CN101123403A - 逆变器装置和设计逆变器装置的占空因数设定部的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种逆变器装置(11)以及用于设计逆变器装置(11)的占空因数设定部(19)的方法。该逆变器装置(11)具有直流/交流逆变器部分(13)，其将直流输入电压(V_H)转换成矩形波的交流电压(V_AC)并输出该交流电压(V_AC)。占空因数设定部(19)设定由控制器(18)用于控制开关元件(Q1至Q4)的导通和关断的占空因数(t_ON/T)。该占空因数设定部(19)利用基于直流电压(V_H)值的信号(Vc)和由CR电路(29)确定的充电曲线(G)来确定占空因数(t_ON/T)。因此，和现有技术相比，不管输入电压(V_H)的变化如何，输出电压(V_AC)的有效值接近理论值。

Description

逆变器装置和设计逆变器装置的占空因数设定部的方法

技术领域

本发明涉及输出具有矩形波的AC电压的逆变器装置和用于设计逆变器装置的占空因数设定部的方法。

背景技术

一些最新型车辆包括将安装在车辆中的电池的电压转换成家用电器用电压(例如单相100伏或120伏交流电压)的逆变器装置。这种逆变器装置或直流/交流逆变器装置包括直流/交流逆变电路。然而，由于传统逆变器装置以和输入电压的波动成比例的方式来改变输出电压，所以输出电压的有效值不能保持恒定。为了解决该问题，日本专利特开平No.2000-209867公开了一种逆变器装置，该逆变器装置将输出电压保持为恒定有效值，而与输入电压的波动无关。该逆变器装置输出交流矩形波，并包括直流/交流逆变部分、输出电压检测部分以及占空因数控制部。该占空因数控制部根据输出电压检测部分检测到的电压来控制直流/交流逆变部分输出处的输出电压的占空因数，其中该占空因数是输出周期或输出中止周期。这能够将输出电压的有效值保持为恒定水平。虽然上述文献中未提到用于确定占空因数的具体方法，但是基于本实施例的说明可以假设占空因数是通过微型计算机来确定的。

此外，一种不利用微计算机而是仅仅利用硬件来确定占空因数的方法是公知的。在这种情况下，如同典型的脉宽调制控制(PWM控制)那样，矩形波的宽度通过基于输出波形的信号电压和基于三角形或锯齿形波的信号电压之间的比较来确定。

如上所述，假设日本专利特开平No.2000-209867的逆变器装置利用微计算机来确定占空因数。然而，在这种情况下，为了开发用于确定占空因数的软件程序需要更多时间和更高成本。

为了避免在确定占空因数时采用微计算机，可以通过基于矩形波的信号电压和基于三角形或锯齿形波的信号电压之间的比较来确定矩形波的宽度。然而，在这种情况下，逆变器装置的输出电压的有效值的准确度变低。也就是说，在输出电压有效值的目标值和设计值之间存在很大误差。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种逆变器装置，该逆变器装置和现有技术相比可以使输出电压的有效值接近理论值，而与输入电压的变化无关。本发明的另一个目的是提供一种用于设计逆变器装置的占空因数设定部的方法。

根据本发明的一个方面，提供一种包括直流/交流逆变器部分的逆变器装置。该直流/交流逆变器部分将直流输入电压转换成矩形波的交流电压，然后输出该交流电压。该直流/交流逆变器部分具有开关元件。控制器控制开关元件的导通和关断。占空因数设定部设定由控制器用来控制开关元件的占空因数。该占空因数设定部具有CR电路。该占空因数设定部利用基于直流电压值的信号和CR电路确定的充电曲线来确定占空因数。

根据本发明的另一个方面，提供一种用于设计逆变器装置的占空因数设定部的方法。该逆变器装置包括直流/直流转换器部分和直流/交流逆变器部分。该直流/直流转换器部分通过转换从直流电压源提供的电能而产生直流电压。该直流/交流逆变器部分将该直流电压转换成具有矩形波的交流电压并输出该交流电压。该占空因数设定部设定用于控制该直流/交流逆变器部分的开关元件的导通和关断的占空因数。该方法包括计算占空因数的理论值，使得当该直流电压在预定范围内变化时输出电压的有效值变成目标值。该方法还包括计算占空因数，针对所述预定范围内的每个值，根据用于设定占空因数的设计参数确定该占空因数；确定理论值和利用设计参数获得的占空因数之间的误差相对于理论值的比例；以及设定设计参数，以使得对于所述预定范围内的每个值该比例都落入目标范围内。

