CN110291707B - 可变电压发生器电路、电容器和方法 - Google Patents

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Abstract

描述了一种可变电压发生器电路，用于从基本恒定的电源电压VS产生用于具有可变介电常数电介质的可变功率电容器(1)的可变高压控制电压VC。控制电压发生器电路包括：充电电路(10)，用于将输入电容器(12)上的电压VCin至少保持在电源电压VS；以及，双向DC‑DC转换器电路(20)，其具有由控制输入信号(27)控制的可变电压转换因子G。双向DC‑DC转换器(20)用于以电压转换因子G在输入电容器电压VCin和输出电压VC之间进行电压转换。当VC<G×VCin时，DC‑DC转换器电路(20)使用存储在输入电容器(12)中的电荷对电容性负载(1)充电。当VC>G×VCin时，DC‑DC转换器电路(20)使用存储在负载电容(1)中的电荷对输入电容器(12)充电。

Description

可变电压发生器电路、电容器和方法
技术领域
本发明涉及高压、快速可变直流电压源领域。特别但非排他地，本发明涉及向呈现电容性负载但耗能很小或无耗能的装置提供快速动态高压DC控制电压的领域。
背景技术
国际申请WO2016034241A1描述了一种非常快速的可变功率电容器，其可用于提供高动态RF电源，例如，用于等离子蚀刻或沉积的等离子室可能需要的高动态RF电源。可变功率电容器包括具有可变介电常数的顺电介电材料，其介电常数可通过在介电材料上施加大电场或大DC电压而改变。为此目的提供了控制电极。通过改变控制电极上的电压，可以非常快速和精确地改变可变电容器的电容。这又允许射频(RF)电源对等离子处理室的高响应阻抗匹配，这又改善了等离子过程(例如蚀刻或沉积处理)的控制和特征分辨率。
已经确定，在实现快速可变功率电容器的益处时，所施加的DC电压应该有利地能够在高电压(例如大于1kV，大于3kV或大于5kV)和低电压(例如0V)之间非常快地(例如在10ms内，或1ms或100ps，或10ps或更小的时间里)变化，即以高达105V/s或更高，或106V/s或更高，或107V/s或更大，或108V/s或更大的速率变化。控制电极和它们之间的电介质形成用于所施加的DC电压的负载电容，因此控制电压源应该优选地能够在这么短的时间内在整个电压范围内(例如从0V到5kV，反之亦然)对负载电容充电或放电。
类似地，压电致动器可用于诸如高速切换的应用中。如果施加的驱动电压可以足够快地变化，则可以实现10000g或更大的加速度。为此，驱动器电压可能需要在非常短的时间(例如1ms或更短，或0.1ms或更短，或0.01ms或更短)内在大电压范围(例如1kV或更高)内进行改变。
例如由压电致动器或由上述可变功率电容器的控制电极之间的电介质提供的电容性负载的电容可以是10pF到100nF的量级，或者大于100nF。当充电/放电时间非常短时，在大电压范围内对这种电容性负载进行充电和放电是不容易的任务。控制电压发生器电路中的任何有损元件进一步加剧了该问题。在诸如用于等离子体产生的快速可变电容器或上述压电致动器的应用中，有利的是不仅能够非常快速地改变输出电压，而且还能够以高精度进行这种改变。
由此确定了，所需要的是快速可变高电压源，该快速可变高电压源可以从基本稳定的输入电压产生快速变化的输出电压，但不会影响精度和效率。
现有技术
