CN102742136B - 升降压dc-dc转换器以及开关控制电路 - Google Patents

升降压dc-dc转换器以及开关控制电路 Download PDF

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Abstract

在升降压DC-DC转换器中，防止流过无用电流。在开关控制电路中设有：误差放大电路（21），其用于输出与DC-DC转换器的输出电压对应的电压；反相放大电路，其用于以预定的电压使误差放大电路的输出反相；波形生成电路（25），其用于生成三角波；第一电压比较电路（22），其以误差放大电路的输出和波形生成电路的输出为输入；第二电压比较电路（24），其以反相放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；以及峰值检测电路（26），其检测由波形生成电路生成的三角波的峰值，并将相当于该峰值的电压作为基准供给到所述反相放大电路。

Description

升降压DC-DC转换器以及开关控制电路
技术领域
本发明涉及对直流电压进行转换的DC-DC转换器及其控制电路，特别涉及应用于能够对输入电压进行升压或者降压后进行输出的升降压DC-DC转换器的有效技术。
背景技术
作为以变动的直流电压为输入电压并换转成预定电位的直流电压后进行输出的DC-DC转换器，有能够对输入电压进行升压或者降压后进行输出的升降压DC-DC转换器。以往，作为与这样的升降压DC-DC转换器相关的发明，例如有专利文献1和专利文献2所记载的发明。
图8表示专利文献1所公开的升降压DC-DC转换器的结构。该升降压DC-DC转换器与开关元件S1、电感器（线圈）L和整流用的二极管D2串联连接在被施加从电池等直流电源供给的直流电压Vin的输入端子IN与输出端子OUT之间。此外，二极管D1反向连接在电感器L的输入侧端子（节点N1）与接地点之间，开关元件S2连接在电感器L的输出侧电阻（节点N2）与接地点之间。
如图9所示，对开关元件S1和S2进行导通、截止驱动的控制电路具备：三角波产生电路TWG，其产生用于对输出电压进行PWM（脉冲宽度调制）控制的三角波；反相放大器AMP，其对反馈电压FB1进行反相；以及一对PWM比较器CMP1、CMP2，其以三角波以及反馈电压FB1或者其反相电压FB2为输入。当输入电压Vin高于目标输出电压时，即反馈电压FB1低于三角波的峰值电压V1时，使开关元件S2为连续截止状态并以PWM脉冲来驱动开关元件S1，输出对Vin降压后的电压Vout。此外，当输入电压Vin低于目标输出电压时，即反馈电压FB1高于三角波的峰值电压V1时，使开关元件S1为连续导通状态并以PWM脉冲来驱动开关元件S2，输出对Vin升压后的电压Vout。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第3440314号公报
专利文献2：日本专利第3953443号公报
发明内容
发明要解决的课题
在升降压DC-DC转换器中，向产生三角波的三角波产生电路TWG供给规定三角波的上侧峰值的上限值电压V1和规定三角波的下侧峰值的下限值电压V2，三角波产生电路TWG使用该上限值电压V1和下限值电压V2来产生三角波。此外，三角波产生电路TWG能够由充放电电路和比较器等构成，所述充放电电路具有恒流源和电容器，所述比较器将上限值电压V1和下限值电压V2作为比较电压生成充放电的切换时刻。
在专利文献1公开的升降压DC-DC转换器中，将供给到三角波产生电路TWG的上限值电压V1直接作为反相放大器AMP中的基准电压来进行供给。通过将这样的上限值电压V1作为基准电压来供给，如图10A所示从反相放大器AMP生成以电压V1为基准将反馈电压FB1反相后的电压FB2，并将其供给到升压侧的PWM比较器CMP2。
但是，当为如上所述地将规定三角波的上侧峰值的上限值电压V1直接作为反相放大器AMP中的基准电压来供给的结构时，由于在构成三角波产生电路的比较器中产生的延迟等，实际的三角波的峰值高于上限值电压V1。结果可知存在如下课题：如图10（B）的虚线所示，在本来不需要使升压用的开关元件S2导通的时刻，输出使开关元件S2导通的脉冲，流过较多的无用电流。
