JP2012079454A - プラズマ発生用電源 - Google Patents

Abstract

【課題】無声放電負荷に対してリアクトルが接続されてなる共振回路のマッチングを制御する上で、簡単な回路構成でありながら常に効率良くかつ安定してマッチングが取れた共振状態を維持することが可能なプラズマ発生用電源を提供する。
【解決手段】無声放電負荷５に対してリアクトル６を接続して構成される共振回路７を用いて交流電源１からの電力を無声放電負荷５に供給して当該無声放電負荷５を駆動する場合に、リアクトル６のインダクタンスＬが電流によって変化して無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγの変化を相殺するように、無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγとリアクトル６のインダクタンスＬとの積が、リアクトル６に流れる電流の電流可変範囲において略一定になるように設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、オゾナイザなどの無声放電負荷の交流駆動電源となるプラズマ発生用電源に関する。

無声放電は、電極間で誘電体を介して交流放電させるものであり、オゾナイザ（オゾン発生器）や炭酸ガスレーザなどの各種の産業用として広く利用されている。この無声放電は、電極間で誘電体を介して交流放電させるので、基本的には容量性負荷である。また放電を利用しているので、一般に数ｋＶなどの高電圧を印加する必要があり、そのため、最も一般的には共振によって昇圧する方法が用いられている。

図９はこのような無声放電を行うためのプラズマ発生用電源の回路構成図である。

このプラズマ発生用電源は、交流電源１からトランス２を介して受電し、これを整流回路３で直流に変換した後、インバータ４で所望の周波数の交流波形に変換する。そして、インバータ４と無声放電負荷（この例ではオゾナイザ）５との間にはリアクトル６が設けられ、このリアクトル６と無声放電負荷５とが直列に接続されることにより共振回路７が構成されており、リアクトル６と無声放電負荷５の静電容量との直列共振によって無声放電負荷５の両端に高圧の交流電圧が印加される。

なお、図ではリアクトル６が無声放電負荷５に直列に接続されてなる共振回路７で直列共振させる例を示しているが、その他に、無声放電負荷５にリアクトル６を並列にして並列共振させる場合や、インバータ４の出力に図示しないトランスを設けて一旦昇圧する場合や、そのトランスの励磁インダクタンスや漏れインダクタンスで共振回路を構成する場合など、目的に応じて様々な共振回路が用いられる（例えば、下記の特許文献１参照）。

このように、共振を利用して無声放電負荷５に適切な電圧を印加するには、共振回路７の調整が非常に重要になる。また、この例のオゾナイザのような無声放電負荷５は、その特徴として、投入電力によって無声放電負荷５の見かけの静電容量（以下、これを等価静電容量という）が変化するという特性がある。

ここで、無声放電負荷５に電力を効率良く供給するためには、共振回路７のマッチングを制御する必要がある。その場合、上記のように、無声放電負荷５の等価静電容量は電力に対して変化するという特性があるため、従来、電力に対して電源の周波数を変化させて共振回路７のマッチングを制御するという方法が採用されている。すなわち、従来技術では、電流検出器９と制御回路１０とを設け、電流検出器９で無声放電負荷５に供給される電流からその周波数を求め、無声放電負荷５の等価静電容量が変化した場合は、これに応じて制御回路１０でインバータ４の周波数を変化させることで対処している（例えば、下記の特許文献２参照）。

このように、共振回路７のマッチングを制御することは、無声放電負荷５に適切な電圧を印加すると同時に、無声放電負荷５の放電の安定性にも影響するので、インバータ４の出力から見たときの共振回路７が、電圧に対して電流が遅れ位相であることが放電を安定に維持する条件である。このため、上記の特許文献２では、インバータ４の周波数を制御することによって、共振回路７を常に遅れ位相に保ち、かつ適切な電圧が印加されるように制御するという方法が採用されている。

特許第３７１９３５２号 特許第４１０８１０８号

上記のように、従来技術では、無声放電負荷５に対してリアクトル６が接続されてなる共振回路７のマッチング制御を行う際に、リアクトル６のインダクタンスを調整するといった観点はなく、専ら無声放電負荷５の等価静電容量が変化した場合は、これに応じてインバータ４の周波数を変化させることで対処するようにしている。そのため、適切なマッチング制御を行うためには、インバータ４の周波数も一定周波数ではなくて可変できるようにすること、つまり、無声放電負荷５に供給される電力や電流を検出してフィードバック制御を行うことが不可欠である。