US20110090717提供了一种两级功率转换器，其中通过脉冲宽度调制一个降压-升压转换器来控制未整流的LLC转换器，以用该LLC转换器的输出电压的反馈来调节该LLC转换器的输入电压，从而从140V的输入电压使该输出在例如400V的恒定电压。该电路设计用于提供具有恒定输入和输出电压的平滑功率，并且在输入和输出之间具有尽可能高效的能量传输，因为该电路需要工作在例如2500W。US20110090717中描述的电路是大而稳健的电路，其包括尺寸适于维持在指定的高工作额定功率下操作的部件，并且该电路不适合于产生从0V到例如5kV或更高的快速且精确可变的输出电压并具有如上述应用所要求的可忽略不计的净功耗(即具有非常高的功率效率)。特别地，US20110090717的电路不能产生包括非常低的电压(接近0V)的输出电压范围。
因此需要一种DC电压源，其能够在低损耗电路中提供精确可控、快速变化的高电压DC电压，该低损耗电路能够具有小的物理尺寸并且可以提供从非常高到非常低的电压范围的输出电压。
发明内容
本发明旨在克服现有技术的可变控制电压产生电路的上述缺点中的至少一些缺点。为此，在权利要求1中描述了根据本发明的一种可变电压发生器电路，在权利要求11中描述了根据本发明的一种可变电容器，并且在权利要求12中描述了根据本发明的一种方法。本发明的电路和方法的变形实施例在从属权利要求2-10和13至15中得到了描述。
双向DC-DC转换器被用于通过改变其电压放大系数来改变输出电压，同时保持输入电压或多或少的稳定。一个输入电容器提供了电荷储存器，当控制输入信号确定要提升输出电压时该电荷储存器可用于对容性负载进行充电，并且当输出电压减小时负载电容向输入电容器放电。因此，电荷被来回转移以根据特定应用(例如，用于向等离子体室供电的可变功率电容器的控制电极之间的电介质)对负载电容进行充电和放电。因此，该电路具有低的总损耗，因为每当要降低输出电压时，大部分电能都被回收了。这意味着该电路可以用相对较小的元件实现，意味着控制输入信号可被用于精确和快速地设置产生所需的瞬时输出电压的值。此外，放大的输出电压跟随控制输入信号，而不需要任何其他控制输入，例如来自输出电压的反馈。
通过允许电流在转向信号(其可以是施加到降压-升压转换器的开关控制端的脉冲宽度调制信号)的控制下流过电路以非常快速地改变幅度和方向，该电路允许电荷在上游输入电容和下游负载电容之间低损耗地移动，使得电源电路的总功耗基本上仅限于该损耗。尽管电路中的瞬时功率传输有时可以很大(特别是在大的快速输出电压摆动期间)，大电流值是瞬态的，且电路元件仅需要具有用于非常适度的总功率传输的尺寸。因为该可变电容器(或压电致动器)吸收非常少(例如基本上为零)的净功率，所以通过该电源电路的总净功率传输非常低，即基本为零。也称为充电电路的输入电路的元件只需要具有用于为该净功率需求提供足够的功率、并补偿当电流在上游和下游电容之间来回流动时产生的损耗的尺寸。
具体实施方式
现在将参考附图详细描述本发明，在附图中：
图1示出了可变电容器的示意图，其中控制电压施加到顺电电介质。图2以示意图示出了根据本发明的用于图1的电容器的控制电极的控制电压发生器电路。
图3示出了图2的示例电路的一种变形。
图4示出了根据本发明的图3的控制电压发生器电路的一个实施例。
图5示出了图4的控制电压发生器电路的实施例的更多细节。
图6显示了图5的实施例的更多细节。
应该注意的是，提供附图仅仅是为了帮助理解本发明的基本原理，而不应该将其视为对保护范围的限制。在不同附图中使用相同的附图标记的情况下，这些附图标记旨在表示相似或等同的特征。然而，不应该认为不同的附图标记的使用是为了表示它们所涉及的特征之间的任何特定程度的差异。