本发明是着眼于上述的课题而完成的，其目的在于，在具备了产生用于输出电压的PWM控制的三角波的电路、PWM比较器以及对反馈电压进行反相的升降压DC-DC转换器中，能够通过三角波的峰值和反相放大器的基准电压的偏移来减少无用电流，从而提高功率效率。
用于解决课题的手段
为了达成上述目的，本发明提供一种开关控制电路，其生成并输出第一开关元件和第二开关元件的导通、截止信号，所述第一开关元件用于使电流流入升降压DC-DC转换器的电压转换用的电感器，所述第二开关元件用于将电流从电感器引出，
所述开关控制电路具备：
误差放大电路，其用于输出与DC-DC转换器的输出电压对应的电压；
反相放大电路，其用于以预定的电压为基准使所述误差放大电路的输出反相；
波形生成电路，其用于生成三角波；
第一电压比较电路，其以所述误差放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；
第二电压比较电路，其以所述反相放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；以及
峰值检测电路，其用于检测由所述波形生成电路生成的三角波的峰值，并将相当于该峰值的电压作为基准电压供给到所述反相放大电路。
通过如上所述的手段，检测由波形生成电路实际生成的三角波的峰值，将相当于该峰值的电压作为基准电压供给到反相放大电路，反相放大电路使误差放大电路的输出反相，因此反相放大电路的基准电压低于三角波的峰值，由此，能够防止在不需要使DC-DC转换器的开关元件导通的时刻输出使开关元件导通的脉冲，从而防止流过较多无用电流。
这里，优选的是，所述峰值检测电路具有电压平均化电路和倍数电路，所述电压平均化电路用于提取由所述波形生成电路生成的三角波的平均电压，所述倍数电路用于以预定的倍率对由该电压平均化电路提取出的电压进行放大。由此，能够通过比较简单的电路使供给到反相放大电路的基准电压成为相当于实际的三角波的峰值的电压。
此外，优选的是，所述波形生成电路具有：恒流源；流过与该恒流源的恒定电流成比例的电流的第一电流镜电路和第二电流镜电路；由来自所述第一电流镜电路的电流充电的第一电容元件；由来自所述第二电流镜电路的电流充电的第二电容元件；能够对所述第一电容元件的充电电荷进行放电的第一放电单元；以及能够对所述第二电容元件的充电电荷进行放电的第二放电单元，利用所述第一电容元件的充电电压生成供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号，所述第二电容元件的充电电压被供给到所述峰值检测电路生来成相当于峰值的电压，并作为基准电压被供给到所述反相放大电路。由此，能够分别生成用于PWM控制的波形信号（三角波）和为了生成供给到反相放大电路的基准电压而供给到峰值检测电路的信号，能够容易地进行两个信号的峰值的关系设定。
进而，优选的是，所述第一电流镜电路的输出电流和所述第二电流镜电路的输出电流相同，将所述第二电容元件的电容值设定得比所述第一电容元件的电容值小，使供给到所述峰值检测电路的所述第二电容元件的充电电压的峰值高于供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。由此，仅通过设定两个电容元件的电容值大小就能够使得供给到峰值检测电路的信号的峰值高于供给到第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。
此外，优选的是，所述第一电容元件的电容值和所述第二电容元件的电容值相同，将所述第一电流镜电路的输出电流设定得比所述第二电流镜电路的输出电流小，使供给到所述峰值检测电路的所述第二电容元件的充电电压的峰值高于供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。由此，仅通过设定两个电流镜电路的输出电流大小就能够使得供给到峰值检测电路的信号的峰值高于供给到第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。
