CN101682256B

CN101682256B - 电流模式控制型切换调节器

Info

Publication number: CN101682256B
Application number: CN2009800002911A
Authority: CN
Inventors: 野田一平
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2008-03-07
Filing date: 2009-02-04
Publication date: 2013-06-12
Anticipated expiration: 2029-02-04
Also published as: WO2009110289A1; KR101131262B1; US8154267B2; JP5169333B2; US20100066333A1; CN101682256A; KR20090125287A; JP2009219179A

Abstract

一种用于将输入电压转换为输出电压的切换调节器，包括：切换器；电感器，通过切换器由输入电压补充能量；整流器，用于执行电感器的放电；和斜率电压产生器，用于产生与电感器的电流相应地倾斜的斜率电压，放大在基准电压和分压输出电压之间的差值，并比较所放大的电压和斜率电压以产生用于控制切换器的信号。斜率电压产生器包括用于当切换器导通时将流过电感器的电流转换为电压的检测器；和用于产生斜坡电压的电压产生器。将这些电压相加作为斜率电压。电压产生器包括恒定电流；电阻器；和通过电阻器由恒定电流充电的斜坡电容器。将电阻器的电压降加到斜坡电容器的端电压以输出斜坡电压。

Description

电流模式控制型切换调节器

技术领域

本发明涉及一种电流模式控制型切换调节器，具体地说，涉及即使当在输入电压和输出电压之间存在大的差值时也能够稳定操作的切换调节器。

背景技术

图5是示出在现有的电流模式控制型切换调节器中的斜率电压(slopevoltage)产生电路的示例的图(例如，参见专利文件1)。在电流模式控制型切换调节器中，当开关晶体管导通(on)时流过电感器的电感器电流iL与开关晶体管的漏极电流相同。当开关晶体管的导通电阻已知时，可以通过检测由开关晶体管所引起的电压降来检测电感器电流iL。

考虑到此，电感器电流检测电路110a检测当开关晶体管导通时引起的电压降。当开关晶体管导通时，提供给开关晶体管的选通信号S101处于低电平。在这时，PMOS晶体管M113在PMOS晶体管M112截止的同时导通。因此，在开关晶体管和电感器之间的节点Lx的电压VLx被输入到运算放大器电路111的非反相输入端。

运算放大器电路111控制PMOS晶体管M111的栅极电压，以使得PMOS晶体管M111的源极电压变为与电压VLx相同的电压电平。因此，PMOS晶体管M111的漏极电流与电感器电流iL成比例。漏极电流由电阻器R112转换为电压VA。通过电阻器R113输出电压VA。当电阻器R111和R112具有相同电阻值时，PMOS晶体管M111的源极电压VA由以下公式(a)表示。

VA＝Vin-VLx...(a)

另外，当开关晶体管截止(off)时，选通信号S101处于高电平。在该情况下，PMOS晶体管M113在PMOS晶体管M112导通的同时截止。因此，输入电压Vin被输入到运算放大器电路111的非反相输入端。因为运算放大器电路111截止PMOS晶体管M111，PMOS晶体管的源极电压VA变为0V。斜坡电压(ramp voltage)产生电路110b的NMOS晶体管M114在选通信号S101处于高电平的时间段期间导通并导电。因此，从恒流电路113输出的电流i113被旁路到NMOS晶体管M114。结果，斜坡电容器C111的端电压VB是0V。

随后，当选通信号S101处于低电平时，NMOS晶体管M114截止且不导电。因此，斜坡电容器C111由恒流电路113的输出电流i113充电。斜坡电容器C111的端电压VB线性地增加以产生斜坡电压。通过电阻器R114输出斜坡电压VB。电感器电流检测电路110a和斜坡电压产生电路110b的输出电压由电阻器R113和R114相加，并从在电阻器R113和R114之间的节点输出。电阻器R113和R114具有相同的电阻值。当在电阻器R113和R114之间的节点的电压是VC时，电压VC由以下公式(b)表示。

VC＝(VA+VB)/2＝(Vin-VLx+VB)/2...(b)

