JP5300410B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びこのｄｃ−ｄｃコンバータを備えた車両用灯具の電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力された直流電圧を昇圧または降圧し、入力された直流電圧を所定の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ及びこのＤＣ−ＤＣコンバータを備えた車両用灯具の電源装置に関する。

従来、電子機器等の電源装置として、入力電圧の変動しても出力電圧を一定の範囲に保持することができるチョッパ方式の電源装置が用いられている。

この種の電源装置としては、例えば、降圧用チョッパトランジスタと昇圧用チョッパトランジスタとを共通のチョークコイルを介して接続し、入力電圧が出力電圧よりも高いときには、昇圧用チョッパトランジスタをオフとし、降圧用チョッパトランジスタをオンオフ制御して入力電圧を降圧し、入力電圧が出力電圧よりも低いときには、降圧用チョッパトランジスタをオンとし、昇圧用チョッパトランジスタをオンオフ制御して入力電圧を昇圧するようにしたものが提案されている（特許文献１参照）。

この電源装置によれば、降圧型チョッパ方式の電源装置と昇圧型チョッパ方式の電源装置を同一の回路で実現することができる。

特開昭６２−１８９７０号公報（第２頁から第３頁、図１参照）

従来技術では、入力電圧に応じて降圧用チョッパトランジスタと昇圧用チョッパトランジスタを選択的に動作させるようにしているので、入力電圧が変動しても出力電圧をほぼ一定に保つことができる。

しかし、降圧と昇圧の切替時には、降圧用チョッパトランジスタと昇圧用チョッパトランジスタの動作が円滑に切り替わらないので、出力電圧を一定に保持できない。

すなわち、降圧用チョッパトランジスタや昇圧用チョッパトランジスタに用いるトランジスタには、ターンオン時やターンオフ時にディレイタイムがあるので、降圧と昇圧の切替時に、単に、入力電圧に応じて降圧用チョッパトランジスタと昇圧用チョッパトランジスタを選択的に動作させても、降圧用チョッパトランジスタがオンを維持し、昇圧用チョッパトランジスタがオフを維持することがあり、出力電圧を一定に保持できない。

本発明は、前記従来技術の課題に鑑みて為されたものであり、その目的は、スイッチの動作を規定するためのオンデューティをスイッチング周波数に応じて可変にすることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記目的を達成するために、請求項１に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、 スイッチとチョークコイルと前記スイッチをオンオフ制御する制御部とを備え、入力された直流電圧を変換して出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御部は、振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方が時間軸に沿って周期的に変動する比較電圧を生成し、前記比較電圧と前記出力電圧に対応した検出電圧とを比較し、この比較結果に応じて前記スイッチをオンオフ制御してなる構成とした。

（作用）振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方が周期的に変動する比較電圧と出力電圧に対応した検出電圧とを比較し、この比較結果に応じてスイッチをオンオフ制御するようにしたため、スイッチの動作を規定するためのオンデューティを限りなく１００％または０％まで、スイッチングすることができる。

請求項２に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御部は、前記比較電圧と前記検出電圧とを比較する過程で、前記検出電圧が、前記周期的に変動する上限値または下限値に近づくにつれて、前記スイッチのスイッチング周波数が整数分の一ずつ低下するオンオフ制御を実行してなる構成とした。

（作用）振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方が周期的に変動する比較電圧と検出電圧とを比較する過程で、検出電圧が、周期的に変動する上限値または下限値に近づくにつれて、スイッチのスイッチング周波数が整数分の一ずつ低下するオンオフ制御を実行するようにしたため、オンデューティを限りなく１００％または０％まで、スイッチをスイッチングすることができる。

請求項３に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御部は、前記比較電圧として、前記振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方と周波数がそれぞれ相異なる複数の比較電圧を生成してなる構成とした。

（作用）比較電圧として、振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方と周波数がそれぞれ相異なる複数の比較電圧を入力し、入力した各比較電圧と検出電圧とを比較し、この比較結果に応じてスイッチをオンオフ制御するようにしたので、周波数の相異なる比較電圧と検出電圧とが比較される毎に、スイッチのスイッチング周波数が変動する。このため、比較電圧として、周波数が同一のものを用いたときよりも、スイッチング周波数が変動する分、ラジオノイズを低減することができる。

請求項４に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力された直流電圧を前記スイッチをオンオフして出力電圧に変換するコンバータ部を備え、前記コンバータ部として、直流電源から直流電圧を入力する降圧スイッチと、前記降圧スイッチに接続されたチョークコイルを有し、入力電圧より低い出力電圧を出力する降圧部と、前記チョークコイルを介して前記降圧スイッチに接続された昇圧スイッチを有し、入力電圧より高い出力電圧を出力する昇圧部を備え、前記制御部は、前記降圧スイッチまたは前記昇圧スイッチを制御対象として構成され、前記制御部は、前記入力電圧が前記出力電圧よりも高い降圧モードと、前記入力電圧が前記出力電圧よりも低い昇圧モードと、前記入力電圧と前記出力電圧がほぼ等しい導通モードを備え、前記降圧モードと前記導通モードとの切替時または前記導通モードと前記昇圧モードとの切替時には、前記検出電圧が、前記周期的に変動する上限値または下限値に近づくにつれて、前記降圧スイッチまたは前記昇圧スイッチのスイッチング周波数が整数分の一ずつ低下するオンオフ制御を実行してなるとともに、前記降圧モードのときには、前記降圧スイッチをオンオフ制御し、前記昇圧スイッチをオフに維持し、前記昇圧モードのときには、前記降圧スイッチをオンに維持し、前記昇圧スイッチをオンオフ制御し、前記導通モードのときには、前記降圧スイッチをオンに維持し、前記昇圧スイッチをオフに維持してなる構成とした。

