CN102035379A - Dc-dc变流器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及DC-DC变流器。提供与现有的DC-DC变流器相比较，具有能够延长输出电压的升压被持续的期间的DC-DC变流器。失真电路(24)通过将可变直流电压(Vber)抑制为0.8伏，防止可变直流电压(Vber)超过锯齿波的峰值。由此，失真电路(24)防止输入到场效应晶体管(Tr)的栅极端子(G)的脉冲信号的占空比的最大值变为1(100％)，延迟场效应晶体管(Tr)被持续维持为导通状态之前的时间。由此，能够不停止地持续升压电路(21)的输出电压的升压。因此，根据本实施方式的DC-DC变流器(20)，与现有的DC-DC变流器相比，能够延长输出电压的升压被持续的期间。

Description

DC-DC变流器

技术领域

本发明涉及DC-DC变流器(converter)，特别涉及与现有的DC-DC变流器相比较，能够延长输出电压的升压被持续的期间的DC-DC变流器。

背景技术

对从电池向线圈的直流电流的供给和停止进行切换，使线圈产生电动势，由此使输出电压升压的DC-DC变流器，例如已知有在日本特开2001-103738号公报中记载的变流器。在以该日本特开2001-103738号公报中记载的变流器为代表的现有的DC-DC变流器中，对目标电压和升压后的输出电压进行比较，通过对输出电压相对于目标电压的下降进行反馈，从而使输出电压接近目标电压。

专利文献1：日本特开2001-103738号公报

本发明要解决的课题

在这里，在DC-DC变流器中，由于电池的消耗而电池电压下降，由此输出电压相对于目标电压的下降变大，当该状态继续时，通过反馈而进行勉强的升压，在最坏的情况下，发生从电池不断向线圈供给直流电流的事态(导通状态)。由此，DC-DC变流器陷入不能升压的状态，此外，可能发生线圈的烧损、发热、内部部件的过电流引起的破损、或DC-DC变流器本身的过电流引起的破损。为了防止该情况，在上述现有的DC-DC变流器中，当电池电压下降，输出电压相对于目标电压的下降变大时，在该时刻，停止输出电压的升压。由此，在上述的现有的DC-DC变流器中，存在输出电压的升压被持续的期间是比较短的时间的问题。

发明内容

本发明正是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种与现有的DC-DC变流器相比较，能够延长输出电压的升压被持续的期间的DC-DC变流器。

用于解决课题的方案

为了实现该目的的本发明的DC-DC变流器具备：电感单元，具有电感元件；电流供给单元，供给直流电流；切换单元，通过导通或截止的切换，控制从该电流供给单元向上述电感单元的上述直流电流的供给和停止；信号输出单元，生成调制信号，将该调制信号向所述切换单元输出，其中，该调制信号通过对作为在1周期中信号输出期间所占的比率的占空比进行增减，从而使上述切换单元的导通期间增减；整流单元，响应于通过该信号输出单元输出的调制信号，对在上述切换单元中产生的电动势进行整流；以及平滑充电单元，对该被整流的电动势进行平滑化并进行充电，将通过该平滑充电单元而被平滑化后的电动势作为输出电压向与上述平滑充电单元并联连接的负载供给，并且对该供给的输出电压进行升压，使其接近目标电压，其中，该DC-DC变流器具备：检测单元，检测上述输出电压相对于上述目标电压的下降量；增加指示单元，按照通过该检测单元检测出的下降量变大的情况，进行使上述信号输出单元生成的调制信号的占空比增加的指示；以及延迟单元，抑制由该增加指示单元指示了增加的上述占空比的增加，使上述信号输出单元输出根据该抑制的占空比的调制信号，由此延迟上述切换单元的上述占空比成为1、变成导通状态之前的时间。

再有，调制信号只要是由信号输出状态和信号停止状态构成的信号即可，例如能够示出由接通(ON)和断开(OFF)构成的脉冲信号，由对应于接通的正半波和断开构成的正弦波、矩形波或三角波，或者由与接通对应的负半波和断开构成的正弦波、矩形波或三角波。此外，导通状态表示从电流供给单元向切换单元的直流电流被持续供给的状态。

