JP7066876B2 - 自己バイアス理想ダイオード回路 - Google Patents

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Description

本発明は,AC電圧を整流するために低損失スイッチが自動制御される理想ダイオード回路に関し、具体的には、理想ダイオードによって整流される電圧から独立している低動作電圧を使用する理想ダイオード制御回路に関する。
本発明の理想ダイオードは、ダイオードを必要とする任意の用途で使用され得るが、本発明は、AC電圧を整流するための電力用途などの、比較的高い電圧および電流を整流する回路において特に有益である。
図1は、典型的なpn接合ダイオードであるか理想ダイオードであるかにかかわらず、ダイオード10の単純な用途を示す。ACソース12は、+100Vおよび-100Vのピークを有する1kHzの正弦波電圧をダイオードの陽極10に印加するものとする。AC電圧は、ダイオード10によって整流され、結果として生じる電圧を負荷18に印加するためのコンデンサ16によってある程度平滑化される。負荷18は、ダイオード10が導通しているときに該ダイオードから電流を引き出し、ダイオード10が逆バイアスされたときにコンデンサ16から電流を引き出す。したがって、ダイオード10が逆バイアスされたときに、いくらかの電圧ドループが存在する。
図2は、図1の回路の単一の動作サイクルを示す。負荷18に印加される正弦波アノード電圧20および平滑化電圧22の両方を示している。定常状態動作中に、ダイオード10が順バイアスされると、コンデンサ16がピーク+100Vに充電され、ダイオード10が逆バイアスされると、電圧が約+40Vまで低下する。ドループ量は、コンデンサ16および負荷18に依存する。したがって、ダイオード10は、入力AC電圧が+40Vを超えたときに順バイアスされるようになり(すなわち、導通し)、AC電圧が+100Vのそのピークに到達したあとに逆バイアスされる(すなわち、オフになる)。
多くの用途は、図1に示すように、AC電力からDC電力への変換を必要とする。これは多数の方法で行うことができるが、最も基本的な実施形態は、全波ブリッジ回路のように、1つ以上の整流ダイオードを使用する。AC周波数またはトポロジ(半波、全波、単相、または多相)から独立して、ダイオードベースの整流器は、常時、動作負荷電流においてダイオードの順電圧に等しい電圧降下を含む。これに関連して、電圧降下は、ダイオード電流を乗算した電圧降下に等しい電力散逸である。
理想ダイオード回路は、アノード端子がカソード端子よりも高い電圧であることを検出したときに、MOSFETなどの低損失スイッチを自動的に切り換える。制御回路では、比較器および他の回路が使用される。制御回路は、理想ダイオードに印加される電圧によって給電され得る。典型的に、制御回路は、接地を基準とするので、制御回路の構成要素は、全アノード接地間電圧で動作することが可能でなければならない。整流される電圧が比較的高い電圧(例えば、120VAC)であるとき、制御回路は、降伏を伴うことなく高電圧を扱うための特殊技術を使用して製作する必要がある。これは、制御回路のサイズおよびコストを増加させる。
NMOSトランジスタは、しばしば、それらの伝導性が、典型的に、PMOSトランジスタの伝導性よりも良好であるので、低損失スイッチとして使用される。NMOSトランジスタのソースは、アノード端子に結合されるので、制御回路は、アノード電圧よりも高いゲート電圧を発生させるために、接地を基準とする電圧-ブースティング電荷ポンプを必要とする。チャージポンプ、一般に、NMOSトランジスタを駆動するために必要なブースト電圧を維持するために、連続的に動作する。チャージポンプのこの連続動作は、電力を消費する。このブースト電圧はまた、降伏を伴うことなくアノード電圧よりも高い電圧を扱うために、制御回路も必要とする。
また、ブースト回路から接地基準を除去することも知られているが、ブースト回路は、理想ダイオードがオフであるときにのみ動作させることができる。したがって、理想ダイオードは、ブースト電圧を生成するために、定期的に強制的にオフにしなければならない。
