換え制御を実行する機能。
ロ、電流検出回路２４で検出された電流値が予め設定した基準値よりも小さいとき、ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ を、交流電源よりも格段に高い繰返し周波数で交互にオン、オフ制御し、基準値以上のとき、連続休止方式又はクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従ってオン、オフ制御する機能。
【００６３】
かくして、図１３に示す第６の実施形態によっても、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が整形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させることができる。
【００６４】
ところで、上述した電力変換装置が有する効果、すなわち、歪み率及び電源高調波を低減させることのできる点は、これを利用する装置にも大きな恩恵を与える。例えば、インバータを用いて能力制御する空気調和装置に適用した場合、電圧波形が安定するために、室外送風機及び室内送風機をそれぞれ駆動するモータから発生する異常騒音を抑えることができる。以下、直流電圧に対する電圧検出回路２１を備えた電力変換装置を用いたインバータ駆動の空気調和装置について説明する。
【００６５】
図１４は本発明に係る空気調和装置の実施形態の構成を示す回路図である。これは、図１１中のモータ１２の代わりに圧縮機３１を駆動するモータ３２を接続している。ここで、圧縮機３１は四方弁３３、室内熱交換器３４、膨張弁３５及び室外熱交換器３６によって周知の冷凍サイクルを形成し、室内熱交換器３４の熱交換を促進するために、室内送風機３７が、室外熱交換器３６の熱交換を促進するために室外送風機３８がそれぞれ設けられている。これはＡ矢印方向に冷媒を循環させて暖房モード運転をする場合を例示しており、冷房モード運転する場合には四方弁３３を切換えてＡ矢印とは逆方向に冷媒を循環させることになる。また、インバータ１１は空調負荷に応じて出力周波数を変更すると共に、予め定めた電圧と周波数との関係を示す、いわゆる、Ｖ／Ｆパターンに従って周波数を制御するようになっている。この空調負荷に対応した圧縮機３１の能力制御運転及びＶ／Ｆパターンについては公知であるのでその説明を省略する。
【００６６】
かかる構成によれば、入力電流が増大したとしても電源側の電圧波形の歪みが低く抑えられるので、電圧波形歪みに起因するモータの異常騒音の発生を抑えることができる。特に、空気調和装置の室内ユニットにおいては、電圧波形の歪みによって発生する室内送風機３７のモータの異常騒音が室内に漏れて快適性を乱すことがあったが、この騒音を抑えたことにより快適性が維持され、製品品質の向上が図られる。また、室外ユニットの室外送風機３８のモータの異常騒音の発生も抑えられる。さらにまた、入力電流波形の歪みも少なくなるので、外部からのノイズの影響も受け難く、誤動作の割合を少なくすることができ、信頼性を向上させる効果もある。
【００６７】
なお、上述した空気調和装置は三相交流電源の交流を直流に変換するコンバータ装置を用いたが、この代わりに、図１又は図９に示す単相の電力変換装置を用い、直流出力電圧を検出してその値が設定値を超えたときにスイッチング動作を停止したり、整流部の入力電流を検出して軽負荷時にチヨッパ回路のスイッチング動作を停止したり、あるいは、インバータの出力電流を検出してその電流が最小になるようにチチョッパ回路の周波数及び通電比のうち、少なくとも周波数を変えるようにすることもできる。
【００６８】
なおまた、上記実施形態では、チョッパ回路を構成するスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、これ以外のパワートランジスタを用いる構成のものにも本発明を適用できることは言うまでもない。
【００６９】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明に係る電力変換装置によれば、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができる。また、本発明に係る他の電力変換装置によれば広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持することができると同時に、整流部として低速ダイオードを使用しても、高速ダイオード使用時と同程度の高力率を維持できる効果が得られる。
【００７０】
また、本発明に係る空気調和装置によれば、上記電力変換装置を用いることによって、冷凍サイクル系統を構成するモータの騒音を低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の構成を示す回路図。
【図２】図１に示した実施形態の動作を説明するために、スイッチング素子に対するオン、オフ制御波形及びこれに対応するリアクトルの電流波形を示した図。
【図３】図１に示した実施形態の動作を解析するための動作モード図。
【図４】図１に示した実施形態の動作を解析するための動作モード図。
【図５】図１に示した実施形態の動作を説明するための、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。
【図６】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の動作を説明するために、スイッチング素子に対するオン、オフ制御波形を示した図。
【図７】図６に示した実施形態の動作を説明するための、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。
【図８】本発明の電力変換装置の第１及び第２の実施形態の効果を説明するために、歪率及び高調波を従来方式と比較した図表。
【図９】本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態の構成を示す回路図。
【図１０】図９に示した実施形態の効果を説明するために、出力電圧と効率との関係を示した線図。
【図１１】本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の構成を示す回路図。
【図１２】本発明に係る電力変換装置の第５の実施形態の構成を示す回路図。
【図１３】本発明に係る電力変換装置の第６の実施形態の構成を示す回路図。
【図１４】本発明に係る空気調和装置の構成を示す回路図。
【図１５】従来の電力変換装置の主回路の構成を示す回路図。
【図１６】図１５に示した従来の電力変換装置のスイッチング素子に対するオン、オフ制御波形を示した図。
【図１７】図１５に示した従来の電力変換装置の動作を説明するために、スイッチング素子に対するオン、オフ制御波形及びこれに対応するリアクトルの電流波形を示した図。
【図１８】図１５に示した従来の電力変換装置の動作を説明するための、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。
【図１９】図１５に示した従来の電力変換装置に低速ダイオードを使用した場合の高速ダイオードに対する差異を説明するために、出力電圧と電力との関係を示した線図。
【符号の説明】
ｅｓ 単相交流電源
ｅｔ 三相交流電源
Ｌｓ フィルタリアクトル
Ｃ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ 分圧コンデンサ
Ｌ１ ，Ｌ２ ，Ｌ３ リアクトル
Ｄ１ 〜Ｄ６ ダイオード
ＤＲ 逆流防止用ダイオード
ＩＧＢＴ１ ，ＩＧＢＴ２ スイッチング素子としてのトランジスタ
ＣＤＣ 平滑コンデンサ
ＲＬ 負荷抵抗
１１ インバータ
１２ モータ
１３ インバータ制御回路
２１ 電圧検出回路
２２，２２Ａ，２２Ｂ チョッパ制御回路
２３，２４ 電流検出回路
３１ 圧縮機
３２ 圧縮機駆動モータ
３３ 四方弁
３４ 室内熱交換器
３５ 膨張弁
３６ 室外熱交換器
Claims (3)
- 複数のダイオードがブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部と、
前記整流部の交流入力端と前記交流電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトルと、
一端が前記交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧回路と、
一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、
前記チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、
前記交流電源よりも周波数の高い繰返し周期を、略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、第３の区間がオフであるオン、オフモードに従って前記スイッチング素子の一方を制御し、第１の区間がオフで、第２の区間がオンで、第３の区間がオフであるオン、オフモードに従って前記スイッチング素子の他方を制御するチョッパ制御回路と、
を備えた電力変換装置。 - 複数のダイオードがブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部と、
前記整流部の交流入力端と前記交流電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトルと、
一端が前記交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧回路と、
一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、
前記チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、
前記交流電源よりも周波数の高い繰返し周期を、略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、第３の区間がオンであるオン、オフモードと、繰返し周期の全ての区間がオフであるオン、オフモードとに従って、前記２個のスイッチング素子を交互に制御するチョッパ制御回路と、
を備えた電力変換装置。 - 請求項１又は２に記載の電力変換装置と、
この電力変換装置の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するインバータと、
を備えた空気調和装置。
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