发明的效果

根据本发明的DC-DC变流器，由于电流供给单元向电感单元供给的直流电流的减少，从而通过检测单元检测出的下降量变大，按照该情况，即按照输出电压相对于目标电压的下降量变大的情况，增加指示单元进行使信号输出单元生成的调制信号的占空比增加的指示。由此，使切换单元的导通期间增加，使充电到平滑充电单元的电动势增加，使输出电压接近目标电压。在这里，当电流供给单元向电感单元供给的直流电流的减少进一步发展，输出电压相对于目标电压的下降进一步变大时，增加指示单元进行使信号输出单元生成的调制信号的占空比进一步增加的指示。于是，切换单元的导通期间进一步增加。这时，延迟单元抑制由增加指示单元指示了增加的占空比的增加，使信号输出单元输出根据该被抑制的占空比的调制信号，由此延迟切换单元的占空比成为1、变成导通状态之前的时间。即，延迟单元延迟从电流供给单元向电感单元持续供给直流电流之前的时间。由此，即使输出电压相对于目标电压的下降变大，也能够不停止地持续输出电压的升压。由此，与现有的DC-DC变流器相比较，具有能够延长输出电压的升压被持续的期间的效果。再有，在将本发明的DC-DC变流器与向直流电源供给负载的电池(与电流供给单元不同的电池)一起使用的情况下，通过延长输出电压的升压持续的期间，能够抑制该并用的电池的消耗，结果，具有能够延长并用的电池的使用期间的效果。该本发明的DC-DC变流器对于能够容许对负载施加的电压的下降的装置特别有效。

再有，以如下方式构成延迟单元也可。即，延迟单元在通过增加指示单元指示了增加的占空比是作为不足1的值的规定值以下的情况下，许可增加指示单元的占空比的单调增加的指示，使信号输出单元输出根据该被指示的占空比的调制信号。另一方面，延迟单元在通过增加指示单元指示了增加的占空比超过规定值的情况下，随着通过检测单元检测出的下降量变大，使由增加指示单元指示了增加的占空比逐渐接近将该占空比抑制为规定值的直线，由此将被指示了增加的占空比抑制到不足1。由此，延迟单元延迟切换单元变为导通状态之前的时间。如果以该方式构成延迟单元的话，在上述效果之外，发挥如下效果。即，在通过增加指示单元指示了增加的占空比为规定值以下的情况下，进行使输出电压接近目标电压的升压，另一方面，在通过增加指示单元指示了增加的占空比超过规定值的情况下，将占空比抑制为不足1，容许输出电压相对于目标电压的下降，并且继续输出电压的升压。因此，在通过增加指示单元指示增加的占空比超过规定值之前，发挥进行使输出电压接近目标电压的升压的DC-DC变流器本来的功能，在此基础上，与现有的DC-DC变流器相比较，具有能够延长输出电压的升压被持续的期间的效果。

此外，检测单元也可以构成为将从主电池供给的直流电压作为目标电压，检测下降量。如果以该方式构成检测单元的话，在上述效果之外，发挥如下效果。即，在从主电池供给的直流电压的电压值下降的情况下，检测单元将该下降的电压值作为目标电压，检测下降量。由此，在主电池供给的直流电压下降的情况下，能够伴随其使输出电压下降。由此伴随从主电池供给的直流电压的下降，被升压的输出电压与从主电池供给的直流电压相比相对地变高，能够防止副电池相对于主电池显著地消耗。因此，具有能够延长副电池的使用期间的效果。此外，因为检测单元将下降的主电池的电压值作为目标电压，所以与检测单元将预先决定的一定电压作为目标电压的情况相比较，即，与现有的DC-DC变流器相比较，能够将输出电压的升压率抑制为低率。结果，与现有的DC-DC变流器相比较，能够延长占空比变到最大值(最大值是不足1的值)之前时间。由此，与现有的DC-DC变流器相比较，具有能够延长与DC-DC变流器并用地使用的主电池的使用期间的效果。

此外，也可以设置执行各种运算的运算装置，将上述检测单元、增加指示单元、延迟单元和信号输出单元通过利用上述运算装置的运算来构成。在该情况下，在上述效果之外，还具有能够使DC-DC变流器小型化的效果。

附图说明

图1是表示使用了本发明的DC-DC变流器的电源电路的电气结构的电路图。

图2是表示失真电路的输入电压和输出电压的关系的图。

图3表示主电源的供给电压是0伏、辅助电源的直流电压是12伏的情况下的各信号波形。

图4表示主电源的供给电压是12伏、辅助电源的直流电压也是12伏的情况下的各信号波形。

图5表示主电源的供给电压是12伏、辅助电源的直流电压是0伏的情况下的各信号波形。

图6是表示相对于主电源的辅助电源的下降量和从反相器输出的脉冲信号的占空比的关系的图。

附图标记说明

20DC-DC变流器

22差分检测电路(检测单元)