整流される電圧が高電圧(例えば、120VACよりも大きい)ときであっても、低電圧制御回路(例えば、最高20V)を使用する、理想ダイオード回路が必要である。また、通常の理想ダイオードの動作を妨げることなくNMOSトランジスタを制御するためのブースト電圧を生成することができる、理想ダイオード回路も必要である。このような理想ダイオード回路は、次いで、AC用途において、かつ整流される高電圧によって正確に動作することができる。
導通したときに公称電圧降下のみを示す低損失スイッチ(例えば、MOSFET)を使用し、非常に低い電力散逸をもたらす、理想ダイオード回路を説明する。
低損失スイッチのための制御回路は、接地を基準にしていないので、入力アノード電圧が非常に高い(例えば、240VAC)場合であっても、低電圧回路であり得る。これは、高電力/電圧用途のための回路のサイズおよびコストを大幅に低減させる。制御回路は、高密度、低コスト、低電圧プロセスを使用して、集積回路に形成することができる。低損失スイッチは、ユーザによって外部供給され得るか、または制御回路と同じチップ上に提供され得る。
新規なブースト回路はまた、アノード電圧よりも高いゲート電圧を生成するために、低電圧制御回路の一部でもあり得る。ブースト回路は、連続切り換えタイプではないので、ごくわずかな静止電力しか消費しない。ブースト回路は、任意のACアノード電圧および周波数によって適切に動作する。
本設計は、接地基準および従来のチャージポンプブースト回路の両方を除去するので、同じトポロジをローサイド整流およびハイサイド整流の両方に使用することができる。
様々な実施形態を記載する。
正弦波AC入力電圧を整流するための(pn接合ダイオードであるか理想ダイオードであるかにかかわらず)ダイオードの可能な使用を示し、整流電圧は、コンデンサによって平滑化されて、負荷に印加される。 +100Vおよび-100Vのピークを有する、図1のダイオードに印加される単一サイクルの正弦波アノード電圧を示し、さらに「平滑化された」カソード電圧を示す。 本発明による理想ダイオード回路の一実施例を示し、低損失スイッチが、特定の用途に対して高電圧および高電力を扱うように選択されているが、制御回路は、任意のタイプの入力電圧と共に使用するための低電圧回路である。 同じ動作の基本原理を使用した、図3の理想ダイオード回路の変形例である。同一または同等である要素は、同じ数字で表記される。 同じ動作の基本原理を使用した、図3の理想ダイオード回路の変形例である。同一または同等である要素は、同じ数字で表記される。 同じ動作の基本原理を使用した、図3の理想ダイオード回路の変形例である。同一または同等である要素は、同じ数字で表記される。 同じ動作の基本原理を使用した、図3の理想ダイオード回路の変形例である。同一または同等である要素は、同じ数字で表記される。 同じ動作の基本原理を使用した、図3の理想ダイオード回路の変形例である。同一または同等である要素は、同じ数字で表記される。
図3は、本発明の一実施形態を示す。理想ダイオードは、図1のダイオード10の、またはダイオードが使用される任意のAC回路において、代わりになり得る。
エンハンスメントモードNMOSトランジスタM1は、理想ダイオードとして作用する、低損失整流トランジスタである。これは、差動増幅器A1によって駆動される。増幅器A1の出力電圧(Vgate)は、アノード電圧(Vanode)がカソード電圧(Vcathode)を超えたときに、高く駆動される。
オフセット電圧V1を使用して、理想ダイオードの順電圧を設定することができる。このオフセット電圧V1は、典型的に、5~50mVであるが、用途の要件に従って調整することができる。簡潔にするため、以下の動作説明ではオフセット電圧V1を無視するが、その重要性は、理想ダイオードの当業者によって十分理解されている。
この実施例では、その伝導性がPMOSトランジスタに勝るといった利点のため、NMOSトランジスタM1を使用している。この回路は、ゲートを駆動するためにインバータを使用することなどによって、PMOSトランジスタを駆動するように容易に修正され得る。