进而，优选的是，所述第一电流镜电路的输出电流和所述第二电流镜电路的输出电流相同，将所述第二电容元件的电容值和所述第一电容元件的电容值设定成相同，所述倍数电路具备：运算放大器，其非反相输入端子被施加由所述电压平均化电路提取出的电压；以及分压电路，其连接在该运算放大器的输出端子与基准电位点之间，将由该分压电路分压后的电压施加到所述运算放大器的反相输入端子，将所述运算放大器的输入电压放大到略高于两倍的电压，由此，使供给到所述峰值检测电路的所述第二电容元件的充电电压的峰值高于供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。由此，当以串联形态的两个电阻元件来构成分压电路时，仅通过设定电阻值大小就能够使得供给到峰值检测电路的信号的峰值高于供给到第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。
进而，优选的是，通过以下部分构成升降压DC-DC转换器：电压转换用的电感器；用于使电流流入该电感器的第一开关元件；用于将电流从所述电感器引出的第二开关元件；用于在所述第一开关元件截止的期间对所述电感器的电流进行整流的第一整流元件；用于在所述第二开关元件截止的期间对所述电感器的电流进行整流的第二整流元件；以及用于生成对所述第一和第二开关元件进行导通、截止控制的信号的、具有如上所述的结构的开关控制电路。由此，能够提供一种无用电流较少功率效率良好的DC-DC转换器。
发明效果
根据本发明，升降压DC-DC转换器具有产生输出电压的PWM控制用的三角波的电路、PWM比较器以及对反馈电压进行反相的反相放大器，在该升降压DC-DC转换器中具有如下有益效果：能够生成相对于三角波的峰值偏移或波动相对精度高的电压作为供给到反相放大器的基准电压，能够减少无用电流从而提高功率效率。
附图说明
图1是表示构成应用了本发明的升降压DC-DC转换器的开关控制电路的一个实施方式的电路结构图。
图2是表示图1的实施方式的开关控制电路中的峰值检测电路的结构例的电路结构图。
图3是表示图2的峰值检测电路的输入与输出的关系的波形图。
图4是表示实施方式的峰值检测电路中的波形（三角波）生成电路的第一实施例的电路图。
图5A是放大表示第一实施例的波形（三角波）生成电路的输出波形的波形图。
图5B是表示波形（三角波）生成电路的输出波形的波形图。
图6是表示实施方式的峰值检测电路中的波形（三角波）生成电路的第二实施例的电路图。
图7是表示第二实施例的波形（三角波）生成电路的输出波形的波形图。
图8是表示升降压DC-DC转换器的结构例的电路结构图。
图9是表示构成现有的升降压DC-DC转换器的开关控制电路的结构例的电路结构图。
图10是表示构成图9现有的升降压DC-DC转换器的开关控制电路中各部的信号和电位的变化情况的波形图。
具体实施方式
以下，根据附图说明本发明的优选的实施方式。
图1表示构成应用了本发明的升降压DC-DC转换器的开关控制电路的一个实施方式。根据从开关控制电路输出的控制信号进行动作的电路可以使用与图8所示的电路大致相同结构的电路，因此省略说明。但是，在图1的控制电路中，作为图8中的电路的开关元件S1使用P沟道MOSFET，作为S2使用N沟道MOSFET来进行说明。
图1的实施方式的开关控制电路20具备：作为误差放大电路的误差放大器21，其对由泄漏电阻（省略图示）分压后的反馈电压FB与参考电压Vref进行比较并输出与电位差对应的电压FB1，所述泄漏电路对例如DC-DC转换器的输出电压Vout进行分压；第一比较器22，所述误差放大器21的输出FB1被输入到该第一比较器22的反相输入端子；作为反相放大电路的反相放大器23，其对误差放大器21的输出FB1进行反相；以及第二比较器24，被所述反相放大器23反相后的电压FB2被输入到该第二比较器24的反相输入端子。
另外，开关控制电路20具备：波形生成电路25，其生成被输入到所述第一比较器22和第二比较器24的非反相输入端子的作为三角波的锯齿状的波形信号RAMP；恒压电路26，其产生由所述波形生成电路25生成的波形信号RAMP的上限值电压V1和下限值电压V2；以及峰值检测电路27，其对由波形生成电路25生成的波形信号RAMP的峰值进行检测，由所述峰值检测电路27检测到的峰值电压作为反相基准电压V1’被供给到所述反相放大器23。