在图1中示意性地示出了诸如从WO2016034241A1中已知的可变电容器1。示例的可变电容器1包括顺电介电材料7的块或板以及两个主电极5和电容器引线4。该器件的电容可以通过在电介质7上施加电场而改变。这可以通过把可变电压源Vc在连接端2和3处连接到控制电极6来实现。改变控制电压Vc使得控制控制电极6之间的电介质7的部分的介电常数发生变化，从而改变主电极5之间的可变电容器1的电容。
这种可变电容器的一个显着优点是电容可以非常快速地变化。这使得电容器可用于诸如等离子体产生的应用，该应用中需要高响应的阻抗匹配，这种阻抗匹配可以通过改变所施加的高电压来快速调节这种类型的可变电容器而得到实现。为了实现高压、高速可变电容器的优点，需要一个合适的控制电压发生器电路，它能够提供从低电压或零电压到高电压(例如1kV、3kV、5kV、或高达6kV或更高)的大范围电压并且能够提供所需的高速。
图2至图6以不同的详细程度示出了根据本发明的示例性电源电路的示意图，该示例性电源电路是为了满足上述用于为所述可变电容器的控制电极提供快速可变的高电压的要求而设计的。
参考图2，该电路的上游(左)侧的输入电容器12通过二极管15被处于Vs的DC电压源11保持在电源电压Vcin(电路节点17处的电压)。输入电路10被设计成当电容器的电压Vcin低于Vs时将输入电容器12充电到电压Vs。输入电容器12的这种“充值”充电补充了由于损耗而损失的电能，该损耗是当双向DC-DC转换器电路20使电荷在输入电容器和负载电容1之间来回移动时产生的。根据电路元件和应用要求，Vcin通常等于或略高于Vs。特别地，当输入电容器已经处于Vs并且将使用来自负载电容1的电荷来充电时，Vcin将大于Vs。输入电容器12有利地被选择为具有远大于负载电容1的电容的电容。因此，即使Vc突然大幅下降，也只需要将Vcin提升到Vs之上的适度高度，以用从负载电容返回的电荷对输入电容器12进行充电。例如，输入电容器12可以优选地具有这样的电容值，即该电容值是负载电容1的电容值的至少50倍，或更优选地至少100倍，或更优选地200倍，或更优选地500倍。负载电容基本上是纯电容性的(例如，其电抗可以是其电阻的至少100倍)。
双向DC-DC转换器电路20具有可变电压放大系数G，该放大系数G由来自控制单元25的控制输入信号27控制。在下文中，术语“电压转换因子”是指由双向DC-DC转换器20沿着正向(即上游到下游、左到右、输入到输出)方向提供的瞬时电压放大率。沿着反向的电压转换因子类似于正向的转换因子，但是是沿着反向(倒数)的。控制单元25可被要求将控制输入26转换成控制输入信号27，控制输入26可以表示应用(例如等离子体室)的瞬时要求，控制输入信号27用于设定G的适当值以输出所需的输出电压Vc。控制单元25可包括一些详细的应用数据(例如存储为算法或快速查找表的形式)，用于将指令26映射到用于执行指令26的适当G值。作为用于等离子体室的RF电源的阻抗匹配网络(火柴盒)中的快速可变功率电容器的应用的一个例子，火柴盒可以要求可变电容器1将电容从一个第一给定值突然改变为一个非常不同的第二值。为了实现这种改变，需要对施加在可变功率的可变电容器1的控制电极上的电压Vc进行特定改变。在该示例中，控制单元可以被提供有数据，该数据用于计算或以其他方式确定Vc的新值以实现可变电容器1的新电容的数据，以及用于计算或以其他方式确定为了把输出电压Vc改变到这个新值所需的G的值。然后将所需的G值编码到控制输入信号27中并用于改变DC-DC转换器的电压转换因子，于是根据输出电压Vc是要被加大还是减小而在输入电容器12和负载电容1之间发生电荷流动。
注意，在控制可变功率的可变电容器1的本发明电路的应用的示例中，控制电极6之间的电容可以与主电极5之间的电容相同或不同，这取决于电容器的构造。