23下降检测电路(增加指示单元)

24失真电路(延迟单元)

25升压驱动电路(信号输出单元)

C电容器(平滑充电单元)

DC2辅助电源(电流供给单元)

L线圈(电感单元)

SD肖特基势垒二极管(整流单元)

Tr场效应晶体管(切换单元)

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的优选实施例进行说明。图1是表示使用了本发明的DC-DC变流器20的电源电路1的电气结构的电路图。电源电路1由主电源电路10和DC-DC变流器20构成。再有，该DC-DC变流器20与现有的DC-DC变流器相比，能够延长输出电压的升压被持续的期间。

主电源电路10是向负载RL供给直流电压的主电路，具有主电源DC1、电压选择电路11和负载RL。主电源DC1是供给最大12伏的直流电压的直流电源。再有，在本实施方式中，主电源DC1是串联连接1.5V的一次电池而形成的。

电压选择电路11是如下电路，即，在从主电源DC1供给的供给电压、和从DC-DC变流器20输出的输出电压这两个电压中，选择电压值高的一方向负载RL供给(施加)的电路。电压选择电路11由二极管D1、D2这2个二极管构成，二极管D1的阳极与主电源DC1的正端子和DC-DC变流器20的电阻R1连接，二极管D1的阴极与负载RL的一端和二极管D2的阴极连接。此外，二极管D2的阳极连接于输出由DC-DC变流器20升压后的电压的端子(电容器C的一端)，二极管D2的阴极与负载RL的一端和二极管D1的阴极连接。通过该连接，电压选择电路11选择供给电压和输出电压中的、高的电压，将该电压向负载RL供给。

负载RL在被施加直流电压的情况下进行工作，例如，能够例示使扬声器驱动的驱动装置。再有，负载RL的另一端和主电源DC 1的负端子被接地。

DC-DC变流器20是将输出电压(升压后的电压)向负载RL辅助地供给的分支电路(subcircuit)，具有升压电路21、差分检测电路22、下降检测电路23、失真电路24和升压驱动电路25。

升压电路21是对直流电压进行升压的电路，由辅助电源DC2、线圈L、场效应晶体管Tr、肖特基势垒二极管SD和电容器C构成。辅助电源DC2是供给最大4伏的直流电压的直流电源。

线圈L是用于使从辅助电源DC2供给的直流电流流过的元件，一端与辅助电源DC2的正端子连接，另一端与肖特基势垒二极管SD的阳极和场效应晶体管Tr的漏极端子连接。

场效应晶体管Tr是控制从辅助电源DC2向线圈L流过的直流电流的切换元件。栅极端子G与升压驱动电路25连接，漏极端子D与线圈L的另一端和肖特基势垒二极管SD的阳极连接，源极端子被接地。在场效应晶体管Tr中，当从升压驱动电路25输出的脉冲信号(正的直流电压)输入到栅极端子G时，使漏极端子D和源极端子S导通，另一方面，在栅极端子G不被输入脉冲信号的情况下(在从升压驱动电路25不输出脉冲信号的情况下)，截止漏极端子D和源极端子S。即，场效应晶体管Tr的导通期间，是通过作为脉冲信号的输出期间相对于1周期的比例的占空比而被控制的。

肖特基势垒二极管SD是切换特性优越的二极管，阳极端子与线圈L的另一端和场效应晶体管Tr的漏极端子D连接，阴极端子与电容器C的一端、差分检测电路22和二极管D2的阳极端子连接。该肖特基势垒二极管SD是对在线圈L中产生的电动势进行整流的元件，电容器C是对通过肖特基势垒二极管SD整流了的电动势进行充电的元件，此外是对线圈L中产生的电动势进行平滑化的元件。该电容器C的另一端被接地。

这里，对升压电路21的工作进行说明。在从升压驱动电路25输出了脉冲信号的情况下(在脉冲信号输入到场效应晶体管Tr的栅极端子G的情况下)，场效应晶体管Tr的漏极端子和源极端子导通，电流流入线圈L。这时，线圈L蓄积能量。然后，当切换为从升压驱动电路25不输出脉冲信号的状态时(当切换为脉冲信号不输入到场效应晶体管Tr的栅极端子G的状态时)，场效应晶体管Tr的漏极端子和源极端子截止。这时，线圈L要维持电流，放出到此为止蓄积的能量。由此，在线圈L中，产生电动势、即辅助电源DC2的直流电压被升压后的输出电压。该输出电压在通过肖特基二极管SD被整流之后，通过充电到电容器C，能够对负载RL施加被平滑化后的输出电压。