上述公式(b)中的电压VC被输入到偏移电压(offset voltage)产生电路110c中的运算放大器电路114的非反相输入端。运算放大器电路114控制NMOS晶体管M116的栅极电压，以使得NMOS晶体管M116的源极电压变为与电压VC相同的电压电平。结果，NMOS晶体管M116的漏极电流与电压VC成比例。漏极电流通过由PMOS晶体管M117和M118形成的电流镜电路提供给电阻器R117。漏极电流由电阻器R117转换为作为斜率电压产生电路110的输出电压Vslp的电压。

但是，除电流镜电路的输出电流之外，电阻器R117还接收来自恒流电路115的电流供给。因此，与通过将恒流电路115的输出电流i115乘以电阻器R117的电阻值r117获得的电压对应的偏移电压(r117×i115)被加到斜率电压产生电路110的输出电压Vslp。在其中电阻器R116和R117具有相同电阻值且电阻器R117的电阻值是r117的情况下，斜率电压产生电路110的输出电压Vslp由以下公式(c)表示。

Vslp＝VC+(r117×i115)

＝(Vin-VLx+VB)/2+(r117×i115)...(c)

注意，在公式(c)中的(r117×i115)指示偏移电压。

专利文件1：日本公开专利申请No.2006-246626

但是，在斜率电压Vslp的上升部分中不良的线性已经成为图5所示的斜率电压产生电路110中的问题。图6是示出由斜率电压产生电路110产生的斜率电压Vslp的波形示例的图。如图6所示，斜率电压Vslp在选通信号S101变为低电平之后立即平缓地上升，且倾角随时间逐渐接近适当倾角。当在选通信号S101变为低电平之后经过时间Tdel时，斜率电压Vslp以适当的倾角上升。

斜率电压Vslp由于当电压VC由运算放大器电路114的电压电流转换器电路转换为电流时引起的延迟时间和由PMOS晶体管M117和M118所形成的电流镜电路所引起的延迟时间而平缓地上升。当斜率电压Vslp平缓地上升时，切换调节器的操作在其中在切换调节器的输入电压Vin和输出电压Vo之间存在大的差值的情况下变得不稳定，在该情况下开关晶体管的导通时间变得比时间Tdel短。结果，由于输出电压Vo变得不稳定等，可能引起缺陷。

发明内容

本发明的至少一个实施例的目的是提供能够产生具有良好线性的斜率电压并且能够稳定操作的电流模式控制型切换调节器，其实质上避免了一个或多个上述问题。

根据本发明的一个方面，提供用于将输入电压转换为作为预定恒定电压的输出电压的电流模式控制型切换调节器。电流模式控制型切换调节器包括：切换元件；电感器，响应于切换元件的切换而由输入电压补充能量；整流器元件，用于执行电感器的放电；以及斜率电压产生电路单元，被配置以产生和输出具有与流过电感器的电流相应的倾角的斜率电压。电流模式控制型切换调节器被配置以放大在预定基准电压和通过对输出电压分压获得的分压电压之间的电压差；比较所放大的电压和斜率电压以产生具有通过比较所确定的占空比(duty cycle)的脉冲信号；以及响应于脉冲信号来控制切换元件的切换。斜率电压产生电路单元包括电感器电流检测电路，其用于当切换元件导通以对电感器补充能量时检测流过电感器的电流，并将所检测的电流转换为电压；以及斜坡电压产生电路，用于产生和输出具有预定倾角的斜坡电压。斜率电压产生电路单元被配置以将由电感器电流检测电路获得的电压与斜坡电压相加以产生斜率电压。斜坡电压产生电路包括恒流电路，用于产生和输出预定恒定电流；偏移电压产生电阻器，其中流过由恒流电路输出的恒定电流；以及斜坡电容器，由经由偏移电压产生电阻器由恒流电路输出的恒定电流充电，所述斜坡电压产生电路被配置以将由偏移电压产生电阻器所引起的电压降与斜坡电容器的端电压相加以产生和输出斜坡电压。

附图说明

图1是示出本发明第一实施例的电流模式控制型切换调节器的电路示例的图。

图2是示出图1所示的切换调节器1中每个信号的波形示例的时序图。

图3是示出图4的斜率电压产生电路4的电路示例的图。

图4是图2的斜率电压Vslp的放大波形的图。

图5是示出现有的电流模式控制型切换调节器中的斜率电压产生电路的电路示例的图。

图6是示出在图5的斜率电压产生电路110中产生的斜率电压Vslp的波形示例的图。

具体实施方式

参考附图基于本发明的实施例详细描述本发明。

第一实施例

图1是示出本发明第一实施例的电流模式控制型切换调节器的电路示例的图。在图1中，电流模式控制型切换调节器(在下文中被称为切换调节器)1用作同步整流递降(step-down)切换调节器，其将被输入到输入端IN的输入电压Vin递降为预定恒定电压，以从输出端OUT输出作为输出电压Vout的恒定电压到负载20。