しかし、このようにインバータ４の周波数をフィードバック制御するためには、特に周波数が高い場合に、高速な制御回路１０や高精度な周波数調整機構が必要になるため、余分なコストアップを招くという課題がある。

本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、無声放電負荷に対してリアクトルが接続されて共振回路が構成されている場合に、当該共振回路のマッチングを制御する上で、従来のような周波数変化のためのフィードバック制御を行わなくても、簡単な回路構成でありながら常に効率良くかつ安定してマッチングが取れた共振状態を維持することが可能なプラズマ発生用電源を提供することを目的とする。

本発明は、無声放電負荷に対してリアクトルを接続して構成される共振回路を用いて交流電源からの電力を上記無声放電負荷に供給して当該無声放電負荷を駆動するプラズマ発生用電源において、
上記無声放電負荷の等価静電容量と上記リアクトルのインダクタンスとの積が、上記リアクトルを流れる電流の電流可変範囲において略一定になるように設定されている。

本発明によれば、無声放電負荷の等価静電容量とリアクトルのインダクタンスとの積が、電流値が変化した場合でも電流可変範囲において略一定になるように設定されているので、従来のようにインバータの周波数を可変することなく略一定であっても、常にマッチングがとれた安定した共振状態を維持することができる。このため、簡単な回路構成でありながら常に安定した共振状態を維持でき、その結果、無声放電負荷の放電が安定し、高速な制御でも損失が少なく、余分なコストアップを抑えながらエネルギ効率の良いプラズマ発生用電源を提供することが可能となる。

本発明の実施の形態１におけるプラズマ発生用電源の回路構成図である。 無声放電負荷の等価静電容量の電流依存性を示す特性図である。 リアクトルのインダクタンスの電流依存性を示す特性図である。 互いに種類の異なる磁性材料からなるコアを有する各リアクトルのインダクタンスの電流依存性の関係を示す特性図である。 互いに種類の異なるコアを有する各リアクトルのインダクタンスと、これらの各リアクトルを組み合わせた場合に得られる合成インダクタンスの各電流依存性の関係を示す特性図である。 ２種類の磁性材料からなるコアとコイルとを用いてリアクトルを製作する場合の一例を示す正面図である。 ２種類の磁性材料からなるコアとコイルとを用いてリアクトルを製作する場合の他の一例を示す正面図である。 ２種類の磁性材料からなるコアとコイルとを用いてリアクトルを製作する場合のさらに他の一例を示す斜視図である。 無声放電を行うための従来のプラズマ発生用電源の回路構成図である。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１におけるプラズマ発生用電源の回路構成図である。

この実施の形態１のプラズマ発生用電源は、交流電源１からトランス２を介して受電し、これを整流回路３で直流に変換した後、インバータ４で所望の周波数の交流波形に変換する。そして、インバータ４と無声放電負荷（この例ではオゾナイザ）５との間にはリアクトル６が設けられ、このリアクトル６と無声放電負荷５とが直列に接続されることにより共振回路７が構成されており、リアクトル６と無声放電負荷５の静電容量との直列共振によってオゾナイザ５の両端に高圧の交流電圧が印加される。

特に、この実施の形態１の特徴として、共振回路７を構成するリアクトル６が、インバータ４の電流可変範囲内において電流変化に対するインダクタンスの変化が互いに異なる特性を有する２つのリアクトル６１，６２を直列接続して構成されている。そして、これらの各リアクトル６１，６２の合成インダクタンスと無声放電負荷５の等価静電容量との積が、リアクトル６(６１および６２）に流れる電流の電流可変範囲において略一定になるように設定されている。ここで、上記の電流可変範囲とは、装置として動作が想定されている電流の範囲のことを指すものとする。例えば、電源は０％から１００％まで出力を変化しうるが、電源の仕様としてそのうち８０％から１００％までが想定されている場合には、その想定された範囲が電流可変範囲となる。