差分检测电路22是如下电路，即，将从主电源DC 1供给的供给电压作为基准(作为升压的目标电压)，检测出输出电压相对于该供给电压的差分，输出对应于该差分使电压值变化的差分检测电压。差分检测电路22由电阻R1～R4和功率放大器Eout构成。在电阻R1的一端，连接有主电源DC 1和二极管D1的阳极端子，电阻R1的另一端，连接在功率放大器Eout的反相输入端子和电阻R2的一端。电阻R2的另一端与功率放大器Eout的输出端子连接。电阻R3的一端与电容器C的一端和二极管D2的阳极端子连接，电阻R3的另一端与功率放大器Eout的非反相输入端子和电阻R4的一端连接。而且，电阻R4的另一端被接地。再有，功率放大器Eout的电源电压使用主电源DC 1的供给电压，最小工作电压是5伏。

在差分检测电路22中，在电阻R1的一端的电压(主电源DC1的供给电压)是12伏，电阻R3的一端的电压(辅助电源DC2的直流电压)是0伏的情况下，即，在主电源DC1的电压比辅助电源DC2高，其差为最大的情况下，将-1.5伏作为差分检测电压输出。此外，在电阻R1的一端的电压(主电源DC1的供给电压)是12伏，电阻R3的一端的电压(辅助电源DC2的直流电压)也是12伏的情况下，即，在主电源DC 1的电压与辅助电源DC2的电压相同的情况下，将0伏作为差分检测电压输出。而且，在电阻R1的一端的电压(主电源DC 1的供给电压)是0伏，电阻R3的一端的电压(辅助电源DC2的直流电压)是12伏的情况下，即，在辅助电源DC2的电压比主电源DC1高，其差为最大的情况下，将+1.5伏作为差分检测电压输出。

下降检测电路23是如下电路，即，通过检测出从差分检测电路22输出的差分检测电压相对于作为比较电压的Vref电压多大程度不同，从而判定输出电压相对于供给电压的差分的变化量，输出与该变化量对应的下降检测电压。下降检测电路23由功率放大器Eco构成，在功率放大器Eco的非反相输入端子连接有供给Vref电压的基准电源DC3，在功率放大器Eco的反相输入端子，连接有功率放大器Eout的输出端子和电阻R2的另一端。再有，功率放大器Eco的电源电压使用主电源DC1的供给电压，最小工作电压是5伏。此外，Vref电压设定为1.5伏。

下降检测电路23在输入到功率放大器Eco的反相输入端子的差分检测电压是-1.5伏的情况下，即，在主电源DC1的电压比辅助电源DC2高、其差为最大的情况下，将+3伏的电压作为下降检测电压而输出。此外，在输入到功率放大器Eco的反相输入端子的差分检测电压是0伏的情况下，即，在主电源DC1的电压与辅助电源DC2的电压相同的情况下，下降检测电路23将+1.5伏的电压作为下降检测电压而输出。在输入到功率放大器Eco的反相输入端子的差分检测电压是+1.5伏的情况下，即，在辅助电源DC2的电压比主电源DC1高、其差为最大的情况下，下降检测电路23将0伏的电压作为下降检测电压而输出。再有，在主电源DC 1的供给电压是12伏时，将Vref电压设定为1.5伏，这是因为在辅助电源DC2的电压与主电源DC1的供给电压相同的情况下，将从升压驱动电路25输出的脉冲信号的占空比设定为0.5(50％)的原因。

在这里，因为从功率放大器Eco输出的下降检测电压的最大值是比作为最小工作电压的5伏低的3伏，因此即使由于主电源DC1的消耗(由于主电源DC1的供给电压的下降)，功率放大器Eco的电源电压下降，功率放大器Eco也不受主电源DC 1的消耗的影响，能够输出最大值3伏的下降检测电压。由此，即使主电源DC1消耗，主电源DC1的供给电压减低，下降检测电路23也不受其影响，能够在供给电压低于5伏之前，对应于主电源DC1的电压和辅助电源DC2的电压的电压差，输出下降检测电压。

失真电路24是如下电路，即，以向升压驱动电路25输入的可变直流电压Vber不超过大约0.8伏的方式，使从下降检测电路23输出的下降检测电压失真(非线性地使可变直流电压Vber增加)。失真电路24由电阻R5和二极管D3构成。电阻R5的一端与功率放大器Eco的输出端子连接，电阻R5的另一端与二极管D3的阳极端子和升压驱动电路25连接。二极管D3的阴极端子被接地。