（作用）降圧モードと導通モードとの切替時または導通モードと昇圧モードとの切替時には、検出電圧が、周期的に変動する上限値または下限値に近づくにつれて、降圧スイッチまたは昇圧スイッチのスイッチング周波数が整数分の一ずつ低下するオンオフ制御を実行するようにしたため、オンデューティを１００％または０％に近づける方向で、スイッチをスイッチングすることができ、モードの切替時にも出力電圧を一定に保持することができる。また、降圧モードのときには、降圧スイッチをオンオフ制御し、昇圧スイッチをオフに維持することで、入力電圧を降圧することができる。昇圧モードのときには、降圧スイッチをオンに維持し、昇圧スイッチをオンオフ制御することで、入力電圧を昇圧することができる。導通モードのときには、降圧スイッチをオンに維持し、昇圧スイッチをオフに維持することで、入力電圧とほぼ等しい電圧を出力することができる。

請求項５に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、請求項２〜請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング周波数の整数分の一ずつの低下は、まず二分の一に低下し、次に四分の一に低下する構成とした。

（作用）降圧モードと導通モードとの切替時または導通モードと昇圧モードとの切替時には、検出電圧が、周期的に変動する上限値または下限値に近づくにつれて、降圧スイッチまたは昇圧スイッチのスイッチング周波数が、まず二分の一に低下し、次に四分の一に低下するようオンオフ制御を実行するようにしたため、オンデューティを１００％または０％に近づける方向で、スイッチをスイッチングすることができ、モードの切替時にも出力電圧を一定に保持することができる。

請求項６における車両用灯具の電源装置においては、請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、前記出力電圧が出力される出力端にはＬＥＤが接続されてなる構成とした。

（作用）上述の如く構成したＤＣ−ＤＣコンバータを備えることにより、ＬＥＤに対する出力電圧を所定の電圧に保持することができる。

以上の説明から明らかなように、請求項１および請求項２によれば、オンデューティを限りなく１００％または０％まで、スイッチをスイッチングすることができる。

請求項３によれば、ラジオノイズを低減することができる。

請求項４によれば、モードの切替時にも出力電圧を一定に保持することができるとともに、入力電圧とほぼ等しい電圧を出力することができる。

請求項５によれば、モードの切替時にも出力電圧を一定に保持することができる。

請求項６によれば、降圧と昇圧との切替え時にも出力電圧を所定の電圧に保持することができ、車両用灯具の電源装置の性能の向上に寄与することができる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施例を示す車両用灯具の電源装置の回路構成図、図２（ａ）〜（ｅ）は、比較波とエラー電圧を基にスイッチング周波数とオンデューティが変化するオンオフ信号を生成する過程を説明するための波形図、図３は、エラー電圧Ｖｅ１とエラー電圧Ｖｅ２との関係を説明するための特性図、図４は、比較波Ａ〜ＥおよびＡ’〜Ｅ’とモード判定用基準電圧Ｖｏとの関係を説明するための波形図、図５は、降圧時におけるスイッチング信号のオンデューティと入出力電圧比との関係を示す特性図、図６は、昇圧時におけるスイッチング信号のオンデューティと入出力電圧比との関係を示す特性図、図７は、エラー電圧と出力電圧との関係を示す特性図、図８は、上限値と下限値の両方が周期的に変動する比較波を説明するための波形図である。

図１において、車両用灯具の電源装置１０は、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータとして、入力電圧より低い出力電圧を出力する降圧部１２と、入力電圧より高い出力電圧を出力する昇圧部１４と、降圧部１２と昇圧部１４を制御する制御部１６を備えている。

降圧部１２は、降圧スイッチ１８と、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１と、チョークコイル（インダクタ）Ｌ１を備えている。降圧スイッチ１８は、スッチング素子、例えば、ＮＭＯＳトランジスタで構成され、ＮＭＯＳトランジスタのドレインが入力端子２０に接続され、ソースがダイオードＤ１を介して接地されているとともに、チョークコイルＬ１の一端に接続され、ゲートが制御部１６に接続されている。コンデンサＣ１の両端は、入力端子２０、２２にそれぞれ接続されている。入力端子２０は、電源スイッチ２４を介して車載バッテリ（直流電源）２６のプラス端子に接続され、入力端子２２は、車載バッテリ２６のマイナス端子に接続されている。

昇圧部１４は、降圧部１２と共通のチョークコイル（インダクタ）Ｌ１を備えているとともに、昇圧スイッチ２８と、コンデンサＣ２と、ダイオードＤ２を備えている。昇圧スイッチ２８は、スッチング素子、例えば、ＮＭＯＳトランジスタで構成され、ＮＭＯＳトランジスタのドレインがチョークコイルＬ１の他端に接続されているとともに、ダイオードＤ２を介して出力端子３０に接続され、ソースが接地され、ゲートが制御部１６に接続されている。コンデンサＣ２は、その一端がダイオードＤ２と出力端子３０に接続され、他端が接地されているとともに出力端子３２に接続されている。出力端子３０、３２の両端には、ランプ、ＬＥＤなどの負荷３４が接続されている。