次に、図１の構成を備えた本発明のプラズマ発生用電源の共振回路７における作用原理について詳しく説明する。

いま無声放電負荷５の等価静電容量をＣγとすると、この等価静電容量Ｃγは、次式で表される（前述の特許文献１参照）。

ここに、Ｃｄは誘電体の静電容量、Ｖｐは無声放電負荷５の両端に印加されている電圧（ピーク値）、Ｖ＊は放電維持電圧である。

また、無声放電負荷５の投入電力Ｐｏｚは、下記の式で表される（前述の特許文献２参照）。

ここに、Ｃｇは放電空間の静電容量、ｆはインバータ４の周波数である。（２）式から分かるように、投入電力Ｐｏｚは無声放電負荷５の両端に印加される電圧Ｖｐによって変化する。

また、無声放電負荷５に流れる電流（実効値）Ｉｒｍｓは、次式で表される（前述の特許文献２参照）。

（３）式から分かるように、無声放電負荷５に流れる電流Ｉｒｍｓは、投入電力Ｐｏｚと共に増大し、一対一の関係にある。そして、電流Ｉｒｍｓが投入電力Ｐｏｚと共に増大すると、（１）式の関係から、無声放電負荷５の両端に印加される電圧Ｖｐも大きくなる。その結果、等価静電容量Ｃγは、電流Ｉｒｍｓに依存して変化する。

この場合の電流Ｉｒｍｓ変化に伴う無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγの変化傾向は、概ね図２に示すようになる。つまり、電流Ｉｒｍｓあるいは電力Ｐｏｚが増加すると、等価静電容量Ｃγも見かけ上増加する。

ここで、一般に共振回路７がリアクトルとコンデンサとで構成されている場合に、リアクトルのインダクタンスをＬ、コンデンサの静電容量をＣとすると、その共振周波数ｆ_０は次の（４）式で表される。

回路を共振に近い状態で駆動するか、あるいは先の特許文献２で述べられているように遅れ位相気味で駆動するかは回路の制御上の課題であるが、いずれにしても、電流Ｉｒｍｓあるいは電力Ｐｏｚにしたがって等価静電容量Ｃγが変化した場合、共振状態を維持しようとすると、（４）式の関係から分かるように、インバータ４の周波数あるいはインダクタンスＬをそれに応じて変化させる必要がある。

次に、電流Ｉｒｍｓの変化に伴い、インダクタンスＬは概ね図３に示すように変化するように設計する。すなわち、電流Ｉｒｍｓが増加すると、インダクタンスＬは見かけ上減少するようにする。この特徴は、リアクトルを構成するコアに使用される磁性材料の特性に依存する。

一方、図２に示したように、電流Ｉｒｍｓが増加すると、等価静電容量Ｃγも見かけ上増加する。したがって、インダクタンスＬと等価静電容量Ｃγとの積は、電流値Ｉｒｍｓが変化した場合でも略一定にすることができる。つまり、インダクタンスＬが等価静電容量Ｃγに概ね反比例するように設定すれば、そのとき、（４）式の右辺はほぼ一定の値に保たれ、インバータ４の周波数を変化させずとも、一定の共振状態が維持できることになる。

電流Ｉｒｍｓの値は連続的に変化し、また、図３に示したようなインダクタンスＬの電流依存性はそのリアクトルのコアの材質に依存する特性となるので、インバータ４の電流可変範囲の全域にわたって、インダクタンスＬと等価静電容量Ｃγとの積が厳密に一定となることは略あり得ない。したがって、ここでは厳密に一定値を維持することを目指すのではなく、略一定の値をとるように設定しておくことになる。

実際、前述の特許文献２に記載されているように、電流が遅れ位相となるような範囲が安定な動作領域であり、実際の動作では多少共振点から進み位相気味に運転しても大きな問題は生じない。すなわち、実用上は周波数の許容設定範囲にはある程度の幅がある。したがって、共振の取り具合にもある幅が許容されるので、インダクタンスＬと等価静電容量Ｃγとの積は、ある程度の許容範囲に入っていれば良いということになる。

図３に示したようなインダクタンスＬの電流依存性を具体的にどのようにして実現するかについて次に説明する。

インダクタンスＬの電流依存性を大きく左右するのは、リアクトルのコアに用いる磁性材料の特性である。図４にそのイメージ図を示す。

リアクトルを構成するためのコアに用いられる磁性材料には、珪素鋼のような鉄系の材料や、アモルファス、フェライト、ダストなどの種類がある。これらの磁性材料は、それぞれ異なる特性をもつが、ここでは高周波領域でよく用いられるコア材として、フェライトとダストコア（圧縮磁芯材）とを比較すると、図４に示すようになる。それぞれのコアの種類に応じてそのインダクタンスＬ１，Ｌ２に電流依存性があり、電流Ｉｒｍｓを増加させるとインダクタンスＬ１，Ｌ２が低下するという点は共通しているものの、その低下曲線は互いに大きく異なる。