所述第一比较器22和第二比较器24将输出与反馈电压FB对应的电压的误差放大器21的输出FB1或者对其进行反相而得到的电压FB2、与波形信号RAMP进行比较，从而生成并输出具有与反馈电压FB对应的脉冲宽度的PWM脉冲。虽然在图1中没有示出，但是，第一比较器22和第二比较器24的输出被施加到构成图8所示的升降压DC-DC转换器的开关元件S1、S2的MOSFET（绝缘栅型场效应晶体管）的栅极端子，使S1、S2导通、截止。
具体来说，在输入电压Vin高于目标输出电压时，第二比较器24的输出连续为低电平，使开关元件S2为截止状态，从第一比较器22输出PWM脉冲，从而对开关元件S1进行导通、截止驱动。并且，在开关元件S1导通的期间，电流流入作为电感器的线圈L而蓄积能量，当S1截止时，蓄积在线圈L中的能量被释放，电流经二极管D2流入平滑电容器C。通过重复该过程，输出对输入电压Vin进行降压后而得到的电压Vout。另外，当输入电压Vin低于目标输出电压时，第一比较器22的输出连续成为低电平，使开关元件S1为连续导通状态，从第二比较器24输出PWM脉冲，对开关元件S2进行导通、截止驱动。由此，输出将Vin升压后得到的电压Vout。
另外，还有这样的同步整流方式的升降压DC-DC转换器：代替图8中的二极管D1、D2而设置了互补地导通、截止的开关元件。在该情况下，作为代替二极管D1而设置的开关元件，使用N沟道MOSFET，作为代替二极管D2而设置的开关元件，使用P沟道MOSFET，由此能够对栅极端子施加于S1、S2相同的信号。
虽未特别限定，但是也可以是：图1的开关控制电路20和开关晶体管（S1、S2）与二极管（D1、D2）构成为半导体集成电路（电源驱动用IC），作为电感器的线圈L和平滑电容器C作为外挂元件而与设置于该IC的外部端子连接。
图2示出了构成本实施方式的开关控制电路20的波形信号RAMP（以下称为三角波）的峰值检测电路27的结构例。
如图2所示，峰值检测电路27由电压平均化电路71和倍数电路72构成，所述电压平均化电路71由接收三角波RAMP并输出与其平均电压相当的电压Va的低通滤波器构成，所述倍数电路72以预定的倍率对所述电压平均化电路71的输出进行放大后输出。倍数电路72具备：运算放大器AMP1，电压平均化电路71的输出电压Va被输入到该运算放大器AMP1的非反相输入端子；以及电阻R1、R2，其串联连接在运算放大器AMP1的输出端子与被施加下限值电压V2的恒压端子之间，通过电阻R1、R2分压后的电压被反馈到运算放大器AMP1的反相输入端子。
在如上所述的倍数电路72中，运算放大器AMP1利用其虚短路（imaginaryshort）作用输出电阻R1与R2的连接节点的电位与非反相输入端子的输入电压Va一致的电压。即，输出使Va乘以[（R1+R2）/R2]倍而得到的电压。在该实施方式下，通过将电阻R1、R2的电阻值设定为相同，如图3所示，生成滤波电路71的输出电压Va的两倍的电压2Va，并将其作为基准电压V1’供给到反相放大器23。
图4示出了生成三角波的波形生成电路25与电压平均化电路71和倍数电路72的具体电路的第一实施例。电压平均化电路71和倍数电路72与图2所示的内容相同。另外，在图4中，示出了下限值电压V2为接地电位的情况。
波形生成电路25具备：流过成为基准的电流Iref的恒流源CC0；与该恒流源CC0串联连接的P沟道MOS晶体管Q0；与该晶体管Q0共栅极连接的P沟道MOS晶体管Q2；连接在该晶体管Q2的漏极端子与接地点之间的电容元件C2；以及与该电容元件C2串联连接的N沟道MOS晶体管Q3。晶体管Q0进行把栅极和漏极结合在一起的所谓的二极管连接，将恒流源CC0的电流Iref转换成电压。
在上述晶体管Q2的栅极端子施加晶体管Q0的栅极电压，构成对应于Q0与Q2的尺寸比（W/L比）生成与电流Iref成比例的电流的电流镜电路。利用由该电流镜电路生成的恒定电流Ic，电容元件C2被充电，由此，如图5A所示，电容元件C2的电压Vramp以一定的斜率增加。可以看作通过恒流源CC0和电流镜电路（Q0、Q2）构成恒流电路。
电容元件C2的电压Vramp通过比较器CMP3而与恒定电压V1进行比较，当Vramp达到V1时，比较器CMP3的输出从低电平变化为高电平。这时，由于晶体管Q3成为导通状态，因此电容元件C2的电荷被放电，电容元件C2的电压Vramp急剧下降到接地电位。由此，比较器CMP3的输出从高电平变化成低电平，晶体管Q3成为截止状态，因此，电容元件C2再次被恒定电流Ic充电，电容元件C2的电压Vramp上升。通过反复该过程，生成如图5B所示的锯齿波（三角波）RAMP。