降圧スイッチ１８と昇圧スイッチ２８は、制御部１６からのオンオフ信号（スイッチング信号）に応答してオンオフし、オフ信号に応答してオフとなり、オン信号に応答してオンとなる。

例えば、入力端子２０、２２間に印加される入力電圧Ｖｉｎよりも、出力端子３０、３２から負荷３４に印加される出力電圧Ｖｏｕｔが高い、降圧モード（第１の制御モード）のときには、降圧スイッチ１８は、制御部１６からのオンオフ信号に応答してオンオフし、昇圧スイッチ２８はオフ信号に応答してオフとなる。

昇圧スイッチ２８がオフに維持されているときに、降圧スイッチ１８がオンになると、入力端子２０、２２間に印加された直流電圧がコンデンサＣ１の両端に印加されるとともに、降圧スイッチ１８に電流が流れる。この電流は、チョークコイルＬ１、ダイオードＤ２を介して負荷３４に流れる。これにより、チョークコイルＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、昇圧スイッチ２８がオフに維持されているときに、降圧スイッチ１８がオフになると、ダイオードＤ１の導通により、チョークコイルＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが、チョークコイルＬ１、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２および負荷３４に供給され、入力電圧Ｖｉｎが降圧されて出力端子３０、３２から出力される。

また、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔよりも低い、昇圧モード（第２の制御モード）のときには、降圧スイッチ１８は、制御部１６からのオン信号に応答してオンとなり、昇圧スイッチ２８は、制御部１６からのオンオフ信号に応答してオンオフする。

降圧スイッチ１８がオンに維持されているときに、昇圧スイッチ２８がオンになると、車載バッテリ２６からの電流が降圧スイッチ２８、チョークコイルＬ１を介して昇圧スイッチ２８に流れる。これにより、チョークコイルＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、降圧スイッチ１８がオンに維持されているときに、昇圧スイッチ２８がオフになると、ダイオードＤ２の導通により、チョークコイルＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが、チョークコイルＬ１、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２および負荷３４に供給され、入力電圧Ｖｉｎが昇圧されて出力端子３０、３２から出力される。

また、降圧モードから昇圧モードへ移行するとき、あるいは昇圧モードから降圧モードへ移行するときには、導通モード（第３の制御モード）として、降圧スイッチ１８をオンに維持し、昇圧スイッチ２８をオフに維持する制御を実行する。

この際、降圧モードから導通モードに移行するときには、降圧スイッチ１８に対するオンオフ信号のオンデューティを１００％に近づける制御を実行し、昇圧モードから導通モードに移行するときには、昇圧スイッチ２８に対するオンオフ信号のオンデューティを０％に近づける制御を実行する。

すなわち、制御部１６は、降圧モード（第１の制御モード）と昇圧モード（第２の制御モード）および導通モード（第３の制御モード）を備え、各モードに応じて制御信号（オンオフ信号、オン信号およびオフ信号を含む信号）を生成し、生成した制御信号を降圧スイッチ１８と昇圧スイッチ２８に出力する。

具体的には、制御部１６は、誤差増幅回路３６と、比較波発生回路３８と、増幅比較回路４０と、スイッチングモード切替回路４２と、制御信号発生回路４４を備えている。

誤差増幅回路３６は、エラーアンプ（誤差増幅器）５０と、ツェナーダイオードＺＤ１と、コンデンサＣ３と、抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５〜Ｒ１０を備えている。

エラーアンプ５０は、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧して得られた電圧を、フィードバック電圧Ｖｆとして、抵抗Ｒ８を介してマイナス端子に入力する。エラーアンプ５０は、プラス端子に印加される設定電圧（基準電圧Ｖｒを抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ９で分圧して得られた電圧）Ｖｓとマイナス端子に印加されるフィードバック電圧Ｖｆとの差の電圧を増幅し、増幅された電圧を、出力電圧Ｖｏｕｔに対応したエラー電圧Ｖｅ１（第１の検出電圧）として、抵抗Ｒ６を介して増幅比較回路４０に出力する。

比較波発生回路３８は、振幅が時間軸に沿って周期的に変化する比較波として、三角波信号の振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方が周期的に変動する比較電圧を発生する比較波発生器で構成されている。

例えば、比較波発生回路３８は、図２（ａ）に示すように、振幅と周波数が相異なる５種類の比較波Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅを生成し、生成した比較波Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅを比較波Ａ、Ｂ、Ａ、Ｃ、Ａ、Ｂ、Ａ、Ｄ、Ａ、Ｂ、Ａ、Ｃ、Ａ、Ｂ、Ａ、Ｅの順に周期的に増幅比較回路４０に出力する。

この場合、比較波Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅは、下限値と傾きは同一であるが、上限値Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１、Ｅ１と周波数は相異なる値に設定されている。各比較波Ａ〜Ｅの電圧レベルの関係は、比較波Ａの上限値Ａ１＜比較波Ｂの上限値Ｂ１＜比較波Ｃの上限値Ｃ１＜比較波Ｄの上限値Ｄ１＜比較波Ｅの上限値Ｅ１に設定され、各上限値Ａ１〜Ｅ１の間隔は等間隔で、上限値Ｅ１が上限値Ａ１の約１．４倍である。また、比較波Ａ〜Ｅは、約２．２ＭＨｚ〜約１．６ＭＨｚの周波数が割り当てられ、比較波Ａの周波数は、約２．２ＭＨｚで、比較波Ｅの周波数は約１．６ＭＨｚである。