すなわち、フェライトをコア材にしてリアクトルを作成した場合のインダクタンス（図中一点鎖線）Ｌ１は、電流Ｉｒｍｓに対してあまり変化しないが、あるところで急激に減少する。一方、ダストコアをコア材にしてリアクトルを作成した場合のインダクタンス（図中破線）Ｌ２は、電流Ｉｒｍｓの増加に対して緩やかに低下している。このことから、異なる種類の磁性材料を用いて、各インダクタンスＬ１，Ｌ２の電流依存性をある範囲で調整することが可能である。

そこで、図５に示すように、一方のリアクトル６１を例えばフェライトコアで、他方のリアクトル６２をダストコアでそれぞれ製作すれば、一方のリアクトル６１のインダクタンスＬ１は電流Ｉｒｍｓの変化に対して比較的平坦で、あるところで急激に低下するような特性を持ち、他方のリアクトル６２のインダクタンスＬ２は電流Ｉｒｍｓの変化に伴って単調に緩やかに値が低下する。したがって、両リアクトル６１，６２を直列に接続した場合、全体のインダクタンスＬｔはこの２つのインダクタンスＬ１，Ｌ２の合成（和）であり、図５中、実線で示すような曲線になると想像される。

このように、インダクタンスＬ１，Ｌ２の電流依存性が互いに異なる２つのリアクトル６１，６２を組み合わせて使用することにより、その合成インダクタンスＬｔが無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγ（図１）の変化に反比例するような電流依存性（図３）をもつように設計すると、合成インダクタンスＬｔと等価静電容量Ｃγとの積が電流Ｉｒｍｓの可変範囲の全域で略一定の値をとるようにすることができる。

そして、合成インダクタンスＬｔと等価静電容量Ｃγとの積が電流Ｉｒｍｓの可変範囲の全域で略一定の値をとるように設計されておれば、インバータ４は電流値によらず一定の周波数で駆動すればよいので、従来の周波数制御のための機構や検出機構が不要となる。この場合の周波数は通常は回路の共振周波数か、あるいはそれよりも若干遅れ位相気味で調整される。

なお、図１に示す実施の形態１では、２つのリアクトル６１，６２を直列接続しているが、並列接続することも考えられる。ただし、並列接続する場合、電流が共通ではなく、リアクトル６１，６２のインダクタンスの変化にしたがって電流の分流が変化し、電流の増加によってインダクタンスがより低下した方により多くの電流が流れてしまうため、設計と電流容量に注意が必要である。また、図１ではリアクトル６が無声放電負荷５に直列
に接続されてなる共振回路７で直列共振させる例を示しているが、無声放電負荷５にリア
クトル６を並列にして並列共振させる場合にも適用することができる。

次に、図５の実線で示したような合成インダクタンスＬｔの電流依存性を実現するために使用される各リアクトル６１，６２の具体例について説明する。

電流Ｉｒｍｓ変化に伴う合成インダクタンスＬｔの変化は、コアに用いる複数種類の磁性材料の特性に基づく透磁率の変化であるので、異なる材質の磁性材料からなる複数のコアを組み合わせてリアクトル６（６１，６２）を製作する方法が考えられる。

図６はその一例で、ブロック型の２種類の磁性材料からなるコア２１，２２とコイル２３とを用いてリアクトル６（６１，６２）を製作する場合である。その際、一方のコア２１をフェライトコアとし、他方のコア２２をダストコアとして、各コア２１，２２のギャップやコイル２３の巻数を調整する等により、２つのリアクトル６１，６２が構成される。この場合、全体としてのリアクトル６の特性は、これらのリアクトル６１，６２のコア２１，２２の特性に基づくインダクタンスＬ１，Ｌ２を合成したものになるので、しかるべき設計を行えば、合成インダクタンスＬｔは、図５の実線に示すような所望の特性を得ることが可能である。