在上述充放电动作中，比较器CMP3的比较动作无论如何也会产生延迟。因此，实际上电压Vramp并不是在达到了恒定电压V1的时刻向接地电位下降而是在达到了比V1稍高的电压V1’的时刻，电压Vramp下降。即，供给到图1的PWM比较器CMP1、CMP2的三角波RAMP的峰值不是V1而是V1’。
然而，在本实施方式中，用电压平均化电路71对电容元件C2的充电电压Vramp进行平均化，将通过倍数电路72放大到两倍的电压V1’作为反相基准电压供给到反相放大器23，因此，与将恒定电压V1作为反相基准电压供给到反相放大器23的情况相比，能够根据相对精度较高的基准电压来对反馈电压FB进行反相，并供给到PWM比较器CMP2中。结果能够防止在不需要使升压用的开关元件S2（图1）导通的时刻输出使开关元件S2导通的脉冲，能够防止流过较多的无用电流。
图6中示出了生成三角波的波形生成电路25与电压平均化电路71和倍数电路72的具体电路的第二实施例。电压平均化电路71和倍数电路72与图2所示的结构相同。
该实施例的波形生成电路25具备：流过成为基准的电流Iref的恒流源CC0；与该恒流源CC0串联连接的P沟道MOS晶体管Q0；与该晶体管Q0共栅极连接的P沟道MOS晶体管Q1、Q2；连接在这些晶体管Q1、Q2的漏极端子与接地点之间的电容元件C1、C2；以及与电容元件C1、C2分别并联连接的N沟道MOS晶体管Q4、Q3。
上述晶体管Q0和Q1以及Q0和Q2分别构成电流镜电路。在本实施例中，晶体管Q1和Q2构成为相同尺寸即流过相同的电流Ic。另一方面，电容元件C1和C2形成为电容元件C2小于C1、即C1>C2。此外，通过同一信号Pre来控制与电容元件C1、C2并联的晶体管Q4、Q3。可以设置比较电容元件C1的电压Vramp1和恒压V1的比较器来生成信号Pre，也可以使用来自用于决定PWM控制周期的电路的信号来生成信号Pre。
如上所述，设C1>C2，使用由电流镜电路生成的同一恒定电流Ic，来对电容元件C1、C2充电相同时间，由此，如图7所示，电容元件C1、C2的电压Vramp1、Vramp2以Vramp2达到比Vramp1更高的电压的方式进行动作。因此，当通过平均化电路71对电压Vramp2进行平均化、将通过倍数电路72放大到两倍后的电压V1’作为反相基准电压供给到反相放大器23时，与将Vramp1的峰值电压V1作为反相基准电压供给到反相放大器23的情况相比，能够基于相对精度高的基准电压来对反馈电压FB进行反相，并供给到PWM比较器CMP2。结果是，能够防止在不需要使升压用的开关S2（图1）导通的时刻输出使开关元件S2导通的脉冲，从而防止无用电流增多。
以上根据实施方式对本发明者做出的发明进行了具体说明，但本发明并不局限于上述实施方式。例如，在所述第二实施例的波形生成电路中将电容元件C1、C2的大小设定成了C1>C2，但也可以使C1、C2的大小为C1=C2，使构成电流镜电路的晶体管Q1和Q2的尺寸形成为Q2大于Q1，即Q1<Q2，从而使Q2的电流多于Q1的电流，使Vramp2比Vramp1更快速地上升。进而，还可以是C1、C2的大小为C1=C2，晶体管Q1和Q2的尺寸为Q1=Q2，将构成倍率放大器72的电阻R1和R2的大小设定成（R1+R2）/R2大于2。
此外，在所述实施方式的DC-DC转换器中，例示了作为供给到PWM比较器（25、26)的三角波而使用了锯齿波的情况，但是也可以使用具有上升的斜率和下降的斜率的狭义的三角波
工业上的可利用性
在以上的说明中、说明了将本发明应用于升降压型的DC-DC转换器的例子，但是本发明并不限定于此，可以广泛应用于具有生成PWM用的三角波的波形生成电路、并需要与三角波的峰值对应的电压的DC-DC转换器。
符号说明
20开关控制电路
21误差放大器（误差放大电路）
22第一比较器（第一电压比较电路）
23反相放大器（反相放大电路）
24第二比较器（第二电压比较电路）
25波形生成电路
26恒压电路
27峰值检测电路
71电压平均化电路
72倍数电路
L线圈（电感器）
S1开关元件
S2开关元件

Claims (7)