増幅比較回路４０は、オペアンプ５６、５８と、コンパレータ６０と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３と、ダイオードＤ３、Ｄ４を備えている。オペアンプ５６は、プラス入力端子が抵抗Ｒ６を介してエラーアンプ５０の出力端子に接続され、マイナス入力端子が抵抗Ｒ１１を介して基準電圧Ｖｒに接続されているとともに、ダイオードＤ３、Ｄ４のアノードおよびコンパレータ６０のプラス入力端子に接続され、出力端子がダイオードＤ３のカソードに接続されている。

このオペアンプ５６は、ボルテージホロワまたはバッファ回路として構成され、エラーアンプ５０の出力によるエラー電圧Ｖｅ１を、図３の特性Ｘで示すエラー電圧Ｖｅ２（出力電圧Ｖｏｕｔに対応した第２の検出電圧）としてコンパレータ６０のプラス入力端子に出力する。

オペアンプ５８は、プラス入力端子がモード判定用基準電圧Ｖｏ（比較波Ｅの上限値よりもわずかに大きい電圧：図４参照）に接続され、マイナス入力端子が抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ６を介してエラーアンプ５０の出力端子に接続されているとともに、抵抗Ｒ１２を介してダイオードＤ３、Ｄ４のアノードおよびコンパレータ６０のプラス入力端子に接続され、出力端子がダイオードＤ４のカソードに接続されている。

このオペアンプ５８は、増幅度１の反転増幅器として構成され、エラーアンプ５０の出力によるエラー電圧Ｖｅ１がモード判定用基準電圧Ｖｏを超えたときに、エラー電圧Ｖｅ１を反転し、反転したエラー電圧Ｖｅ１を、図３の特性Ｙで示すエラー電圧Ｖｅ２（Ｖｅ２＝２×Ｖｏ−Ｖｅ１）として、コンパレータ６０のプラス入力端子に出力する。

コンパレータ６０は、プラス入力端子に入力されたエラー電圧Ｖｅ２と、比較波発生回路３８からマイナス入力端子に入力された比較波Ａ〜Ｅとを比較し、この比較結果に応じた信号を出力するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コンパレータとして構成されている。

このコンパレータ６０は、例えば、エラー電圧Ｖｅ１＜モード判定用基準電圧Ｖｏで、エラー電圧Ｖｅ２が特性Ｘに従って変化する降圧モードのときには、比較波Ａとエラー電圧Ｖｅ２との比較により、オンデューティが９０％以下のオンオフ信号（ＰＷＭ変調信号）を出力できるとき、比較波Ｂ〜Ｅとエラー電圧Ｖｅ２との比較により、オンデューティが９０％より大きいオンオフ信号を出力できる。

また、コンパレータ６０は、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏで、エラー電圧Ｖｅ２が特性Ｙに従って変化する昇圧モードのときには、図４に示すように、比較波Ａ〜Ｅから得られた仮想の比較波Ａ’〜Ｅ’を比較対象とし、比較波Ａ’とエラー電圧Ｖｅ２との比較により、オンデューティが１０％より大きいオンオフ信号を出力できるとき、比較波Ｂ’〜Ｅ’とエラー電圧Ｖｅ２との比較により、オンデューティが１０％より小さいオンオフ信号を出力できる。

すなわち、エラー電圧Ｖｅ１を単に直線的に増幅すると、エラー電圧Ｖｅ１がモード判定用基準電圧Ｖｏを超えた後も、エラー電圧Ｖｅ２は、図３に示す特性Ｘ’に沿って直線的に変化する。この場合、コンパレータ６０の他に、特性Ｘ’に合った電圧レベルを比較対象とするコンパレータが必要になるとともに、特性Ｘ’に合った電圧レベルの比較波を５種類発生することができる比較波発生器が必要となる。

そこで、本実施例では、降圧モードと昇圧モードで必要なオンオフ信号を単一のコンパレータ６０と単一の比較波発生回路３８で生成するために、エラー電圧Ｖｅ１がモード判定用基準電圧Ｖｏを超えたときには、エラー電圧Ｖｅ１を反転し、この反転により得られたエラー電圧Ｖｅ２と比較波Ａ〜Ｅとをコンパレータ６０で比較することとしている。

この場合、コンパレータ６０は、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏの条件下でも、実際には、エラー電圧Ｖｅ２と比較波Ａ〜Ｅとを比較している。但し、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏのときには、エラー電圧Ｖｅ２は、エラー電圧Ｖｅ１に対して反比例の関係にあることを考慮すると、相対的には、コンパレータ６０は、エラー電圧Ｖｅ２と仮想の比較波Ａ’〜Ｅ’とを比較していることになる。

なお、仮想の比較波Ａ’〜Ｅ’は、図４に示すように、比較波Ａ〜Ｅを、モード判定用基準電圧Ｖｏを基準に線対称の電圧レベルに変換して得られたと見なすことできる。

また、比較波Ａ’、Ｂ’、Ｃ’、Ｄ’、Ｅ’は、上限値が同一で、比較波Ｅ’の下限値＜比較波Ｄ’の下限値＜比較波Ｃ’の下限値＜比較波Ｂ’の下限値＜比較波Ａ’の下限値の関係にある。

スイッチングモード切替回路４２は、コンパレータ６２を備えている。このコンパレータ６２は、プラス入力端子が抵抗Ｒ６を介してエラーアンプ５０の出力端子に接続され、マイナス入力端子がモード判定用基準電圧Ｖｏに接続され、出力端子が制御信号発生回路４４に接続されている。