在这里，参照图2对失真电路24的工作进行说明。图2是表示失真电路24的输入电压和输出电压的关系的图。当从下降检测电路23输出下降检测电压时，失真电路24将该下降检测电压作为输入电压，以电阻R5和二极管D3进行分压。这时，当下降检测电压增加时(输入电压增加时)，与此相伴，施加到电阻R5和二极管D3的电压上升，但如图2所示，当下降检测电压变为1.8伏，施加到二极管D3的电压变为大约0.8伏时，即使在之后下降检测电压增加，施加到二极管D3的电压也维持大约0.8伏。通过该失真电路24的工作，施加到二极管D3的电压，即失真电路24的输出电压(向升压驱动电路25输入的可变直流电压Vber)不会超过大约0.8伏。

升压驱动电路25是如下电路，即，输出对升压电路21的场效应晶体管Tr的导通、截止进行切换的脉冲信号。升压驱动电路25由脉冲波生成器P_SG、锯齿波生成器N_SG和反相器Conv构成。脉冲生成器P_SG是生成占空比可变的脉冲波的生成器。脉冲生成器P_SG的非反相输入端子与锯齿波生成器N_SG连接，脉冲生成器P_SG的反相输入端子与失真电路24的二极管D3的阳极和电阻R5的另一端连接。由此，脉冲生成器P_SG比较从非反相输入端子输入的锯齿波、和从反相输入端子输入的可变直流电压Vber，在锯齿波的振幅值超过可变直流电压Vber的期间，生成脉冲波。锯齿波生成器N_SG是生成最小值为零伏、最大值(峰值)为1.0伏的锯齿波的生成器。反相器Conv将从脉冲波生成器P_SG输出的脉冲波反相，输出脉冲信号，输入端子连接于脉冲波生成器P_SG的输出端子，输出端子连接于场效应晶体管Tr的栅极端子G。通过该连接，随着向脉冲生成器P_SG的非反相输入端子输入的锯齿波的振幅值，超过向脉冲生成器P_SG的反相输入端子输入的可变直流电压Vber的期间增加，升压驱动电路25使脉冲信号的占空比单调增加。

在这里，参照图3～图5对DC-DC变流器20的工作进行说明。在图3～图5中，(a)是表示向脉冲生成器P_SG的非反相输入端子输入的锯齿波和向脉冲生成器P_SG的反相输入端子输入的可变直流电压Vber的波形的图，(b)是表示从脉冲生成器P_SG生成的脉冲波的波形的图，(C)是表示从反相器Conv输出的脉冲信号的波形的图。此外，图3中表示在主电源DC1的供给电压是0伏、辅助电源DC2的直流电压是12伏的情况下的，即在辅助电源DC2的电压比主电源DC1高、其差最大的情况下的各信号的波形，图4中表示在主电源DC1的供给电压是12伏、辅助电源DC2的直流电压也是12伏的情况下的，即在主电源DC1的电压与辅助电源DC2的电压相同的情况下的各信号的波形，图5中表示在主电源DC1的供给电压是12伏、辅助电源DC2的直流电压是0伏的情况下的，即在主电源DC1的电压比辅助电源DC2高、其差最大的情况下的各信号的波形。

首先，针对主电源DC1的供给电压是0伏、辅助电源DC2的直流电压是12伏的情况、即图3的情况进行说明。在图3所示的情况下，下降检测电路23作为下降检测电压输出0伏的电压，因此如图3(a)所示，可变直流电压Vber成为零伏。由此，如图3(a)所示，锯齿波的振幅(向脉冲生成器P_SG的非反相输入端子的输入)总是超过可变直流电压Vber，如图3(b)所示，脉冲生成器P_SG生成占空比为1(100％)的脉冲波。因此，如图3(c)所示，从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比成为0。这时，因为场效应晶体管Tr成为截止状态，所以升压电路21的升压成为停止状态。由此，DC-DC变流器20的输出电压接近于作为主电源DC1的供给电压的0伏。