1.一种开关控制电路，其生成并输出第一开关元件和第二开关元件的导通、截止信号，所述第一开关元件用于使电流流入升降压DC-DC转换器的电压转换用的电感器，所述第二开关元件用于将电流从电感器引出，
所述开关控制电路的特征在于，所述开关控制电路具备：
误差放大电路，其用于输出与DC-DC转换器的输出电压对应的电压；
反相放大电路，其用于以预定的电压为基准使所述误差放大电路的输出反相；
波形生成电路，其用于生成三角波；
第一电压比较电路，其以所述误差放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；
第二电压比较电路，其以所述反相放大电路的输出和所述波形生成电路的输出为输入；以及
峰值检测电路，其用于检测由所述波形生成电路生成的三角波的峰值，并将相当于该峰值的电压作为基准电压供给到所述反相放大电路。
2.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，
所述峰值检测电路具有电压平均化电路和倍数电路，所述电压平均化电路用于提取由所述波形生成电路生成的三角波的平均电压，所述倍数电路用于以预定的倍率对由该电压平均化电路提取出的电压进行放大。
3.根据权利要求2所述的开关控制电路，其特征在于，
所述波形生成电路具有：恒流源；流过与该恒流源的恒定电流成比例的电流的第一电流镜电路和第二电流镜电路；由来自所述第一电流镜电路的电流充电的第一电容元件；由来自所述第二电流镜电路的电流充电的第二电容元件；能够对所述第一电容元件的充电电荷进行放电的第一放电单元；以及能够对所述第二电容元件的充电电荷进行放电的第二放电单元，利用所述第一电容元件的充电电压生成供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号，所述第二电容元件的充电电压被供给到所述峰值检测电路来生成相当于峰值的电压，并作为基准电压被供给到所述反相放大电路。
4.根据权利要求3所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第一电流镜电路的输出电流和所述第二电流镜电路的输出电流相同，将所述第二电容元件的电容值设定得比所述第一电容元件的电容值小，使供给到所述峰值检测电路的所述第二电容元件的充电电压的峰值高于供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。
5.根据权利要求3所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第一电容元件的电容值和所述第二电容元件的电容值相同，将所述第一电流镜电路的输出电流设定得比所述第二电流镜电路的输出电流小，使供给到所述峰值检测电路的所述第二电容元件的充电电压的峰值高于供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。
6.根据权利要求3所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第一电流镜电路的输出电流和所述第二电流镜电路的输出电流相同，将所述第二电容元件的电容值和所述第一电容元件的电容值设定成相同，
所述倍数电路具备：运算放大器，其非反相输入端子被施加由所述电压平均化电路提取出的电压；以及分压电路，其连接在该运算放大器的输出端子与基准电位点之间，将由该分压电路分压后的电压施加到所述运算放大器的反相输入端子，将所述运算放大器的输入电压放大到略高于两倍的电压，由此，使供给到所述峰值检测电路的所述第二电容元件的充电电压的峰值高于供给到所述第一电压比较电路和第二电压比较电路的波形信号的峰值。
7.一种升降压DC-DC转换器，其特征在于，具备：
电压转换用的电感器；
用于使电流流入该电感器的第一开关元件；
用于将电流从所述电感器引出的第二开关元件；
用于在所述第一开关元件截止的期间对所述电感器的电流进行整流的第一整流元件；
用于在所述第二开关元件截止的期间对所述电感器的电流进行整流的第二整流元件；以及
用于生成对所述第一和第二开关元件进行导通、截止控制的信号的、权利要求1至6中的任一项所述的开关控制电路。
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