コンパレータ６２は、プラス入力端子に入力されるエラー電圧Ｖｅ１とマイナス入力端子に入力されるモード判定用基準電圧Ｖｏとを比較し、この比較結果に応じた電圧を制御信号発生回路４４に出力する。

例えば、コンパレータ６２は、エラー電圧Ｖｅ１＜モード判定用基準電圧Ｖｏのときには、降圧モードとして、“Ｌ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１を制御信号発生回路４４に出力し、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏのときには、昇圧モードとして、“Ｈ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１を制御信号発生回路４４に出力する。

制御信号発生回路４４は、ＥＸＯＲゲート６４と、ＯＲゲート６６と、ＡＮＤゲート６８を備えている。ＥＸＯＲゲート６４は、排他的論理和回路として、一方の入力端子がコンパレータ６０の出力端子に接続され、他方の入力端子がコンパレータ６２の出力端子に接続され、出力端子がＯＲゲート６６の一方の入力端子とＡＮＤゲート６８の一方の入力端子に接続されている。

このＥＸＯＲゲート６４は、“Ｌ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、降圧モードのときには、コンパレータ６０の出力によるオンオフ信号をそのまま（オンデューティを変化させずに）ＯＲゲート６６とＡＮＤゲート６８に出力する。

一方、“Ｈ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、昇圧モードのときには、ＥＸＯＲゲート６４は、コンパレータ６０の出力によるオンオフ信号のレベルを反転し、反転したレベルのオンオフ信号（オフデューティをオンデューティに反転させたオンオフ信号）をＯＲゲート６６とＡＮＤゲート６８に出力する。

ＯＲゲート６６は、“Ｌ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、降圧モードのときには、ＥＸＯＲゲート６４の出力によるオンオフ信号を制御信号として降圧スイッチ１８に出力し、“Ｈ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、昇圧モードのときには、“Ｈ”レベルのオン信号を制御信号として降圧スイッチ１８に出力する。

ＡＮＤゲート６８は、“Ｌ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、降圧モードのときには、“Ｌ”レベルのオフ信号を制御信号として昇圧スイッチ２８に出力し、“Ｈ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、昇圧モードのときには、ＥＸＯＲゲート６４から入力されたオンオフ信号を制御信号として昇圧スイッチ２８に出力する。

すなわち、制御信号発生回路４４は、エラー電圧Ｖｅ１＜モード判定用基準電圧Ｖｏで、エラー電圧Ｖｅ２が特性Ｘに従って変化し、コンパレータ６２から“Ｌ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、降圧モードのときには、オンオフ信号で降圧スイッチ１８をオンオフ（スイッチング）し、オフ信号に従って昇圧スイッチ２８をオフに維持する。

また、制御信号発生回路４４は、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏで、エラー電圧Ｖｅ２が特性Ｙに従って変化し、コンパレータ６２から“Ｈ”レベルのスイッチングモード切替信号Ｓ１が入力される、昇圧モードのときには、オンオフ信号で昇圧スイッチ２８をオンオフ（スイッチング）し、オン信号に従って降圧スイッチ１８をオンに維持する。

一方、制御信号発生回路４４は、エラー電圧Ｖｅ１≒モード判定用基準電圧Ｖｏとなる、導通モードのときには、モード判定用基準電圧Ｖｏは、比較波Ｅの上限値Ｅ１よりもわずかに大きい値に設定され、コンパレータ６０からオンオフ信号が出力されないので、オン信号に従って降圧スイッチ１８をオンに維持し、オフ信号に従って昇圧スイッチ２８をオフに維持する。

この際、降圧モードから導通モードに移行する過程で、エラー電圧Ｖｅ１＜モード判定用基準電圧Ｖｏで、エラー電圧Ｖｅ２が特性Ｘに従って変化し、コンパレータ６０で比較波Ａとエラー電圧Ｖｅ２とが比較されたときには、比較波Ａの上限値Ａ１より、エラー電圧Ｖｅ２が小さい場合に、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、オンデューティが９０％以下でスイッチング周波数が約２ＭＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって降圧スイッチ１８がオンオフ制御される。

また、エラー電圧Ｖｅ１＜モード判定用基準電圧Ｖｏの条件下で、コンパレータ６０で比較波Ａの上限値Ａ１よりエラー電圧Ｖｅ２が大きくなるように、エラー電圧Ｖｅ１が順次高くなると、コンパレータ６０では比較波Ｂ〜Ｅとエラー電圧Ｖｅ２とが比較され、この比較結果に従って降圧スイッチ１８がオンオフ制御される。

例えば、コンパレータ６０で比較波Ｂ〜Ｅとエラー電圧Ｖｅ２とが比較されたときには、図２（ａ）、（ｃ）に示すように、図２（ｂ）のときよりも、等間隔で順次パルス抜けが発生し、スイッチング周波数が二分の一に低下し、オンデューティ＝９５％でスイッチング周波数が約１ＭＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって降圧スイッチ１８がオンオフ制御される。

次に、エラー電圧Ｖｅ１が高くなり、図２（ａ）、（ｄ）に示すように、コンパレータ６０で比較波Ｃ〜Ｅとエラー電圧Ｖｅ２とが比較されたときには、図２（ｂ）のときよりも、等間隔で順次パルス抜けが発生し、スイッチング周波数が四分の一に低下し、オンデューティ＝９７．５％でスイッチング周波数が約５００ｋＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって降圧スイッチ１８がオンオフ制御される。