附图说明

在所附权利要求中具体地提出被认为是新颖的本发明的特征。结合附图并参照对目前优选实施例的下述说明，则可以最佳地理解本发明及其目的和优点，附图中：

图1是代表根据本发明的第一实施例的交流逆变器的电路图；

图2是代表图1所示的占空因数设定部的电路图；

图3是代表图1所示的交流逆变器的输出波形的曲线图；

图4是代表图2所示的比较器的输出波形的曲线图；

图5是代表图2所示的CR电路的输出波形的曲线图；

图6是代表输入电压和占空因数的变化之间关系的曲线图；

图7是代表包括第一比较例和第二比较例的各个三角形波发生电路的占空因数设定部的电路图；

图8是代表由图7的三角形波发生电路输出的三角形波的曲线图；以及

图9是代表根据本发明的第二实施例的曲线生成电路的电路图。

具体实施方式

图1至8示出本发明的第一实施例。

图1代表交流逆变器11，该交流逆变器11为根据第一实施例的交流逆变器装置。该交流逆变器11是安装在车辆中的直流/交流逆变器装置。参考图1，交流逆变器11具有直流/直流转换器部分12、直流/交流逆变器部分13以及控制器14。电池15或者直流电压源安装在该车辆中。直流/直流转换器部分12将电池15的电压(例如直流12V)升压至高于该电池电压的直流电压V_H。直流/交流逆变器部分13将该直流电压V_H转换成交流电压V_ac，并将该交流电压V_ac输出到一对输出端13a、13b。通过这种方式，交流逆变器11将电池15的电能提供给负载装置(未示出)。

该直流/直流转换器部分12包括一对开关元件12a、12b；升压变压器12c；以及整流器电路12d。控制器14控制开关元件12a、12b的开关，以使得电池15的直流电压升压到直流电压V_H。在第一实施例中，直流电压V_H根据电池15的电压对应于从100伏至155伏的任意值。电解电容器16与该直流/直流转换器部分12并联连接。

如图1所示，直流/交流逆变器部分13具有H桥电路17，该H桥电路由第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4形成。第一和第二开关元件Q1、Q2连接到电解电容器16的正端。第三和第四开关元件Q3、Q4连接到电解电容器16的负端或接地端。第一至第四开关元件Q1至Q4均由n沟道MOSFET形成。控制器14控制第一至第四开关元件Q1至Q4的开关，以使得将直流电压V_H逆变成交流电压V_AC。形成滤波器电路的线圈和电容器(均未示出)连接到H桥电路17的输出端。

参照图1，控制器14具有控制部18和占空因数设定部19。占空因数设定部19设定由控制部18用来控制第一至第四开关元件Q1至Q4的占空因数。控制部18根据已经根据占空因数设定部19提供的输出信号设定的占空因数来控制第一至第四开关元件Q1至Q4的导通和关断。控制部18产生第一驱动信号Vs1、第二驱动信号Vs2、第三驱动信号Vs3和第四驱动信号Vs4。根据第一至第四驱动信号Vs1至Vs4，以预定周期交替导通和关断第一和第四开关元件Q1、Q4的组以及第二和第三开关元件Q2、Q3的组。控制部18将第一至第四驱动信号Vs1至Vs4分别输出到第一至第四开关元件Q1至Q4相应之一。第一至第四驱动信号Vs1至Vs4分别输入到对应开关元件Q1至Q4的控制端，或者在第一实施例中，输入到对应MOSFET的栅极。

参照图2，占空因数设定部19具有信号发生电路20、曲线生成电路21和比较器22。信号发生电路20基于输入到直流/交流逆变器部分13的直流电压V_H的值来产生参考电压Vc。换言之，信号发生电路20是产生与一电压对应的信号的电路，其产生与直流/直流变换器部分12的输出电压(V_H)的值对应的参考电压Vc。信号发生电路20包括分压电路23和运算放大器24。分压电路23具有第一电阻器R1和第二电阻器R2，该第一和第二电阻器对提供给直流/交流逆变器部分13的直流电压V_H进行分压。运算放大器24的反相输入端子通过第四电阻器R4连接到运算放大器24的输出端，并且通过第三电阻器R3连接到第二电阻器R2相对于第一电阻器R1的连接点。运算放大器24的非反相输入端连接到第一恒定电压源25。运算放大器24的输出或者参考电压Vc供给到比较器22的非反相输入端。

曲线生成电路21是产生充电曲线G的充电曲线生成电路。换言之，曲线生成电路21是确定充电曲线G的电路。参照图2，曲线生成电路21具有电容器27和周期设定开关元件28。电容器27经第五电阻器R5与第二恒定电压源26串联连接。周期设定开关元件28连接到电容器27和第五电阻器R5的连接点27a。第五电阻器R5和电容器27形成集成电路29或CR电路。也就是说，周期设定开关元件28经集成电路29连接到第二恒定电压源26。周期设定开关元件28由n沟道MOSFET形成。周期设定开关元件28的漏极连接到电容器27和第五电阻器R5的连接点27a以及比较器22的反相输入端。周期设定开关元件28的源极接地。每经过周期T，导通信号输入到周期设定开关元件28的栅极。周期T对应于第一至第四开关元件Q1至Q4的开关周期2T的一半。