NMOSトランジスタM1は、両端の最大逆電圧を扱うように定格されなければならない。ユーザは、高電圧および高電力能力が必要である場合、NMOSトランジスタM1を外部構成要素として供給し得る。より低い電圧または動力用途の場合、NMOSトランジスタM1は、制御回路と同じチップ上にあり得る。
第2のNMOSトランジスタM2は、デプレッションモードデバイスであるので、ゼロゲートソース電圧(Vgs)によって導通し、負のVgsによってオフになる。NMOSトランジスタM2の動作は、制御回路の残部からの高いカソード電圧をブロックするので、制御回路の残部を低電圧にすることを可能にする。NMOSトランジスタM2の電圧定格は、NMOSトランジスタM1の定格と同じであるべきである。
トランジスタM1およびM2の本体は、構成要素シンボルで表されるように、それらのソースに連結される。代替の本体構成が使用され得る。
起動時に、コンデンサC1が充電されておらず、アノード電圧がカソード電圧よりも正であるとき、理想ダイオードが順バイアスされ、NMOSトランジスタM1のボディダイオードが導通する。その結果、カソード電圧は、アノード電圧であるか、わずかに低い。次いで、カソードに結合された任意の負荷キャパシタンスが、ほぼアノード電圧に充電される。
下でより詳細に説明するように、ACアノード電圧がカソード電圧よりも低くなると、NMOSトランジスタM1が導通を停止し、デプレッションモードNMOSトランジスタM2が導通して、ダイオードD1を介して特定の電圧レベルまでコンデンサC1を充電する。コンデンサC1の両端の電圧は、差動増幅器A1およびA2の電力端子に連結されている。アノード電圧(Vanode)は、増幅器A1およびA2に給電するときに基準電圧として使用される。コンデンサC1のトップ端子は、アノード電圧よりも正であり、この電圧は、供給電圧Vsupと称される。Vsupは、下で説明する基準電圧によって設定されるので、Vsupは、クランプ電圧である。したがって、増幅器A1およびA2は、低電圧に設定される電圧Vsup-Vanodeによって給電される。事実上コンパレータとして作用する増幅器A1は、理想ダイオードが順バイアスされるか逆バイアスされるかに応じて、VsupまたはVanodeを出力する。理想ダイオード回路で使用される接地基準端子が存在しないので、制御回路の動作電圧は、アノード電圧の絶対値から独立している。NMOSトランジスタM2は、制御回路の残部(アノード電圧を基準とする)からのVanode+Vsupよりも大きいカソード電圧をブロックし、制御回路が、低電圧成分を使用することを可能にする。
ダイオードD1は、カソード電圧がVanode+Vsupよりも低く降下したときに放電を防止するために、コンデンサC1を隔離する。
ゲート-ソースレジスタR1は、NMOSトランジスタM2のデフォルトVgsを0ボルトにさせるので、NMOSトランジスタは、コンデンサC1が充電される前にオンになる。このようにして、カソード電圧が負荷キャパシタンスによって高い状態に保たれ、一方で、理想ダイオードが逆バイアスされているときに、NMOSトランジスタM2およびダイオードD1は、コンデンサC1をVsupまで直ちに充電する。
アノード電圧(基準電圧)が+100Vと-100Vとの間にある正弦波電圧であるとすると、NMOSトランジスタM1のゲートは、最低限の電力散逸で完全にオンにするために、10~20Vのゲートソース電圧(Vgs)を必要とし得るので、制御回路は、電圧をコンデンサC1の両端の電圧を約10~20Vにクランプする。カソード電圧は、同程度の負荷および負荷キャパシタンスであるとすると、図2の波形20と22との差に類似し得る。
基準電圧Vrefは、よく知られている回路を使用してチップ上に生成され、基準電圧Vrefは、コンデンサC1の両端の最大電圧を設定する。一実施例では、基準電圧Vrefは、アノード電圧を超える20Vであるが、アノード電圧を超える任意の好適なレベルであり得る。20Vは、低電圧とみなされ、制御回路が、低電圧製造技術を使用することを可能にする。Vrefを生成する電圧ソースは、アノード電圧を使用して、線形電圧レギュレータおよび蓄積コンデンサなどによって比較的一定の20Vを生成し得、この20Vを瞬間アノード電圧に加えて、Vrefを作り出す。Vref発生器から引き出されるごくわずかな電流が存在する。