さらに、エラー電圧Ｖｅ１が高くなり、図２（ａ）、（ｅ）に示すように、コンパレータ６０で比較波Ｄ、Ｅとエラー電圧Ｖｅ２とが比較されたときには、図２（ｂ）のときよりも、等間隔で順次パルス抜けが発生し、スイッチング周波数が八分の一に低下し、オンデューティ＝９８．５％でスイッチング周波数が約２５０ｋＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって降圧スイッチ１８がオンオフ制御される。

このように、降圧モードから導通モードに移行する過程で、エラー電圧Ｖｅ１＜モード判定用基準電圧Ｖｏの条件下で、エラー電圧Ｖｅ２が特性Ｘに従って変化するときには、オンデューティが９０％以下でスイッチング周波数が約２ＭＨｚのオンオフ信号に従って降圧スイッチ１８をオンオフするとともに、オンデューティが９５％、９７．５％、９８．７５％でスイッチング周波数が約１ＭＨｚ、５００ｋＨｚ、２５０ｋＨｚのオンオフ信号に従って降圧スイッチ１８をオンオフすることができる。

すなわち、降圧モードから導通モードに移行する過程または導通モードから降圧モードに移行する過程では、オンデューティがほぼ１００％に近いオンオフ信号によって降圧スイッチ１８をオンオフ（スイッチング）することができる。

なお、比較波の数を６個以上にし、オンオフ信号のスイッチング周波数を、２ＭＨｚ、１ＭＨｚ、５００ｋＨｚ、２５０ｋＨｚ、１２５ｋＨｚ、６２．５ｋＨｚ、…のように順次低下させることで、オンオフ信号のオンデューティを限りなく１００％に近づけることができる。

一方、導通モードから昇圧モードに移行する過程で、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏで、エラー電圧Ｖｅ２が特性Ｙに従って変化するときには、コンパレータ６０は、仮想の比較波Ａ’〜Ｅ’とエラー電圧Ｖｅ２とを比較し、ＥＸＯＲゲート６４は、コンパレータ６０の出力を反転したオンオフ信号を出力する。

このため、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏの条件下で、コンパレータ６０で比較波Ｄ’、Ｅ’とエラー電圧Ｖｅ２が比較されたときには、オンデューティが１．２５％でスイッチング周波数が約２５０ｋＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって昇圧スイッチ２８がオンオフ制御される。

エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏの条件下で、コンパレータ６０で比較波Ｃ’、Ｄ’、Ｅ’とエラー電圧Ｖｅ２が比較されたときには、オンデューティが２．５％でスイッチング周波数が約５００ｋＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって昇圧スイッチ２８がオンオフ制御される。

また、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏの条件下で、コンパレータ６０で比較波Ｂ’、Ｃ’、Ｄ’、Ｅ’とエラー電圧Ｖｅ２が比較されたときには、オンデューティが５％でスイッチング周波数が約１ＭＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって昇圧スイッチ２８がオンオフ制御される。

さらに、エラー電圧Ｖｅ１＞モード判定用基準電圧Ｖｏの条件下で、コンパレータ６０で比較波Ａ’、Ｂ’、Ｃ’、Ｄ’、Ｅ’とエラー電圧Ｖｅ２が比較されたときには、オンデューティが１０％でスイッチング周波数が約２ＭＨｚのオンオフ信号が生成され、このオンオフ信号によって昇圧スイッチ２８がオンオフ制御される。

すなわち、導通モードから昇圧モードに移行する過程または昇圧モードから導通モードに移行する過程では、オンデューティがほぼ０％に近いオンオフ信号によって昇圧スイッチ２８をオンオフ（スイッチング）することができる。

なお、比較波の数を６個以上にし、コンパレータ６０から出力されるオンオフ信号のスイッチング周波数を、２ＭＨｚ、１ＭＨｚ、５００ｋＨｚ、２５０ｋＨｚ、１２５ｋＨｚ、６２．５ｋＨｚ、…のように順次低下させることで、オンオフ信号のオンデューティを限りなく０％に近づけることができる。

ここで、降圧スイッチ１８に印加されるオンオフ信号のオンデューティと電源装置１０の入出力電圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）の関係は、図５の特性で表わされ、昇圧スイッチ２８に印加されるオンオフ信号のオンデューティと電源装置１０の入出力電圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）の関係は、図６の特性で表わされる。

このため、入出力電圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）＝１となるとき、すなわち、降圧スイッチ１８に印加されるオンオフ信号のオンデューティ＝１００％、昇圧スイッチ２８に印加されるオンオフ信号のオンデューティ＝０％で降圧モードと昇圧モードとの切替を行うことで、理論的には、降圧モードと昇圧モードの切り替え時にも、電源装置１０から出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に出力することができる。

ところが、降圧スイッチ１８と昇圧スイッチ２８を構成するスイッチング素子がオンオフ動作する際には、スイッチング可能な最小のオン時間とオフ時間に伴うディレイ時間（スイッチング素子のターンオンまたはターンオフに伴うディレイ時間＝スイッチング時間）が存在するので、オンデューティの値によっては、出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に出力することができないことがある。