比较器22比较信号发生电路20的输出信号(Vc)和曲线生成电路21的输出信号(Vs)。如果信号发生电路20的输出信号(Vc)或者运算放大器24的输出信号超过曲线生成电路21的输出信号(Vs)，则比较器22输出高电平信号。否则比较器22输出低电平信号。

下面将说明交流逆变器11的工作。

当交流逆变器11的启动开关导通时，开始对直流/直流转换器部分12的开关元件12a、12b的开关进行控制。结果，在变压器12c的次级线圈中产生超过电池15的电压的交流电压。由整流器电路12d将该交流电压转换成高于电池15的电压的直流电压V_H。然后将直流电压V_H供给到直流/交流逆变器部分13。在第一实施例中，直流/直流转换器部分12配置成使得直流电压V_H的值根据电池15的电压而改变。换言之，直流电压V_H基本上等于通过将电池15的电压乘以变压器12c的匝数比而获得的值。

以市电交流电的频率例如60Hz来交替导通和关断第一和第四开关元件Q1、Q4的组和第二和第三开关元件Q2、Q3的组。具体而言，参照图3，第一和第四开关元件Q1、Q4在第一持续时间t1_ON内导通。第二和第三开关元件Q2、Q3在第二持续时间t2_ON内导通。第一持续时间t1_ON和第二持续时间t2_ON重复交替，同时第三周期td设定在第一和第二持续时间t1_ON、t2_ON之间。控制部18根据图3所示时序来输出第一至第四驱动信号Vs1至Vs4。换言之，在各个第一、第二和第三持续时间t1_ON、t2_ON、td内，第一至第四开关元件Q1至Q4重复执行表格1中所示的操作。

表格1

	Q1	Q2	Q3	Q4
					持续时间t1ON	ON	OFF	OFF	ON
持续时间t2ON	OFF	ON	ON	OFF
					持续时间td	OFF	OFF	OFF	OFF

调节第一和第二持续时间t1_ON、t2_ON，使得对应于直流/直流转换器部分12的输出电压或者直流电压V_H，直流/交流逆变器部分13的输出电压的有效值变成目标值，在第一实施例中该目标值为100伏。这导致交流逆变器11输出有效值为100伏的直流电压，而与输入到直流/交流逆变器部分13的输入电压(V_H)的波动无关。

由占空因数设定部19来设定第一至第四开关元件Q1至Q4的占空因数。“占空因数”可以理解为第一至第四开关元件Q1至Q4任意一个导通的时间段。当交流逆变器11的启动开关导通时，信号发生电路20将对应于直流电压V_H的参考电压Vc输入到比较器22的非反相输入端。根据电容器27和集成电路29的充电时间产生的电压Vs输入到比较器22的反相输入端。如果满足Vc＞Vs的条件，则从比较器22输出高电平信号。如果满足Vc≤Vs的条件，则从比较器22输出低电平信号。

每经过周期T，则周期设定开关元件28接收导通信号，其中该周期T是第一至第四开关元件Q1至Q4的开关周期2T的一半。因此，基本上在导通信号输入的同时，或者在电容器27立刻放电之后，第二恒定电压源26开始对电容器27充电。从开始对电容器27进行充电经过持续时间t_ON之后，提供给电容器27两端每一端的电压Vs达到参考电压Vc。换言之，在从开始对电容器27进行充电到持续时间t_ON结束的时间段中，满足Vc＞Vs的条件。因此，比较器22输出高电平信号。从持续时间t_ON结束到电容器27放电的时间段中，满足Vc≤Vs的条件。因此，比较器22产生低电平信号。换言之，参照图4，在每个周期T，比较器22在持续时间t_ON内输出高电平信号，而在周期T的其他时间内输出低电平信号。也就是说，持续时间t_ON对应于导通持续时间。

对应于比较器22输出的信号，控制部18根据在上述时序对应于直流电压V_H的占空因数，来控制第一至第四开关元件Q1至Q4的开关。具体而言，只要比较器22输出高电平信号，则第一和第四开关元件Q1、Q4或者第二和第三开关元件Q2、Q3保持在导通状态。否则，第一至第四开关元件Q1至Q4全部关断。因此，从直流/直流转换器部分12提供的直流电压(V_H)被逆变成有效值为100伏的60Hz的交流电压(V_AC)。该交流电压(V_AC)然后从交流逆变器11输出。

下面说明用于设计占空因数设定部19的方法。

如图3所示，交流逆变器11的输出波形(V_AC)，即直流/交流逆变器部分13的输出波形为矩形波。控制部18根据输入到直流/交流逆变器部分13的直流电压V_H来调节第一至第四开关元件Q1至Q4的导通持续时间(t1_ON，t2_ON)。通过这种方式，交流逆变器11的输出电压的有效值保持恒定。控制器14根据预定周期2T(60Hz)来交替导通和关断第一和第四开关元件Q1、Q4的组以及第二和第三开关元件Q2、Q3的组。在图3中，如果V_AC是正值(+V_H)，则第一和第四开关元件Q1、Q4的组保持为导通状态。如果V_AC是负值(-V_H)，则第二和第三开关元件Q2、Q3的组保持为导通状态。