图3示出了图2的电路的一个示例变形。在该变形中，可变的双向DC-DC转换器20被实现为两个转换器级28和30，两者都是双向的，并且它们一起执行与图2的双向DC-DC转换器电路20相同的功能。可变的双向DC-DC电路28产生具有由控制输入信号27确定的转换因子g的可变转向电压。恒定的双向DC-DC转换器电路30具有恒定电压转换因子K，其中g×K等于图2电路的因子G。如以下详细示例说明的，将可变增益级(28)和主放大级(30)的功能分开具有实际的好处。
控制单元25未在图4至图6中示出，但是假设它存在以对图4至图6的详细电路中的至少某些开关或切换部件进行致动。控制单元控制例如降压-升压转换器28的开关部件。LLC转换器的切换优选地不需要任何可变或编程控制，因为它优选地以基本恒定的切换方式操作。
图4示出了图3的电路的一个示例实施例。在该示例中，包括开关装置21和22、电感器23和电容器24的降压-升压转换器28用于在电路节点29处产生转向电压VP。转向电压VP通过在控制输入信号(未示出)的控制下改变开关装置21和22的开关占空比来设置。VP的瞬时值可以被认为是与VCin乘以上开关装置21的占空比的“开”分数的值成比例。这里使用术语“降压-升压转换器”，是指它充当沿着正向方向的降压转换器(把电压VCin降低到VP)和沿着反向方向的升压转换器(把电压VP放大到VCin)。如果特定应用需要，则转向电压VP可以从低或基本为零的值变化到一个基本上为VCin的高值。VP的最小值VP(min)优选小于VCin的25％，或更优选小于VCin的10％。VP的最大值VP(max)优选大于VCin的75％，或更优选大于VCin的90％。
例如，当控制电压VC为零时，上述可变电容器1通常具有其最大电容值。在这种情况下，有利的是能够将VP和VC降低到0V，以便最大化可变电容器1的可用电容值。图4到6中示出了单个降压-升压转换器电路28。然而，两个或更多个这样的电路可以并联连接，以便在多个交错的片上分配功率和为了减少VP值的涨落或波动量。电感器23和电容器24的值优选地小，以允许快速操作(例如150kHz或更高)，因此电容器24不提供显着的平滑功能。另外，在示例应用(例如，可变电容器1)中，恒定的双向DC-DC转换器(在图3至图6中表示为标号为30的块)可具有10或更大的电压放大因子，在这种情况下，VP的波动在Vc中可被放大十倍。使多个降压-升压转换器电路片交错有助于减轻输出Vc中的这种波动。
双向DC-DC转换器30可以被实现为如图5和6所示的双向同步谐振LLC转换器，其具有基本上恒定的开关方式和预定的电压放大特性，以同步、软开关模式工作转换器的共振频率上或附近。放大特性可以是基本上线性的或非线性的，但传递函数应该优选地是稳定的和可预测的。双向DC-DC转换器30的下游电压Vc不需要被用作控制降压-升压转换器28的控制参数，如下面将说明的。
图4至6中所示的控制电压发生器电路由一个或多个控制单元(未示出)控制，这些控制单元可以用硬件和/或软件实现。除了为双向DC-DC转换器30提供切换信号的控制单元之外，一个控制单元还向双向(降压-升压)转换器电路28提供脉冲宽度调制(PWM)控制信号。用于提供降压-升压控制信号的控制单元可以根据使用控制电压发生器电路的具体应用的参数来计算PWM占空比。在用于动态阻抗匹配装置的上述可变电容器1的情况下，例如，阻抗匹配装置的控制单元可以发出用于可变电容器1的电容值参数指令。使用先前获得的可变电容器1和控制电压电路元件28和30的性能信息，并考虑不同的操作条件(例如温度)，可以计算产生可变电容器1的所需电容值的降压-升压控制信号。在压电致动器的情况下，可以实现类似的控制路径，其中可以基于先前获得的、将PWM占空比值映射到致动器的所得物理行为参数的性能信息,在不同的运行条件(如温度，湿度，物理负载类型等)下，计算降压-升压控制信号。