増幅器の出力A2は、NMOSトランジスタM2のゲートに連結されている。増幅器A2のフィードバックループは、供給電圧Vsupが増幅器A2の入力に印加された基準電圧Vrefに等しくなるように、増幅器A2の出力電圧にNMOSトランジスタM2を制御させる。換言すれば、コンデンサC1電圧が基準電圧Vrefを超えると、増幅器A2の「負の」出力が、デプレッションモードNMOSトランジスタM2をオフにさせる。NMOSトランジスタM2の制御は、連続的であるので、NMOSトランジスタM1を制御するためのブースト電圧を生成するためにブーストコンバータを切り換える必要がない。これは、効率を向上させる。
静止電流がトランジスタM1およびM2のゲートによって殆どまたは全く消費されず、増幅器A1およびA2への入力が高インピーダンスであるので、ごくわずかな静止電流しか増幅器A1およびA2によって使用されない。したがって、カソード電圧が長時間にわたって基準電圧Vrefよりも低いとき、コンデンサC1は、適切に充電されたままである。いくらかのVsupドループは、回路の性能に影響を及ぼすべきでない。基準電圧Vrefを超えるカソード電圧の非常に長い遅延が存在し、コンデンサC1が放電されるようになる場合であっても、カソード電圧が基準電圧を超え、一方で、理想ダイオードが逆バイアスされると、コンデンサC1が(起動時のように)迅速に充電される。
増幅器A1の出力は、Vgateと称される。定常状態動作中に、カソード電圧が少なくともオフセット電圧V1だけアノード電圧よりも低いとき、増幅器A1への差動入力は、VgateをVsupに等しくさせる。VsupがNMOSトランジスタM1のソース電圧よりも約20V高いので、NMOSトランジスタM1は、完全にオンになる。この時点で、カソード電圧は、アノード電圧にほぼ等しく、オフセット電圧V1は、無視する。
カソード電圧が、アノード電圧のオフセット電圧V1の範囲内、またはアノード電圧よりも大きくなったとき、増幅器A1の出力(Vgate)は、NMOSトランジスタM1をオフにするためのアノード電圧である。
VsupがVrefにほぼ等しい(一方で、VcathodeがVanodeを超えた)とき、NMOSトランジスタM2は、増幅器A2のアクションによってオフであり、コンデンサC1は、Vrefまで充電されている。カソード電圧がアノード電圧よりも高いので、NMOSトランジスタM1も当然オフである。最終的にカソード電圧がVref未満になった(すなわち、アノード電圧に近づいた)とき、NMOSトランジスタM2のボディダイオードは、そのソース電圧Vsを降下させ、カソード電圧に従わせる。この時点で、Vsがカソード電圧に等しくなるように、増幅器A2がNMOSトランジスタM2をオンにすることが重要である。これは、ソース電圧Vs(したがって、カソード電圧)がアノード電圧よりも低く降下するとすぐに増幅器A1がNMOSトランジスタM1をオンにするように、カソード電圧がアノード電圧よりも低くなるときにそれを適切に感知することを可能にする。オフセット電圧V1は、簡単にするために、この考察では無視している。
このように、NMOSトランジスタM2を除いて、制御回路は、アノード電圧を基準として、最高で基準電圧Vref(例えば、20V)の低電圧しか受けない。したがって、制御回路は、低電圧であり得る。より具体的には、カソード電圧がアノード電圧よりもはるかに高くなり、一方で、NMOSトランジスタM1がオフであるとき、NMOSトランジスタM2のソース電圧Vsは、増幅器A2のフィードバックアクションのため、ほぼVrefにクランプされて、NMOSトランジスタM1およびM2を除いて、回路内の全てのトランジスタを低電圧にすることを可能にする。
制御回路の設計は、理想ダイオードが高電圧を整流するためのものであるかどうかから独立しているので、制御回路チップは、あらゆる用途で使用することができる。トランジスタM1およびM2のパラメータのみが、高電圧用途の課題である。