交流逆变器11的输出电压的有效值Vrms、周期T、导通持续时间t_ON、以及直流电压V_H相互关联，它们的关系由下述方程来表示。在下述方程中，占空因数表示导通持续时间t_ON相对于周期T的比例。也就是说，占空因数t_ON/T的参考周期不同于第一和第四开关元件Q1、Q4组的占空因数t1_ON/2T以及第二和第三开关元件Q2、Q3组的占空因数t2_ON/2T的参考周期。

${V_{\mathrm{rms}}}^2=\frac{1}{T}{\∫}_0{V_H}^2\mathrm{dt}=\frac{t_{\mathrm{ON}}}{T}{V_H}^2...\left(1\right)$

方程(1)表示由方程t_ON/T＝Vrms²/VH²表示的关系。因此，如果占空因数t_ON/T和V_H ²成反比例变化，则交流逆变器11的输出电压的有效值Vrms保持恒定。

在第一实施例中，利用由CR电路(集成电路29)产生的充电曲线G来设定占空因数t_ON/T。如果当周期设定开关元件28根据周期T导通时提供给电容器27两端的电压是Vs，第二恒定电压源26的电压是Vamp，第五电阻器R5的电阻值是R，以及电容器27的电容值是C，则电压Vs由下述方程来表示。电压Vs随后输入到比较器22的反相输入端。值CR是形成CR电路的集成电路29的时间常数。

$V_s=V_{\mathrm{amp}}(1-e^{\frac{1}{\mathrm{CR}}})...\left(2\right)$

图5示出通过方程(2)表示的电压Vs获得的充电曲线G。

由方程Vc＝b-a×V_H来表示通过直流电压V_H确定的参考电压Vc，其中数值a和b都是常数。数值a和b通过信号发生电路20的第一至第四电阻器R1至R4和第一恒定电压源25来确定。

如果对于对应于t_ON的时间满足条件Vc＞Vs，则下述方程成立。

${b-a\×V}_H=V_{\mathrm{amp}}(1-e^{\frac{t_{\mathrm{OS}}}{\mathrm{CR}}})...\left(3\right)$

对方程(3)进行变型以得到下述方程。

t_ON/T＝-(CR/T)×log[(a×V_H+Vamp-b)/Vamp]…(4)

方程(4)的数值a、b、Vamp、C和R被称为设计参数。如果适当地选择这些设计参数，则占空因数的理论值和设计值之间的差值(误差)小。

具体而言，针对从106伏至155伏的V_H的每0.1伏，计算使得交流逆变器11的输出电压(V_AC)的有效值变成100伏的占空因数的理论值。在第一实施例中，直流电压V_H的可接受波动范围是106伏至155伏。该范围是根据例如能够逆变成(由产品规格决定的)可接受范围的交流电压V_AC的直流电压V_H的范围来确定的。

然后，将设计参数(a、b、Vamp、C、R)设定为初始值。针对从106伏至155伏的V_H的每0.1伏，计算由给定设计参数确定的占空因数的设计值。

随后，针对从106伏至155伏的V_H的每0.1伏，计算占空因数的理论值和根据设计参数确定的占空因数的设计值之间的差值。占空因数的理论值和占空因数的设计值之间的差值(误差)相对于理论值的比例(上述差值相对于理论值的比率)对于每种情况都平方，然后获得的值都加在一起。当小幅度改变设计参数时，针对每种情况计算出s所述差值相对于理论值的比例的平方和。通过这种方式，确定导致该平方和的最小值的设计参数的值。也就是说，将所述误差相对于理论值的比例的平方积分作为评估函数。导致该评估函数的最小值的设计参数的值就是设计参数的最佳值。

因此，如果数值a是0.0179，数值b是4.9900，Vamp是3.4850以及CR/T是0.410，则方程(4)表示实际曲线X，它由图6中的虚线来表示。在图6中，代表占空因数的理论值的理论曲线Z用实线来表示。实际曲线X基本上和理论曲线Z重合。实际曲线X和理论曲线Z之间误差相对于理论曲线Z的比例的最大值是0.61％。

下面将说明第一比较例。在第一比较例中，根据传统设计方法，利用三角形波更具体而言利用锯齿形波，来确定用于设定占空因数的方程。参照图7，曲线生成电路21被三角形波发生电路30替代。

图8代表由三角形波发生电路30输出的波形。由方程Vs＝(t/T)Vamp来表示第一比较例的比较器22的反相输入端所输入的电压Vs。值Vamp是由三角形波发生电路30输出的三角形波的峰值电压。

类似于上述情形，由方程Vc＝b-a×V_H来表示由直流电压VH确定的参考电压Vc。在这种情况下，下述方程而不是方程(3)成立。

b-a×V_H＝(t_ON/T)Vamp…(5)