开关元件在图4至6中以各种方式示出为符号开关或基于硅的MOSFET晶体管。根据特定应用和实现，示出为开关的元件可以例如以MOSFET或氮化镓(GaN)晶体管或碳化硅(SiC)晶体管(如果主动切换)，或者作为二极管或与二极管连接的晶体管(如果与其他开关组件同步操作的话)。例如，图6中所示的双向DC-DC转换器30可以被配置为使得下游的整流电路包括软开关晶体管34和35，而上游的整流电路(被显示为晶体管36、37、38、39)包括简单二极管或连接二极管的晶体管。在这种情况下，上游侧的整流电路作为从属装置同步地跟随下游侧的电路的切换。
如上所述，双向DC-DC转换器电路30可以有利地同步操作，并且优选地以基本恒定的操作(切换)频率操作。双向转换器电路28也可以被配置为以基本恒定的切换频率操作。该频率可以与双向DC-DC转换器电路30的工作频率不同，或者可以选择为与双向DC-DC转换器电路30的工作频率相同。后一种变形具有减少VP的波动的优点。并且可以意味着电容器24根本不需要，或者仅仅作为小部件，因为在这种情况下，能量可以在输入电容器12和作为负载的可变电容器1之间同步地来回转移。
图6示出了输入电路10的一种实施方式，其使用功率因数校正(PFC)电路从施加到输入端16的输入电压范围产生恒定的电源电压Vs。有利地，在PFC电路(10)的输出端的电容器12可以是能存储大电荷的大电容器，该大电荷当输出电压Vc显著变化时在动态工作期间通过该电路来回移动。这种电容器可以例如包括电解或/和专用箔电容器。输入电路10可以使用具有比输送到负载电容1的总功率所需的功率额定值低得多的部件来构造。输入电路10的额定功率可以例如低于值(C×f×U2)的15％，其中C是负载电容，f是转换器电路20的工作频率，U是转换器电路20的一个开关周期内的最大允许电压摆动。
实施例
通常，当在可变电容器的示例应用中使用时，各种操作参数可以例如在以下范围内：
交流输入电压：80V至400Vrms(与全球任何典型的主电源插座电压兼容)
Vs：100V至600V
VP：0V至Vs
负载电容：5nF或更大；或50nF或更大；或500nF或更大
在用于快速等离子体点火的匹配网络且在过程开始时具有大的电压变化的情况下，操作参数可以是例如：
至输入端16的交流输入电压为：90至265Vrms
Vs：425V DC
VP：0V至Vs
Vc：0V至5kV或更高
控制电极电容充电/放电时间：小于10ms或小于1ms或小于0.1ms
电容偏置电压差：0至2kV或更高，或0至4kV或更高，或0至6kV或更高
负载电容：5nF或更大；或50nF或更大；或500nF或更大
在针对等离子体室的RF功率脉冲优化的匹配网络的情况下，操作参数可以是例如：
至输入端16的交流输入电压为：90至265Vrms
Vs：425V DC
VP：0V至Vs.
Vc：0V至1kV或更高，或3kV或更高，或5kV或更高
控制电极电容充电/放电时间：小于10ms或小于1ms或小于0.1ms或小于0.01ms
Vc开关频率：1kHz或更高，10kHz或更高，100kHz或更高
低和高RF功率电平之间的周期性电容器偏置电压差：0到0.5kV或更高，
或0到2kV或更高，或0到4kV或更高
负载电容：5nF或更大；或50nF或更大；或500nF或更大。
在快速压电致动器的情况下，操作参数可以是例如：
至输入端16的交流输入电压为：90至265Vrms
Vs：425V DC
VP：0V至Vs.