接着，针对主电源DC1的供给电压是12伏、辅助电源DC2的直流电压也是12伏的情况、即图4的情况进行说明。在图4所示的情况下，下降检测电路23作为下降检测电压输出+1.5伏的电压。这时，施加到二极管D3的电压成为0.5伏(参照图2)，因此如图4(a)所示，可变直流电压Vber成为0.5伏。由此，如图4(a)所示，锯齿波的振幅(向脉冲生成器P_SG的非反相输入端子的输入)超过可变直流电压Vber的期间，成为t1时～t2时，t3时～t4时，t5时～t6时。与其配合，脉冲生成器P_SG如图4(b)所示，生成占空比为0.5(50％)的脉冲波。因此，如图4(c)所示，从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比成为0.5。这时，场效应晶体管Tr以均等时间反复导通状态和截止状态。由此，DC-DC变流器20的输出电压维持12伏、即与主电源DC1的供给电压相同的电压。

最后，针对主电源DC1的供给电压是12伏、辅助电源DC2的直流电压是0伏的情况、即图5的情况进行说明。在图5所示的情况下，下降检测电路23作为下降检测电压输出+3.0伏的电压。这时，施加到二极管D3的电压成为0.8伏(参照图2)，因此如图5(a)所示，可变直流电压Vber成为0.8伏。由此，如图5(a)所示，锯齿波的振幅(向脉冲生成器P_SG的非反相输入端子的输入)超过可变直流电压Vber的期间，成为t1’时～t2’时，t3’时～t4’时，t5’时～t6’时。与其配合，脉冲生成器P SG如图5(b)所示，生成占空比为0.2(20％)的脉冲波。因此，如图5(c)所示，从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比成为0.8。由此，DC-DC变流器20的输出电压将作为主电源DC1的供给电压的12伏作为目标电压进行升压。

参照图6对上述结果进行说明。图6是表示辅助电源DC2相对于主电源DC1的下降量和从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比的关系的图。如图6所示，在主电源DC1的供给电压是0伏，辅助电源DC2的直流电压是12伏的情况下，辅助电源DC2相对于主电源DC1的下降量成为-12伏，因此从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比为0，这与图3的结果相同。此外，在主电源DC1的供给电压是12伏，辅助电源DC2的直流电压也是12伏的情况下，辅助电源DC2相对于主电源DC1的下降量成为0伏，因此从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比为0.5，这与图4的结果相同。最后，在主电源DC1的供给电压是12伏，辅助电源DC2的直流电压是0伏的情况下，辅助电源DC2相对于主电源DC1的下降量成为+12伏，因此从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比成为逐渐接近将该占空比维持为0.8的直线的结果。即，这与图5的结果相同。

如上所述，即使主电源DC1的供给电压是12伏，辅助电源DC2的直流电压是0伏，即，即使主电源DC1的电压比辅助电源DC2高，其差为最大，通过失真电路24将可变直流电压Vber抑制住0.8伏，从而防止可变直流电压Vber超过锯齿波的峰值。由此，在脉冲生成器P_SG生成的脉冲波中，能够使占空比的最小值比零大。由此，失真电路24防止从反相器Conv输出的脉冲信号的占空比的最大值、即输入到场效应晶体管Tr的栅极端子G的脉冲信号的占空比的最大值变为1(100％)(将占空比的最大值抑制为不足1)，延迟场效应晶体管Tr的被持续维持为导通状态之前的时间。换句话说，失真电路24延迟(延长)从辅助电源DC2向线圈L持续供给直流电流之前的时间。由此，即使相对于主电源DC1的供给电压(相对于目标电压)，升压电路21升压了的输出电压的下降变大，也能够不停止地持续升压电路21的输出电压的升压。因此，根据本实施方式的DC-DC变流器20，与现有的DC-DC变流器相比，能够延长输出电压的升压被持续的期间。该DC-DC变流器20对于能够容许对负载RL施加的电压的下降的装置特别有效。作为该装置，能够例示能够容许施加到扬声器的电压的下降的放音装置(能够容许输出的音量的下降的放音装置)，能够容许施加到灯泡的电压的下降的发光装置(能够容许发光的下降的发光装置)。