方程(5)可以变型为下述方程。

t_ON/T＝(b-a×V_H)/Vamp…(6)

如果适当地选择a、b和Vamp的值，则方程(6)设置成使得占空因数的理论值和设计值之间的误差减小。

在第一比较例中，计算占空因数的理论值，以使得当V_H按照与第一实施例相同的方式从106伏开始0.1伏地变化到155伏时，交流逆变器11的输出电压(V_AC)的有效值变成100伏。

接着，将设计参数(a、b、Vamp)设置为初始值。对于V_H从106伏到155伏的每0.1伏，计算由给定设计参数确定的占空因数。

然后，对于V_H从106伏到155伏的每0.1伏，计算占空因数的理论值和设计值之间的差值。获得的差值均进行平方，然后将结果加在一起。然后，当小幅度变化设计参数值时，确定导致占空因数的理论值和设计值之间差值平方和的最小值的设计参数值.换言之，将占空因数的理论值和设计值之间误差的平方积分作为评估函数。将导致评估函数的最小值的设计参数值定义为设计参数的最佳值。

因此，如果a/Vamp是0.00100而b/Vamp是1.9100，则方程(6)表示第一比较线Y1，其由图6中的双点划线来表示。第一比较线Y1和理论曲线Z之间误差相对于理论曲线Z的比例的最大值是13.51％。也就是说，如果通过传统设计方法来获得用于设定占空因数的方程，则和实际曲线X相比，该误差大大增加。具体而言，在采用方程(4)并且占空因数的误差的比例的平方积分作为评估函数的情况下，误差是传统情况中误差的近似1/22。

接着，将说明第二比较例。在第二比较例中，也采用三角形波，更具体而言采用锯齿形波。在第二比较例中，替代占空因数的理论值和设计值之间误差的平方积分，将该误差相对于理论值的比例的平方积分作为确定用于设定占空因数的方程的评估函数。具体而言，当方程(6)设定为使得通过适当地选择a、b和Vamp的值减小所述误差时，所述误差相对于理论值的比例的平方积分作为评估函数。导致评估函数的最小值的设计参数值就是设计参数的最佳值。

因此，当a/Vamp是0.0080而b/Vamp是1.6500时，由图6中的对应实线所表示的第二比较线Y2来表示方程(6)。第二比较线Y2和理论曲线Z之间误差相对于理论曲线Z的比例的最大值是9.89％。也就是说，简单地通过采用误差相对于理论值的比例的平方积分替代传统上用作确定用于设定占空因数的方程的评估函数的误差的平方积分，误差减小大约30％。通过实际曲线X和第二比较线Y2之间的比较，可以清楚发现，实际曲线X将误差的最大值减小到1/16。换言之，在采用方程(4)且采用该误差相对于理论值的比例的平方积分作为用于确定用于设定占空因数的方程的评估函数时，和采用三角形波且采用该误差的平方积分作为该评估函数的情况相比，该误差的最大值减小到1/16。

第一实施例具有下面的优点。

(1)交流逆变器11具有直流/交流逆变器部分13，该直流/交流逆变器部分13将直流/直流转换器部分12的输出电压(V_H)转换成具有矩形波的交流电压V_AC并且输出该交流电压V_AC。交流逆变器11具有控制部18和占空因数设定部19，该控制部18控制直流/交流逆变器部分13的第一至第四开关元件Q1至Q4的开关。占空因数设定部19基于输入到直流/交流逆变器部分13的直流电压V_H值以及CR电路(集成电路29)产生的充电曲线G，确定由控制部18根据信号(Vc)用来控制第一至第四开关元件Q1至Q4的占空因数。如果第一至第四开关元件Q1至Q4的占空因数和输入到直流/交流逆变器部分13的直流电压V_H的平方成反比例地变化，则输出矩形波的交流逆变器11的输出电压的有效值变成恒定。

如果利用例如三角形波或锯齿形波来确定占空因数，则占空因数相对于直流电压V_H呈类似线性函数的方式变化。图6中的第一比较线Y1和第二比较线Y2为相对于直流电压V_H的线性函数。然而，在第一实施例中，由于由CR电路产生的充电曲线G被使用，所以占空因数相对于直流电压V_H按类似自然对数的方式变化(参见图6中的实际曲线X)。因此，在第一实施例中，占空因数容易设定为使得交流逆变器11的输出电压的有效值接近理论值。

因此，在第一实施例中，直流/交流逆变器部分13输出的矩形波的宽度可以通过硬件简单地控制，使得输出电压(V_AC)的有效值比现有技术更加接近理论值，而与输入到直流/交流逆变器部分13的输入电压(直流电压V_H)的变化无关。