多くの他のタイプのトランジスタが、NMOSトランジスタM1およびM2の代わりに使用され得る。例えば、IGBT、GaN、SiC、PMOS、および他のタイプのトランジスタが使用され得る。トランジスタは、制御信号がほぼ閾値電圧であるときにいくらかの中間伝導性が存在し得る場合であっても、一般に、オンまたはオフになるように制御されるので、スイッチとして作用するとみなされる。
図4は、図3に類似しているが、増幅器A2は、コンデンサC1電圧(供給電圧Vsup)を基準電圧Vrefにクランプするように、PMOSトランジスタM3を制御する。NMOSトランジスタM2のゲートは、Vsupによって駆動される。カソード電圧がアノード電圧よりもはるかに高いとき、PMOSトランジスタM3の制御は、制御回路に高いカソード電圧を受けさせない。カソード電圧がアノード電圧に近いとき、NMOSトランジスタM2がオンになり、よって、カソードおよびアノード電圧が増幅器A1の入力に印加される。
図5は、図4に類似しているが、NMOSトランジスタM2のゲートがダイオードD1のアノードに連結され、よって、ゲート電圧は、VsupにダイオードD1の順電圧を加えたものである。
図6は、増幅器A2を削除し、Vrefレギュレータ20をNMOSトランジスタM2のソースとダイオードD1との間に挿入する。Vrefレギュレータ20は、電圧をカソード電圧から減算し、よって、ダイオードD1の電圧は、Vrefである。Vrefは、増幅器A1がほぼVref電圧のみを受けるように、アノード電圧(接地でない)を基準とする電圧である。NMOSトランジスタM2のゲートは、ダイオードD1のアノードに連結される。他の実施形態のように、カソード電圧がアノード電圧よりもはるかに高い場合であっても、制御回路電圧は、低電圧に制限される。
図7は、NMOSトランジスタM2のゲートがVsupに連結されていることを除いて、図6に類似している。
図8は、Vrefレギュレータ20が削除され、NMOSトランジスタM2のゲートが分圧器22に接続され、抵抗器R1およびR2で形成され、基準電圧Vrefを生成するためにアノード電圧とVsupとの間に結合されていることを除いて、図7に類似している。NMOSトランジスタM2は、カソード電圧がアノード電圧を(アノード電圧を基準として)分圧電圧の量だけ超えたときにオフになる。したがって、制御回路は、低電圧回路であり得る。
本明細書に示す理想ダイオード回路は、ACアノード電圧のために使用されるが、この回路は、DCアノード電圧に容易に適合され得る。
示される全ての制御回路は、集積回路として形成され得、トランジスタM1およびM2は、チップ上に、またはチップの外部にあり得る。複数のトランジスタは、追加された電流能力のために並列に接続され得るが、本開示の目的で、単一のトランジスタとみなされる。コンデンサC1は、比較的大きいことが必要である場合、外部構成要素として提供され得る。
本発明の技術を実行するために、数多くの他の回路構成が使用され得る。
本明細書で使用するとき、「結合される(coupled to)」という用語は、直接接続、ならびに1つ以上の他の構成要素を通した接続を含む。
本発明の特定の実施形態を示し、説明してきたが、当業者には、本発明およびそのより広範な態様から逸脱することなく、本発明の変更および改良が行われ得、したがって、添付の特許請求の範囲は、そのような全ての変更および改良が、本発明の真の趣旨および範囲内にあるものとして、それらの範囲内に包含されるものであることが明らかになるであろう。
10 ダイオード
12 ACソース
16 コンデンサ
18 負荷
20 波形

Claims (22)

  1. 理想ダイオード回路であって、
    アノード端子およびカソード端子を有する制御回路であって、前記制御回路が、第1のトランジスタのための制御信号を生成するように構成され、前記第1のトランジスタが、前記アノード端子と前記カソード端子の間に結合される、制御回路を備え、
    前記アノード端子に結合された第1の端子を有するコンデンサであって、第2の端子も有する、前記コンデンサと、
    前記カソード端子に結合された第1の端子および前記コンデンサの前記第2の端子に結合された第2の端子を有する第2のトランジスタであって、クランプ電圧に等しい前記コンデンサの両端の電圧を生じさせるために、フィードバックループに結合された制御端子を有する、前記第2のトランジスタと、