此外，根据本实施方式的DC-DC变流器20，失真电路24在下降检测电路23的下降检测电压不足1.8伏的情况下(在成为输入到场效应晶体管Tr的栅极端子G的脉冲信号的占空比为0.8以下的指示的下降检测电压被输出的情况下)，使可变直流电压Vber单调增加，使升压驱动电路25单调增加脉冲信号的占空比(在失真电路24中，许可根据下降检测电压的占空比的单调增加的指示，使升压驱动电路25输出根据该指示的占空比的脉冲信号)。另一方面，失真电路24在下降检测电路23的下降检测电压是1.8伏以上的情况下(在脉冲信号的占空比超过0.8的指示的下降检测电压被输出的情况下)，随着下降检测电路23的下降检测电压变大，使可变直流电压Vber逐渐接近作为二极管D3的正方向电压的0.8伏。换句话说，失真电路24在脉冲信号的占空比超过0.8的指示的下降检测电压被输出的情况下，随着辅助电源DC2的电压变得比主电源DC1低，使通过下降检测电压指示的占空比逐渐接近将该占空比抑制为0.8的直线，结果将指示的占空比抑制为0.8(不足1)。由此，失真电路24延迟(延长)场效应晶体管Tr被持续维持为导通状态之前的时间。由此，在从该下降检测电路23输出成为脉冲信号的占空比为0.8以下的指示的下降检测电压的情况下，进行使输出电压接近主电源DC1的供给电压的升压，另一方面，在从下降检测电路23输出成为脉冲信号的占空比超过0.8的指示的下降检测电压的情况下，将占空比抑制为0.8，容许输出电压相对于供给电压的下降，继续输出电压的升压。因此，根据本实施方式的DC-DC变流器20，在通过下降检测电压指示的脉冲信号的占空比超过0.8之前，发挥进行使输出电压接近作为主电源DC 1的供给电压(目标电压)的升压的DC-DC变流器本来的功能，在此基础上，与现有的DC-DC变流器相比较，能够延长输出电压的升压被持续的期间。

此外，根据本实施方式的DC-DC变流器20，差分检测电路22将从主电源DC1供给的供给电压作为基准(作为升压的目标电压)，检测出输出电压相对于该供给电压的差分，输出对应于该差分使电压值变化后的差分检测电压。即，在从主电源DC1供给的供给电压下降的情况下，差分检测电路22将该下降了的供给电压作为目标电压，检测输出电压相对于供给电压的差分。由此，在从主电源DC1供给的供给电压下降的情况下，能够伴随其使在升压电路21升压的输出电压下降。由此伴随从主电源DC1供给的供给电压的下降而被升压的输出电压，与从主电源DC1供给的供给电压相比相对地变高，能够防止辅助电源DC2相对于主电源DC1显著地消耗。因此，能够延长辅助电源DC2的使用期间。

在上述之外，进一步，根据本实施方式的电源电路1，因为差分检测电路22将下降的供给电压作为目标电压，所以与差分检测电路22将预先决定的一定电压作为目标电压的情况相比，即，与现有的DC-DC变流器相比较，能够将输出电压的升压率抑制为低率。由此，与现有的DC-DC变流器相比较，能够延迟占空比变为最大值(最大值是不足1的值)之前的时间(能够使其变长)。因此，与现有的DC-DC变流器相比较，能够延长与DC-DC变流器并用地使用的主电池的使用期间。也就是说，与现有的DC-DC变流器相比较，能够抑制与DC-DC变流器20并用地使用的主电源DC1的消耗，结果，能够延长主电源DC1的使用期间。

以上，基于本实施方式对本发明进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式，能够容易地推测在不脱离本发明的主旨的范围内能进行各种变形改良。

在上述的实施方式的DC-DC变流器20中，以使用电子元件的电子电路来构成差分检测电路22、下降检测电路23、失真电路24和升压驱动电路25，但并不限定于此。即，也可以通过使用中央运算装置(CPU)的信号处理(软件)来实现差分检测电路22、下降检测电路23、失真电路24和升压驱动电路25。具体地，代替差分检测电路22，进行如下信号处理，即，将从主电源DC1供给的供给电压作为基准(作为升压的目标电压)，检测出输出电压相对于该供给电压的差分，输出对应于该差分例如使振幅值变化后的差分检测信号。接着，代替下降检测电路23，进行如下信号处理，即，通过检测出差分检测信号相对于作为比较电压的Vref电压多大程度不同，从而判定输出电压相对于供给电压的差分的变化量，输出与该变化量对应的例如使振幅值变化后的下降检测信号。而且，代替失真电路24，进行如下信号处理，即通过使下降检测信号失真(非线性地使可变直流电压Vber增加)，将可变直流电压Vber抑制到大约0.8伏。最后，代替升压驱动电路25，作为进行如下信号处理的结构，即，输入锯齿波和可变直流电压Vber，对其进行比较，对应于锯齿波超过可变直流电压Vber的期间而生成脉冲波，之后，在将脉冲波反相而生成脉冲信号之后，将该脉冲信号向场效应晶体管Tr的栅极端子G输出。根据该结构，不仅以电子电路，也能作为信号处理(软件)来构成差分检测电路22、下降检测电路23、失真电路24和升压驱动电路25，因此能够使DC-DC变流器20小型化。