(2)占空因数设定部19具有确定充电曲线G的曲线生成电路21。该曲线生成电路21由第二恒定电压源26、电容器27和周期设定开关元件28形成。电容器27经第五电阻器R5与第二恒定电压源26串联连接。周期设定开关元件28连接到电容器27和第五电阻器R5的连接点27a。每经过周期T，导通信号就输入到周期设定开关元件28。周期T对应于直流/交流逆变器部分13的第一至第四开关元件Q1至Q4的开关周期2T的一半。因此，通过简单的配置实现了用于获得第一至第四开关元件Q1至Q4的占空因数和输入到直流/交流逆变器部分13的直流电压V_H的平方的反比的近似。

换言之，每经过周期T，导通信号就以脉冲方式输入到周期设定开关元件28。响应于周期设定开关元件28接收到导通信号，CR电路的电容器27中的电荷立刻释放，并且电容器27的充电恢复。持续时间t_ON或从电容器27恢复充电到电容器27的充电电压达到基于直流电压V_H值的信号电压(Vc)的时间段，对应于第一至第四开关元件Q1至Q4的导通持续时间。

(3)输出矩形波的直流/交流逆变器部分13具有第一至第四开关元件Q1至Q4。占空因数设定部19设定用于控制第一至第四开关元件Q1至Q4的开关的占空因数。在设计占空因数设定部19的方法中，设计参数设定为使得占空因数的理论值和设计值之间的误差相对于理论值的比例最小化。根据设计参数来获得占空因数的设计值。因此，和设定设计参数以最小化例如占空因数的理论值和设计值之间的误差的方法相比，在第一实施例中，通过优化设计参数，在直流电压V_H的整个可接受范围，所述误差相对于理论值的比例得以最小化。也就是说，在第一实施例中，在直流电压V_H波动的整个可接受范围内或者在106伏至155伏的V_H整个范围内，所述误差相对于理论值的比例得以最小化。

如果通过设定设计参数以最小化例如占空因数的误差从而在整个可接受范围内减小该误差，则该误差相对于理论值的比例不能得以优化。具体而言，如果占空因数的误差例如是5％，则该误差的影响根据占空因数的值是大还是小而不同。然而，在第一实施例中，通过设定设计参数以最小化该误差相对于理论值的比例，则可以在整个可接受范围内最小化该误差相对于理论值的比例。

(4)在设计占空因数设定部19的方法中，将占空因数的理论值和设计值之间的误差相对于理论值的比例的平方积分作为评估函数。导致评估函数的最小值的设计参数值定义为设计参数的最佳值。因此，和例如采用误差的平方积分(平方和)作为评估函数的传统方法相比，在第一实施例中，通过优化设计参数使得所述误差相对于理论值的比例在整个可接受范围内都得以最小化。

也就是说，在第一实施例中，占空因数值越大，可接受误差程度就越大，而占空因数值越小，可接受误差程度就越低。因此，所述误差相对于理论值的比例在整个可接受范围内都得以最小化。

(5)利用基于直流电压V_H值的信号(Vc)和CR电路(集成电路29)确定的充电曲线G来设定占空因数。方程：(-(CR/T)×log[(a×V_H+Vamp-b)/Vamp]))用作用于设定占空因数的设计参数。上述误差相对于理论值的比例的平方积分用作评估函数。值T是第一至第四开关元件Q1至Q4的开关周期2T的一半。值a和b是常数。V_H是输入到直流/交流逆变器部分13的直流电压，而Vamp是施加到CR电路的电压。对于当输入到直流/交流逆变器部分13的输入电压(V_H)从106伏变化到155伏时交流逆变器11的输出电压的有效值控制为变成100伏的情况，第一实施例的占空因数的误差的最大值减小到例如采用三角形波替代充电曲线G的情况中该误差的最大值的大约1/16。

(6)在第二比较例中，利用基于直流电压V_H值的信号(Vc)和三角形波来设定占空因数。而且，方程(b-a ×V_H)/Vamp作为设计参数。该误差相对于理论值的比例的平方积分用作评估函数。对于当输入到直流/交流逆变器部分13的直流电压V_H从106伏变化到155伏时交流逆变器11的输出电压的有效值控制为变成100伏的情况，第二比较例的第二比较线Y2将占空因数的误差的最大值减小例如利用误差的平方积分作为评估函数的第一比较线Y1的大约30％。

具体而言，在第二比较例中，提供三角形波发生电路30，以替代曲线生成电路21，如同PWM控制的情况一样。而且，利用该误差相对于理论值的比例的平方积分，而非该误差的平方积分作为评估函数来优化设计参数，这是非常有效的。

(7)直流/直流转换器部分12输出对应于电池15的电压的直流电压(V_H)。因此，和例如直流/直流转换器部分12输出直流电压的恒定值而与电池15的电压波动无关的情况相比，第一实施例中不必执行反馈控制，从而简化了配置。

(8)当将占空因数的理论值和设计值之间误差相对于理论值的比例的平方积分作为评估函数时，由采用三角形波作为电压Vs的第二比较线Y2所导致的误差的比例的最大值为9.89％。由利用CR电路(集成电路29)的充电曲线G作为电压Vs的实际曲线X所导致的所述误差相对于理论值的比例的最大值为0.61％。因此，在采用实际曲线X的第一实施例中，在直流电压V_H波动的整个可接受范围内，即106伏至155伏范围内，误差的比例的最大值减小到9％或更低。