例えば、降圧スイッチ１８と昇圧スイッチ２８を構成するスイッチング素子に印加されるオンオフ信号の周波数（スイッチング周波数）を２ＭＨｚ（周期＝５００ｎｓ）とし、このオンオフ信号の最小オン時間＝最小オフ時間＝５０ｎｓとすると、図７に示すように、降圧スイッチ１８を構成するスイッチング素子は、降圧時（降圧モードＭ１時）におけるオンオフ信号のオンデューティが９０％よりも小さいときには、スイッチング動作するが、降圧時におけるオンオフ信号のオンデューティが９０％以上になるとスイッチング動作することができない。

また、昇圧スイッチ２８を構成するスイッチング素子は、昇圧時（昇圧モードＭ２時）におけるオンオフ信号のオンデューティが１０％よりも大きいときには、スイッチング動作するが、昇圧時におけるオンオフ信号のオンデューティが１０％以下になるとスイッチング動作することができない。

すなわち、降圧スイッチ１８と昇圧スイッチ２８を構成するスイッチング素子は、降圧時（降圧モードＭ１時）におけるオンオフ信号のオンデューティが９０％以上〜昇圧時（昇圧モードＭ２時）におけるオンオフ信号のオンデューティが１０％以下の範囲Ｗでは、スイッチング動作することなく、チョークコイルＬ１を介して導通する。

このため、降圧モードによる制御と昇圧モードによる制御のいずれかを選択する制御だけでは、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがほぼ同じになる、降圧モードから昇圧モードへの切り替え時あるいは、昇圧モードから降圧モードへの切り替え時に、エラー電圧Ｖｅに応じて、出力電圧Ｖｏｕｔを、図７の破線のように、制御したくても、実線のようになり、出力電圧Ｖｏｕｔを正確に制御できないことになる。

特に、スイッチング周波数が高周波で、入出力電圧が大きい程、出力電圧Ｖｏｕｔを正確に制御できない。これは、スイッチング周波数が高周波になる程、１周期の時間が短くなり、１周期に対するスイッチング時間の割合が大きくなるためである。また、入出力電圧が大きいと、スイッチング素子の耐圧を大きくする必要があり、一般的に、耐圧が大きいスイッチング素子程、スイッチング時間の値も大きいためである。

これに対して、本実施例では、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔよりも高い、降圧モード時には、降圧スイッチ１８をオンオフ信号でオンオフ制御し、昇圧スイッチ２８をオフ信号によってオフに維持し、一方、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔよりも低い、昇圧モード時には、降圧スイッチ１８をオン信号によってオンに維持し、昇圧スイッチ２８をオンオフ信号でオンオフ制御することとしている。

また、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがほぼ同じとなる、導通モード時には、降圧スイッチ１８をオンに維持し、昇圧スイッチ２８をオフに維持することとしている。

さらに、降圧モードと導通モードとの切替時（降圧モードから導通モードに移行するとき、または導通モードから降圧モードに移行するとき）には、上限値Ａ１〜Ｅ１が周期的に変動する比較波Ａ〜Ｅとエラー電圧Ｖｅ２との比較により、スイッチング周波数を約２ＭＨｚ〜２５０ｋＨｚの範囲で変動させ、オンデューティがほぼ１００％に近いオンオフ信号によって降圧スイッチ１８をオンオフ（スイッチング）することとしている。

また、導通モードと昇圧モードとの切替時（導通モードから昇圧モードに移行するとき、または昇圧モードから導通モードに移行するとき）にも、上限値Ａ１〜Ｅ１が周期的に変動する比較波Ａ〜Ｅとエラー電圧Ｖｅ２との比較により、スイッチング周波数を約２ＭＨｚ〜２５０ｋＨｚの範囲で変動させ、オンデューティがほぼ０％に近いオンオフ信号によって昇圧スイッチ２８をオンオフ（スイッチング）することとしている。

このため、降圧モードと導通モードとの切替時または導通モードと昇圧モードとの切替時に、出力電圧Ｖｏｕｔを、図７の破線のように、制御することでき、入力電圧Ｖｉｎが変化しても出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に出力することができる。

従って、本実施例によれば、降圧と昇圧との切替時にも出力電圧Ｖｏｕｔを所定の電圧に保持することができ、電源装置１０の性能の向上に寄与することができる。

また、本実施例によれば、比較波Ａ〜Ｅの上限値Ａ１〜Ｅ１を周期的に変動させて、スイッチング周波数を変動させるようにしたため、降圧スイッチ１８と昇圧スイッチ２８の動作を規定するためのオンデューティを限りなく１００％または０％までスイッチをスイッチングすることができる。

さらに、本実施例によれば、降圧モードから導通モードに移行する過程または導通モードから降圧モードに移行する過程では、オンデューティがほぼ１００％に近いオンオフ信号によって降圧スイッチ１８をオンオフ（スイッチング）することができ、導通モードから昇圧モードに移行する過程または昇圧モードから導通モードに移行する過程では、オンデューティがほぼ０％に近いオンオフ信号によって昇圧スイッチ２８をオンオフ（スイッチング）することができる。

本実施例においては、比較波Ａ〜Ｅとして、周波数が相異なるものを用い、比較波Ａ〜Ｅがコンパレータ６０で比較対象となる毎に、スイッチング周波数を変動させるようにしているため、比較波Ａ〜Ｅとして、周波数が同一なものを用いたときよりも、スイッチング周波数が変動する分、ラジオノイズを低減することができる。

本実施例においては、比較波Ａ〜Ｅとして、下限値と傾きが同一で、上限値と周波数が相異なるものについて述べたが、図８に示すように、比較波Ａ〜Ｅとして、下限値と上限値がそれぞれ異なるものを生成し、生成した比較波Ａ〜Ｅをコンパレータ６０で比較する構成を採用することもできる。