此外，在上述的实施方式DC-DC变流器20中，将1.5伏的一次电池串联连接来形成12伏的主电源DC1，但并不局限于此，以12伏的二次电池构成主电源DC1也可。此外，也可以以4伏的二次电池构成辅助电源DC2，以双电荷层电容器构成也可。此外，在以二次电池或双电荷层电容器构成辅助电源DC2的情况下，也可以将辅助电池DC2作为通过从主电源DC1供给的直流电源而充电的结构。

此外，在上述的实施方式的DC-DC变流器20中，将控制场效应晶体管Tr的导通、截止的信号(向栅极端子G输出的信号)作为脉冲信号，但并不局限于此。即，控制场效应晶体管Tr的导通、截止的信号，只要是由接通和断开构成的信号即可，因此也可以是由对应于接通的正半波和对应于断开的直流电压构成的正弦波、矩形波或三角波，或者由对应于接通的负半波和对应于断开的直流电压构成的正弦波、矩形波或三角波

此外，在上述实施方式的DC-DC变流器20中，作为对在线圈L中产生的电动势进行整流的元件使用肖特基势垒二极管SD，但并不局限于此，代替肖特基势垒二极管SD，也可以使用使电流向一方向流过的元件，例如使用具有高速切换特性的通常的二极管或场效应晶体管(FET)。此外，线圈L也同样地，可以使用作为电感器而工作的各种形状、结构的元件。

Claims (5)

1.一种DC-DC变流器，具备：电感单元，具有电感元件；电流供给单元，供给直流电流；切换单元，通过导通或截止的切换，控制从该电流供给单元向所述电感单元的所述直流电流的供给和停止；信号输出单元，生成调制信号，将该调制信号向所述切换单元输出，其中，该调制信号通过对作为在1周期中信号输出期间所占的比率的占空比进行增减，从而使所述切换单元的导通期间增减；整流单元，响应于通过该信号输出单元输出的调制信号，对在所述切换单元中产生的电动势进行整流；以及平滑充电单元，对该被整流的电动势进行平滑化并进行充电，将通过该平滑充电单元而被平滑化了的电动势作为输出电压向与所述平滑充电单元并联连接的负载供给，并且对该供给的输出电压进行升压，使其接近目标电压，其中，该DC-DC变流器具备：

检测单元，检测所述输出电压相对于所述目标电压的下降量；

增加指示单元，按照通过该检测单元检测出的下降量变大的情况，进行使所述信号输出单元生成的调制信号的占空比增加的指示；以及

延迟单元，抑制由该增加指示单元指示了增加的所述占空比的增加，使所述信号输出单元输出根据该抑制的占空比的调制信号，由此延迟所述切换单元的所述占空比成为1、变成导通状态之前的时间。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变流器，其中，

所述增加指示单元，按照由所述检测单元检测出的下降量变大的情况，进行使所述信号输出单元生成的调制信号的占空比单调增加的指示，

所述延迟单元，

在通过所述增加指示单元指示了增加的所述占空比是作为不足1的值的规定值以下的情况下，许可所述增加指示单元的所述占空比的单调增加的指示，使所述信号输出单元输出根据该被指示的占空比的调制信号，

在通过所述增加指示单元指示了增加的所述占空比超过所述规定值的情况下，随着通过所述检测单元检测出的下降量变大，使由所述增加指示单元指示了增加的占空比逐渐接近将该占空比抑制为所述规定值的直线，由此将被指示了所述增加的所述占空比抑制到不足1，由此延迟所述切换单元变成所述导通状态之前的时间。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变流器，其中，

具备：主电池，由一次电池或二次电池构成，在所述升压了的输出电压之外，向所述负载供给直流电源，

所述电流供给单元由一次电池或二次电池构成，

所述检测单元将从所述主电源供给的直流电压作为所述目标电压，检测所述下降量。

4.根据权利要求2所述的DC-DC变流器，其中，

具备：主电池，由一次电池或二次电池构成，在所述升压了的输出电压之外，向所述负载供给直流电源，

所述电流供给单元由一次电池或二次电池构成，

所述检测单元将从所述主电源供给的直流电压作为所述目标电压，检测所述下降量。

5.根据权利要求1～4的任一项所述的DC-DC变流器，其中，

具备：运算装置，执行各种运算，

通过所述运算装置的运算，构成所述检测单元、所述增加指示单元、所述延迟单元和所述信号输出单元。

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