换言之，占空因数设定部19设定占空因数，使得对于落入直流电压V_H波动的可接受范围(V_H＝106伏至155伏)内的任何值，直流/交流逆变器部分13的输出电压的有效值相对于目标值的误差变成9％或更低。因此，直流/交流逆变器部分13的输出电压的有效值在输出时具有不超过相对于理论值的9％的误差。

图9示出本发明的第二实施例。其中采用相同的附图标记来表示和第一实施例对应部件相同的部件，并且对它们不再赘述。

参照图9，第二曲线生成电路37是第二实施例的充电曲线生成电路。第二曲线生成电路37具有电源控制IC 31。电源控制IC 31是具有三角形波发生电路的传统开关电源控制IC。电源控制IC 31具有内部电源VV、电流反射镜电路32、比较器22(未示出)以及放电电路(未示出)。具体而言，比较器22布置在电源控制IC 31内部。电流反射镜电路32具有第一晶体管33和第二晶体管34。第一和第二晶体管33、34连接到内部电源VV。第一晶体管33经第六电阻器Rt接地。第二晶体管34连接到第二电容器Ct。其水平根据第六电阻器Rt的阻值决定的恒定电流从内部电源VV流到第二电容器Ct。换言之，在第二电容器Ct中流动的电流的值等于在第六电阻器Rt中流动的电流的值或者通过将该值乘以常数得到的值。

例如，在仅采用传统电源控制IC 31的电路中，利用恒定电流对第二电容器Ct充电。换言之，传统上，当第二电容器Ct的两端每一端的电压达到预定值时，电源控制IC 31的放电电路(未示出)对第二电容器Ct放电。因此，第二电容器Ct的每端的电压表示周期性三角形波。

然而，图9所示的第二曲线生成电路37包括第七电阻器36。第七电阻器36连接到三角形波发生电路的第二电容器Ct和恒定电压源35。换言之，第二电容器Ct和第七电阻器36形成CR电路并因此形成第二曲线生成电路37。通过这种方式，第二曲线生成电路37由内部电源VV、电流反射镜电路32、第六电阻器Rt、第二电容器Ct、第七电阻器36以及恒定电压源35形成。第七电阻器36和第二电容器Ct的连接点36a连接到比较器22(未示出)的反相输入端。也就是说，第二电容器Ct每端的电压Vct施加到比较器22的反相输入端。

如果恒定电压源35的电压是V，第七电阻器36的阻值是R，第二电容器Ct的电容是Ct以及流过第二晶体管34的电流是I，则第二电容器Ct每端的电压Vct或者第二充电曲线由下述方程表示。

$\mathrm{Vct}=(V+\mathrm{IR})(1-e^{\frac{1}{\mathrm{CR}}})...\left(7\right)$

也就是说，通过将第七电阻器36添加到传统电源控制IC 31，形成具有CR电路的第二曲线生成电路37。换言之，即使采用传统电源控制IC 31，也可以产生第二充电曲线，以及将占空因数设定为期望值。

如下对所示实施例进行修改。

和所示实施例相反，信号发生电路20的输出(Vc)可以输入到比较器22的反相输入端，而曲线生成电路21的输出(Vs)可以输入到非反相输入端。在这种情况下，比较器22根据和所示实施例相反的电平输出信号。具体而言，如果满足条件Vc≤Vs，则比较器22输出高电平信号，如果满足条件Vc＞Vs，则比较器22输出低电平信号。换言之，控制部18控制第一至第四开关元件Q1至Q4的开关，使得比较器22输出低电平信号的时间段对应于第一至第四开关元件Q1至Q4每一个的导通时间。

交流逆变器11的输出电压的有效值不限于100伏，还可以是其他市电电源电压，例如120伏、220伏、230伏或240伏。

在优化设计参数的过程中，可以采用任何类型的评估函数，只要通过该评估函数来评估占空因数的理论值和设计值之间误差相对于理论值的比例即可。换言之，评估函数不必是所述误差相对于理论值的比例的平方积分(平方和)。该评估函数可以是例如误差的比例的绝对值的和或者误差的比例的2n次方积分(n为不小于2的整数)。

交流逆变器11的输出电压的频率不限于60Hz，而可以是例如50Hz。

电池15的电压不限于12伏，而可以是例如24伏或48伏。

第一至第四开关元件Q1至Q4不限于MOSFET，而可以是其他开关元件，例如IGBT。

本发明的逆变器装置不限于用于车辆，而也可以用于其他目的。

在设定所示实施例的设计参数过程中，通过最小化评估函数来优化设计参数。然而，可以计算设计参数，使得评估函数落入产品规格所确定的期望范围内。

Claims (9)