    前記クランプ電圧によって給電されるように前記コンデンサの両端に結合された電力端子を有する第1の差動増幅器であって、
    前記第1の差動増幅器が、前記アノード端子に、および前記第2のトランジスタの前記第2の端子に結合された差分入力端子を有し、
    前記第1の差動増幅器は、前記アノード端子に印加されたアノード電圧が前記カソード端子に印加されたカソード電圧よりも高いときに、前記第1のトランジスタをオンにするように制御し、前記アノード端子に印加された前記アノード電圧が前記カソード端子に印加された前記カソード電圧よりも低いときに、前記第1のトランジスタをオフにするように制御するために、前記第1のトランジスタの制御端子に結合されるように構成された出力端子を有する、第1の差動増幅器と、を備える、理想ダイオード回路。
  2. 前記アノード端子と前記カソード端子との間に結合され、前記制御回路によって制御されるそのゲートを有する、第1のトランジスタをさらに備えている、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  3. 前記アノード電圧が前記カソード電圧よりもオフセット電圧だけ高いときに、前記第1のトランジスタがオンになるように、前記第2のトランジスタの前記第2の端子と前記第1の差動増幅器の前記入力端子のうちの1つとの間に直列に接続されたオフセット電圧回路をさらに備える、請求項1の記載の理想ダイオード回路。
  4. 前記第2のトランジスタの前記第2の端子と前記コンデンサの前記第2の端子との間に結合されたダイオードをさらに備える、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  5. 前記クランプ電圧によって給電されるように前記コンデンサの両端に結合された電力端子を有する第2の差動増幅器であって、
    前記第2の差動増幅器が、基準電圧を受信するために結合された第1の入力端子を有し、前記コンデンサの前記第2の端子に結合された第2の入力端子を有し、前記フィードバックループが、前記クランプ電圧を前記基準電圧にほぼ等しくさせる、第2の差動増幅器と、
    前記コンデンサの両端の前記電圧を前記クランプ電圧に等しくさせる、前記第2の差動増幅器の出力と、をさらに備える、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  6. 前記第2の差動増幅器の前記出力が、前記第2のトランジスタの前記制御端子に結合されている、請求項5に記載の理想ダイオード回路。
  7. 前記カソード電圧が前記アノード電圧よりもほぼ前記基準電圧だけ大きいときに、前記第2の差動増幅器の前記出力が、前記第2のトランジスタをオフにする、請求項6に記載の理想ダイオード回路。
  8. 前記第2のトランジスタと前記コンデンサとの間に直列に結合された第3のトランジスタをさらに備え、前記第3のトランジスタの制御端子が、前記第2の差動増幅器の前記出力に結合されている、請求項5に記載の理想ダイオード回路。
  9. 前記第2のトランジスタの前記第2の端子電圧から基準電圧を減算するための、前記第2のトランジスタと前記コンデンサとの間に直列に結合された電圧基準レギュレータをさらに備える、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  10. 前記コンデンサの両端に結合された分圧器回路をさらに備え、前記分圧器回路の出力が、前記第2のトランジスタの前記制御端子に結合されている、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  11. 前記第2のトランジスタが、前記第1の差動増幅器の前記入力端子に印加された電圧を、最大でほぼ前記クランプ電圧に制限するように制御される、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  12. 前記制御回路が、いかなる固定接地基準電圧も使用せず、前記第1の差動増幅器に印加された全ての電圧が、前記アノード電圧を基準とする、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  13. 前記第1の差動増幅器に印加される全ての電圧が、前記クランプ電圧以下である、請求項1に記載の理想ダイオード回路。