Vc：0V至1kV或更高
控制电极电容充电/放电时间：小于10ms，或小于1ms，或小于0.1ms，或小于0.01ms
致动器频率：100Hz或更高，1kHz或更高，10kHz或更高，100kHz或更高。
以上已经结合可变电容器1和压电致动器的两个示例应用描述了本发明的控制电压发生器电路。但是，这些只是可能的应用的两个例子。该电路可用于其他应用，特别是要求高效率(低净功耗)、高电压和高速操作以及快速控制响应的应用。

Claims (18)

1.一种可变电压发生器电路，用于产生输出电压Vc，该输出电压Vc可根据电压控制输入信号(27)而变化，用于到基本上纯电容的负载(1)的输出，该电路包括：
输入电容器(12)，
双向DC-DC转换器电路(20；28,30)，其被配置为将输入电容器上的电压VCin转换为输出电压VC，或将输出电压VC转换为输入电容器上的电压VCin，该双向DC-DC转换器电路具有可通过改变电压控制输入信号(27)而被改变的电压转换因子G，
其中双向DC-DC转换器电路在小于10ms的时间内进行如下操作：
当G>Vc/VCin时，对负载(1)充电并使输入电容器(12)放电，使得对负载(1)充电的电能基本上全部由输入电容器(12)的放电提供，或者，
当G<Vc/VCin时，使负载(1)放电并对输入电容器(12)充电，使得对输入电容器(12)充电的电能基本上全部由负载(1)的放电提供，
其中：
所述对负载(1)的充电和输入电容器(12)的放电包括对负载(1)充电并使输入电容器(12)放电直到G＝Vc/VCin，并且
所述负载(1)的放电和对输入电容器(12)的充电包括使负载(1)放电并对输入电容器(12)充电直到G＝Vc/VCin，
其特征在于：
所述双向DC-DC转换器电路(20)包括具有可变电压转换因子(g)的第一双向DC-DC转换器(28)和具有固定电压转换因子(K)的第二双向DC-DC转换器(30)，
所述第一双向DC-DC转换器(28)包括降压-升压转换器，和/或其中所述第二双向DC-DC转换器(30)包括双向谐振LLC转换器，
电压控制输入信号(27)是施加到降压-升压转换器的开关装置(21,22)的脉冲宽度调制信号，
开关装置(21,22)被适当连接，以在控制单元(25)的控制下，通过第一电感器(23)提供输入电容器上的电压VCin和另一电容器(24)上的电压(VP)之间的脉冲宽度调制的电压转换，使得通过改变电压控制输入信号(27)的脉冲宽度比而使该另一电容器两端的电压(VP)能够在基本上为零的电压和基本上等于输入电容器上的电压VCin之间变化。
2.根据权利要求1所述的可变电压发生器电路，包括：
充电电路(10)，用于提供对输入电容器(12)充电的电能，以补偿DC-DC转换器中的损耗以及负载(1)的充电和放电中的损耗。
3.根据权利要求1所述的可变电压发生器电路，其中双向谐振LLC转换器包括上游侧整流电路和负载侧整流电路，其中所述上游侧整流电路和负载侧整流电路被设置为同步操作。
4.根据权利要求3所述的可变电压发生器电路，其中:
所述上游侧整流电路和负载侧整流电路中的一个整流电路包括晶体管(34,35；36,37,38,39)，所述晶体管被布置成通过LLC开关控制信号进行主动软切换，并且
所述上游侧整流电路和负载侧整流电路中的另一个整流电路包括连接在一个从属整流装置中的二极管或与二极管连接的晶体管(34,35；36,37,38,39)。
5.根据权利要求1、3至4中任一项所述的可变电压发生器电路，其中，所述降压-升压转换器包括被配置成用于进行交错操作的多个降压-升压转换器电路。
6.根据权利要求2所述的可变电压发生器电路，其中，所述充电电路(10)包括功率因数校正电路，所述功率因数校正电路用于以补偿所述双向DC-DC转换器(20)中的损耗的速率对所述输入电容器(12)充电。
7.根据权利要求1、3至4中任一项所述的可变电压发生器电路，其中降压-升压转换器的另一电容器(24)和第一电感器(23)具有小于10ms的LC时间常数。