1.一种逆变器装置(11)，其特征在于：

直流/交流逆变器部分(13)，其将输入直流电压(V_H)转换成矩形波的交流电压(V_AC)，并输出所述交流电压(V_AC)，所述直流/交流逆变器部分(13)具有开关元件(Q1，Q2，Q3，Q4)；

控制器(18)，控制开关元件(Q1至Q4)的导通和关断；以及

占空因数设定部(19)，其设定由控制器(18)用于控制所述开关元件(Q1至Q4)的占空因数(t_ON/T)，所述占空因数设定部(19)具有CR电路(29)，所述占空因数设定部(19)利用基于所述直流电压(V_H)值的信号(Vc)和由CR电路(29)确定的充电曲线(G)来确定所述占空因数(t_ON/T)。

2.根据权利要求1所述的逆变器装置(11)，其特征在于：直流/直流转换器部分(12)，其中所述直流/直流转换器部分(12)通过转换直流电压源(15)供给的电能产生所述直流电压(V_H)，并将所述直流电压(V_H)供给到所述直流/交流逆变器部分(13)。

3.根据权利要求1所述的逆变器装置(11)，其特征在于：占空因数设定部(19)设定占空因数(t_ON/T)，使得对于落入所述直流电压(V_H)的波动的可接受范围内的任何值，所述直流/交流逆变器部分(13)的输出电压的有效值相对于目标值的误差变成9％或更低。

4.根据权利要求1所述的逆变器装置(11)，其特征在于：所述占空因数设定部(19)具有用于确定所述充电曲线(G)的曲线生成电路(21)，所述曲线生成电路(21)包括：

恒定电压源(26)；

经电阻器(R5)与所述恒定电压源(26)串联连接的电容器(27)；以及

连接到所述电容器(27)和电阻器(R5)的连接点(27a)的周期设定开关元件(28)，每经过一周期(T)，导通信号输入到所述周期设定开关元件(28)，所述周期(T)是所述开关元件(Q1至Q4)的开关周期(2T)的一半。

5.根据权利要求1至4任意一项所述的逆变器装置(11)，其特征在于所述占空因数设定部(19)具有比较器(22)，所述比较器(22)比较基于所述直流电压(V_H)的信号(Vc)的电压和由所述充电曲线(G)确定的电压(Vs)，并且

其中由所述充电曲线(G)确定的电压(Vs)小于基于所述直流电压(V_H)的信号的电压(Vc)的时间段设定为所述开关元件(Q1至Q4)的导通持续时间(t_ON)。

6.一种用于设计逆变器装置(11)的占空因数设定部(19)的方法，所述逆变器装置(11)包括直流/直流转换器部分(12)和直流/交流逆变器部分(13)，所述直流/直流转换器部分(12)通过转换从直流电压源(15)提供的电能而产生直流电压(V_H)，所述直流/交流逆变器部分(13)将该直流电压(V_H)转换成具有矩形波的交流电压(V_AC)并输出该交流电压(V_AC)，该占空因数设定部(19)设定用于控制该直流/交流逆变器部分(13)的开关元件(Q1，Q2，Q3，Q4)的开关的占空因数(t_ON/T)，该方法的特征在于：

计算占空因数(t_ON/T)的理论值，使得当所述直流电压(V_H)在预定范围内变化时输出电压(V_AC)的有效值变成目标值；

对于所述预定范围内的每个值，计算根据用于设定占空因数(t_ON/T)的设计参数(C，R，a，b，Vamp)确定的占空因数的设计值；

确定占空因数(t_ON/T)的理论值和设计值之间的误差相对于理论值的比例；以及

设定设计参数(C，R，a，b，Vamp)，使得对于所述预定范围内的每个值该比例都落入目标范围内。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：

利用通过在所述预定范围内对占空因数(t_ON/T)的所述理论值和设计值之间的误差相对于所述理论值的比例的平方进行积分而获得的值作为评估函数；以及

利用导致所述评估函数的最小值的设计参数(C，R，a，b，Vamp)值作为所述设计参数的最佳值。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：

利用下述方程确定占空因数(t_ON/T)；以及

利用所述方程的值C，R，a，b和Vamp分别作为设计参数，

其中所述方程是-(CR/T)×log[(a×V_H+Vamp-b)/Vamp]，并且

其中值CR是CR电路(29)的时间常数，值T是所述开关元件(Q1至Q4)的周期(2T)的一半，值a和b均是常数，值V_H是所述直流电压的值，值Vamp是施加到CR电路(29)的电压。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：

利用基于所述直流电压V_H的信号(Vc)和三角形波发生电路(30)的输出来设定占空因数(t_ON/T)；以及

利用(b-a×V_H)/Vamp作为设计参数，

其中值T是所述开关元件(Q1至Q4)的周期(2T)的一半，值a和b均是常数，值V_H是所述直流电压(V_H)的值，值Vamp是由所述三角形波发生电路(30)输出的三角形波的峰值电压。

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