すなわち、比較波Ａ〜Ｅの上限値Ａ１〜Ｅ１を周期的に変動させるだけでなく、比較波Ａ〜Ｅの下限値Ａ２〜Ｅ２を周期的に変動させて、スイッチング周波数を変動させることもできる。

また、本実施例においては、電源装置１０を昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用したものについて述べたが、本発明は、他のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。

例えば、降圧部１２と、制御部１６のうち降圧部１２の降圧スイッチ１８を制御する要素を備え、降圧コンバータあるいは降圧チョッパを構成するもの、あるいは、昇圧部１４と、制御部１６のうち昇圧部１４の昇圧スイッチ２８を制御する要素を備え、昇圧コンバータあるいは昇圧チョッパを構成するものに適用したり、反転チョッパに適用したりすることもできる。

本発明を降圧コンバータあるいは降圧チョッパを構成するものに適用した場合、降圧モードから導通モードに移行する過程または導通モードから降圧モードに移行する過程では、オンデューティがほぼ１００％に近いオンオフ信号によって降圧スイッチをオンオフ（スイッチング）することができる。

また、本発明を昇圧コンバータあるいは昇圧チョッパを構成するものに適用した場合、導通モードから昇圧モードに移行する過程または昇圧モードから導通モードに移行する過程では、オンデューティがほぼ０％に近いオンオフ信号によって昇圧スイッチをオンオフ（スイッチング）することができる。

また、本実施例では、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバックする方式を採用しているが、出力電流または出力電力をフィードバックする方式を採用することもできる。

本発明の一実施例を示す車両用灯具の電源装置の回路構成図である。 （ａ）〜（ｅ）は、比較波とエラー電圧を基にスイッチング周波数とオンデューティが変化するオンオフ信号を生成する過程を説明するための波形図である。 エラー電圧Ｖｅ１とエラー電圧Ｖｅ２との関係を説明するための特性図である。 比較波Ａ〜ＥおよびＡ’〜Ｅ’とモード判定用基準電圧Ｖｏとの関係を説明するための波形図である。 降圧時におけるスイッチング信号のオンデューティと入出力電圧比との関係を示す特性図である。 昇圧時におけるスイッチング信号のオンデューティと入出力電圧比との関係を示す特性図である。 エラー電圧と出力電圧との関係を示す特性図である。 上限値と下限値の両方が周期的に変動する比較波を説明するための波形図である。

１０ 電源装置（昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ）
１２ 降圧部
１４ 昇圧部
１６ 制御部
１８ 降圧スイッチ
２８ 昇圧スイッチ
３６ 誤差増幅回路
３８ 比較波発生回路
４０ 増幅比較回路
４２ スイッチングモード切替回路
４４ 制御信号発生回路

Claims (6)

1. スイッチとチョークコイルと前記スイッチをオンオフ制御する制御部とを備え、入力された直流電圧を変換して出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御部は、振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方が時間軸に沿って周期的に変動する比較電圧を生成し、前記比較電圧と前記出力電圧に対応した検出電圧とを比較し、この比較結果に応じて前記スイッチをオンオフ制御してなる、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御部は、前記比較電圧と前記検出電圧とを比較する過程で、前記検出電圧が、前記周期的に変動する上限値または下限値に近づくにつれて、前記スイッチのスイッチング周波数が整数分の一ずつ低下するオンオフ制御を実行してなる、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御部は、前記比較電圧として、前記振幅の上限値または下限値のうち少なくとも一方と周波数がそれぞれ相異なる複数の比較電圧を生成してなる、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   入力された直流電圧を前記スイッチをオンオフして出力電圧に変換するコンバータ部を備え、
   前記コンバータ部として、直流電源から直流電圧を入力する降圧スイッチと、前記降圧スイッチに接続されたチョークコイルを有し、入力電圧より低い出力電圧を出力する降圧部と、
   前記チョークコイルを介して前記降圧スイッチに接続された昇圧スイッチを有し、入力電圧より高い出力電圧を出力する昇圧部を備え、
   前記制御部は、前記降圧スイッチまたは前記昇圧スイッチを制御対象として構成され、
   前記制御部は、前記入力電圧が前記出力電圧よりも高い降圧モードと、前記入力電圧が前記出力電圧よりも低い昇圧モードと、前記入力電圧と前記出力電圧がほぼ等しい導通モードを備え、
   前記降圧モードと前記導通モードとの切替時または前記導通モードと前記昇圧モードとの切替時には、前記検出電圧が、前記周期的に変動する上限値または下限値に近づくにつれて、前記降圧スイッチまたは前記昇圧スイッチのスイッチング周波数が整数分の一ずつ低下するオンオフ制御を実行してなるとともに、
   前記降圧モードのときには、前記降圧スイッチをオンオフ制御し、前記昇圧スイッチをオフに維持し、
   前記昇圧モードのときには、前記降圧スイッチをオンに維持し、前記昇圧スイッチをオンオフ制御し、
   前記導通モードのときには、前記降圧スイッチをオンに維持し、前記昇圧スイッチをオフに維持してなる、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項２〜請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記スイッチング周波数の整数分の一ずつの低下は、まず二分の一に低下し、次に四分の一に低下する、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、前記出力電圧が出力される出力端にはＬＥＤが接続されてなる、ことを特徴とする車両用灯具の電源装置。

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