  14. 理想ダイオード回路を制御する方法であって、
    アノード電圧およびカソード電圧が第1のトランジスタの両端に印加されるように、アノード端子とカソード端子との間に結合された前記第1のトランジスタを提供することと、
    前記アノード端子と前記カソード端子との間に結合された制御回路であって、前記第1のトランジスタのための制御信号を生成する、前記制御回路を提供することと、
    前記アノード端子に結合された第1の端子を有するコンデンサであって、第2の端子も有する、前記コンデンサを提供することと、
    前記カソード端子に結合された第1の端子および前記コンデンサの前記第2の端子に結合された第2の端子を有する第2のトランジスタであって、クランプ電圧に等しい前記コンデンサの両端の電圧を生じさせるために、フィードバックループに結合された制御端子を有する、前記第2のトランジスタを提供することと、
    前記クランプ電圧によって第1の差動増幅器に給電することと、
    前記第1の差動増幅器の差動入力に、前記アノード電圧および前記第2のトランジスタの前記第2の端子からの電圧を印加することであって、前記第2のトランジスタが、前記第1の差動増幅器の前記差動入力に印加される電圧を、最大でほぼ前記クランプ電圧に制限するように制御される、印加することと、
    前記アノード端子に印加された前記アノード電圧が前記カソード端子に印加された前記カソード電圧よりも高いときに、前記第1のトランジスタをオンにするように制御し、前記アノード端子に印加された前記アノード電圧が前記カソード端子に印加された前記カソード電圧よりも低いときに、前記第1のトランジスタをオフにするように制御するために、前記第1の差動増幅器から前記第1のトランジスタの制御端子に出力信号を適用することと、を含む、方法。
  15. 前記第2のトランジスタの前記第2の端子と前記第1の差動増幅器の前記差動入力のうちの1つとの間に直列にオフセット電圧回路を提供することをさらに含む、請求項14に記載の方法。
  16. 前記クランプ電圧によって給電されるように前記コンデンサの両端に結合された電力端子を有する第2の差動増幅器を提供することと、
    基準電圧を前記第2の差動増幅器の第1の入力に結合することと、
    前記第2の差動増幅器の第2の入力を前記コンデンサの前記第2の端子に結合することであって、前記フィードバックループが、前記クランプ電圧を前記基準電圧にほぼ等しくさせることと、
    前記第2の差動増幅器の出力を使用して、前記コンデンサの両端の前記電圧を前記クランプ電圧にほぼ等しくさせることと、をさらに含む、請求項14に記載の方法。
  17. 前記第2の差動増幅器の前記出力が、前記第2のトランジスタの前記制御端子に結合されている、請求項16に記載の方法。
  18. 前記カソード電圧が前記アノード電圧よりもほぼ前記基準電圧だけ大きいときに、前記第2の差動増幅器の前記出力が、前記第2のトランジスタをオフにする、請求項17に記載の方法。
  19. 前記第2のトランジスタと前記コンデンサとの間に直列に第3のトランジスタを提供することと、
    前記第2の差動増幅器の前記出力を前記第3のトランジスタの制御端子に結合することと、をさらに含む、請求項16に記載の方法。
  20. 前記第2のトランジスタが、前記第1の差動増幅器の前記差動入力に印加される電圧を、最大でほぼ前記クランプ電圧に制限するように制御される、請求項14に記載の方法。
  21. 前記第1の差動増幅器が、いかなる固定接地基準電圧も使用せず、前記第1の差動増幅器に印加される全ての電圧が、前記アノード電圧を基準とする、請求項14に記載の方法。
  22. 前記第1の差動増幅器に印加される全ての電圧が、前記クランプ電圧以下である、請求項14に記載の方法。
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