8.根据权利要求1、3至4中任一项所述的可变电压发生器电路，其中，所述双向谐振LLC转换器具有大于106kHz的谐振频率。
9.可变功率电容器，包括电介质(7)和用于在电介质(7)的至少一部分上施加介电常数控制电压的控制电极(6)，可变功率电容器包括连接到控制电极(6)的、根据权利要求1至6中任一项所述的可变电压发生器电路，其中介电常数控制电压是所述输出电压Vc。
10.改变加到基本上纯容性的负载(1)的输出电压VC从而使得提供给该负载的净电能量基本为零的方法，该方法包括改变连接在输入电容器(12)和负载电容(1)之间的可变双向DC-DC转换器(20；28,30)的电压转换因子G从而将输入电容器上的电压VCin转换为负载电容(1)上的输出电压VC，或进行相反方向转换，其中：
所述可变双向DC-DC转换器电路(20)包括具有可变电压转换因子(g)的第一双向DC-DC转换器(28)和具有固定电压转换因子(K) 的第二双向DC-DC转换器(30)，
所述第一双向DC-DC转换器(28)包括降压-升压转换器，和/或其中所述第二双向DC-DC转换器(30)包括双向谐振LLC转换器，
控制输入信号(27)是施加到降压-升压转换器的开关装置(21,22)的脉冲宽度调制信号，
开关装置(21,22)被适当连接，以在控制单元(25)的控制下，通过第一电感器(23)提供输入电容器上的电压VCin和另一电容器(24)上的电压(VP)之间的脉冲宽度调制电压转换，使得通过改变控制输入信号(27)的脉冲宽度比而使该另一电容器两端的电压(VP)能够在基本上为零的电压和基本上等于输入电容器上的电压VCin之间变化，
所述方法包括如下步骤：
当G>VC/VCin时，使可变双向DC-DC转换器在不到10ms时间内对负载电容(1)充电并使输入电容器(12)放电，从而使得用于充电负载电容(1)的基本上所有的电能都由输入电容器(12)的放电提供，并且
当G<VC/VCin时，使可变双向DC-DC转换器在不到10ms时间内对输入电容器(12)充电并使负载电容(1)放电，从而使得对输入电容器(12)进行充电的基本上所有电能都由负载电容(1)的放电提供，
所述对负载电容(1)的充电和输入电容器(12)的放电包括对负载电容(1)充电并使输入电容器(12)放电直到G＝Vc/VCin，并且
所述负载电容(1)的放电和对输入电容器(12)的充电包括使负载电容(1)放电并对输入电容器(12)充电直到G＝Vc/VCin。
11.通过用权利要求10所述的方法改变介电常数控制电压而控制根据权利要求9所述的可变功率电容器的电容的方法。
12.根据权利要求11所述的控制根据权利要求9所述的可变功率电容器的电容的方法，其中，改变另一电容器两端的电压(VP)包括：改变控制输入信号(27)的脉冲宽度比，从而控制根据权利要求2至6之一所述的可变电压发生器电路中的降压-升压转换器(28)的降压-升压转换因子。
13.根据权利要求12所述的方法，所述方法包括以如下参数和/或方式操作所述可变电压发生器电路：
交流电源电压范围为90V rms至365V rms；
直流电源电压(Vs)在100V至600V范围内；
介电常数控制电压(Vc)范围为至少1kV；以及
负载电容的充电/放电时间小于10ms。
14.根据权利要求13所述的方法，其中负载电容的充电/放电时间小于1ms。
15.根据权利要求13所述的方法，其中负载电容的充电/放电时间小于0.1ms。
16.根据权利要求11或12所述的控制根据权利要求9所述的可变功率电容器的电容的方法，所述方法包括以如下参数和/或方式操作所述可变电压发生器电路：
交流电源电压范围为90V rms至365V rms；
直流电源电压(Vs)在100V至600V范围内；
介电常数控制电压(Vc)范围为至少1kV；以及
负载电容的充电/放电时间小于10ms。
17.根据权利要求16所述的方法，其中负载电容的充电/放电时间小于1ms。
18.根据权利要求16所述的方法，其中负载电容的充电/放电时间小于0.1ms。
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