なお、図６に示した構成のもの以外に、例えば図７、図８に示すような構成を採用することも可能である。すなわち、図７では２つのＥ型のフェライトコア２１の一部をダストコア２２に置き換えたものである。また、図８では通常入手しやすい円環状のトロイダルコアをフェライトコア２１とダストコア２２とを組み合わせて構成したものである。いずれの場合も、異なる材質のコア６１，６２を組み合わせれば、その合成インダクタンスＬｔは、各コア２１，２２のインダクタンスＬ１，Ｌ２を合成したものになるので、図６の場合と同様、図５の実線に示すような所望の特性を得ることが可能である。

また、上記の実施の形態１では、異なる材質の磁性材料からなる２つのコア２１，２２を組み合わせてリアクトル６（６１，６２）を構成しているが、このように複数のコア２１，２２を組み合わせなくても、単一のコアを適用することによりそのインダクタンスＬが図３に示したような無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγの変化に反比例するような電流依存性をもつように設計することが可能である。

例えば、ダストコアは、磁性材料の粉末と絶縁体とを加圧成型したものの総称であり、磁性材料と絶縁体との混合比率を変えることにより、ダストコアのみでも図５の実線で示すようなインダクタンスＬの電流依存性をもたせることができる。

すなわち、図４の破線で示したように、ダストコアは電流Ｉｒｍｓに対するインダクタンスＬの変化が緩やかで、図２に示したような無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγの特性に合わせ易い。したがって、このようなダストコアを用いて単一のリアクトル６を構成すれば、必ずしも異なる材質の磁性材料からなる複数のコアを組み合わせて２つのリアクトル６１，６２を構成しなくても、無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγとリアクトル６のインダクタンスＬとの積が、電流可変範囲の全域において略一定になるように設定することが可能である。

本発明のプラズマ発生用電源は、無声放電を用いる一般のアプリケーションに広く適用可能である。無声放電のアプリケーションで最も重要なものの一つは、この実施の形態１で主に無声放電負荷５として対象としてきたオゾナイザである。オゾナイザは、共振回路７を用いて高圧の交流電圧を印加する必要があり、本発明を適用すると極めて有利である。特に、１０ｋＨｚ以上などの比較的高い周波数でオゾナイザを駆動する場合、インバータ４の特殊な周波数制御無しに常に安定な共振状態で駆動することが可能となり、特にその効果を高めることができる。

さらに、上記の実施の形態１では、直流を交流に変換するインバータ４を使用している。このインバータ４は、所望の周波数の交流電流を得る上で適したものであるが、無声放電負荷５の等価静電容量Ｃγとリアクトル６のインダクタンスＬとの積が、電流可変範囲の全域において略一定になるように設定できれば、交流電流の周波数を可変する必要がないので、無声放電負荷５を駆動する上でインバータ４は必須のものではない。したがって、例えばインバータ４に代えて所望の一定周波数の交流電流を出力する発振器等を用いることも可能である。

１ 交流電源、２ 変圧器、３ 整流器、４ インバータ、
５ 無声放電負荷（オゾナイザ）、６，６１，６２ リアクトル、７ 共振回路、
２１ フェライトコア、２２ ダストコア。

Claims (6)

1. 無声放電負荷に対してリアクトルを接続して構成される共振回路を用いて交流電源からの電力を上記無声放電負荷に供給して当該無声放電負荷を駆動するプラズマ発生用電源であって、
   上記無声放電負荷の等価静電容量と上記リアクトルのインダクタンスとの積が、上記リアクトルを流れる電流の電流可変範囲において略一定になるように設定されているプラズマ発生用電源。
2. 上記リアクトルは、上記電流可変範囲内において電流変化に対するインダクタンスの変化が互いに異なる特性を有する複数のリアクトルを組み合わせて構成されており、これらの各リアクトルの合成インダクタンスと上記無声放電負荷の等価静電容量との積が、電流可変範囲において略一定になるように設定されている請求項１に記載のプラズマ発生用電源。
3. 上記リアクトルのコアには複数種類の磁性材料が用いられている請求項１または請求項２に記載のプラズマ発生用電源。
4. 上記リアクトルのコアにダストコアが用いられている請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のプラズマ発生用電源。
5. 上記交流電源は、一定の周波数で駆動されている請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のプラズマ発生用電源。
6. 上記無声放電負荷は、オゾナイザである請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のプラズマ発生用電源。

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