切换调节器1包括由控制从输入端IN提供的电流的输出的PMOS晶体管形成的开关晶体管M1；由NMOS晶体管形成的同步整流器晶体管M2；电感器L1，平滑电容器C1；用于检测输出电压的电阻器R1和R2，其将输出电压Vout分压以产生和输出分压电压Vfb。另外，切换调节器1包括基准电压产生电路2，产生和输出预定基准电压Vref；误差放大器电路3，比较分压电压Vfb和基准电压Vref并放大电压差以产生和输出误差电压Ve；以及斜率电压产生电路4，产生和输出斜率电压Vslp。

此外，切换调节器1包括PWM比较器5，用来比较由误差放大器电路3输出的误差电压Ve与斜率电压Vslp以产生和输出用于执行PWM(脉冲宽度调制)控制的脉冲信号Spw。脉冲信号Spw具有与误差电压Ve对应的脉冲宽度。切换调节器1另外包括振荡电路6，其产生和输出预定时钟信号CLK；RS触发器电路7，其具有接收由振荡电路6输出的时钟信号CLK的设置输入端S和接收由PWM比较器5输出的脉冲信号Spw的复位输入端R；和反相器8，其响应于由RS触发器电路7输出的输出信号Sq，产生用于控制开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2的切换的控制信号S1，以驱动开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2。

注意，开关晶体管M1用作切换元件；同步整流器晶体管M2用作整流器元件；且斜率电压产生电路4用作斜率电压产生电路单元。另外，在图1所示的切换调节器1中，除了电感器L1和平滑电容器C1之外的电路可以被集成到一个IC中。

开关晶体管M1连接在输入电压Vin和同步整流器晶体管M2的漏极之间。同步整流器晶体管M2的源极连接到地电压GND。电感器L1连接在开关晶体管M1的漏极和输出端OUT之间。电容器C1和电阻器R1和R2的串联电路并联连接在输出端OUT和地电压GND之间。作为在电阻器R1和R2之间的节点处的电压，分压电压Vfb被输入到误差放大器电路3的反相输入端。基准电压Vref被输入到误差放大器电路3的非反相输入端。

另外，PWM比较器5具有接收由误差放大器电路3输出的误差电压Ve的反相输入端、和接收斜率电压Vslp的非反相输入端。RS触发器电路7的输出信号Sq由反相器8反转电平，并被输入到开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2的每个栅极，且还输入到斜率电压产生电路4。在开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2之间的节点Lx的电压VLx被输入到斜率电压产生电路4。

接下来，描述切换调节器1的操作。图2是示出图1所示的切换调节器1中每个信号的波形示例的时序图。注意，iout表示从输出端OUT输出到负载20的输出电流。变为预定周期上的高电平的时钟信号CLK被从振荡电路6输入到RS触发器电路7的设置输入端S。当时钟信号CLK变为高电平时，RS触发器电路7的输出信号Sq变为高电平。因此，在低电平的控制信号S1被输入到开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2的每个栅极。结果，在同步整流器晶体管M2截止以不导电的同时，开关晶体管M1导通以导电。在该情况下，输入电压Vin被施加于由电感器L1和平滑电容器C1形成的串联电路。流过电感器L1的电感器电流iL随时间线性地增加。当电感器电流iL变得大于输出电流iout时，平滑电容器C1被充电且输出电压Vout上升。

斜率电压产生电路4检测电感器电流iL并将电感器电流iL转换为电压，且同时产生补偿电压以防止次谐波振荡(subharmonic oscillation)。此外，斜率电压产生电路4将补偿电压与通过转换电感器电流iL获得的电压相加以产生并输出斜率电压Vslp。斜率电压Vslp在开关晶体管M1导通的时间段期间线性地上升。另一方面，误差放大器电路3放大在分压电压Vfb和基准电压Vref之间的电压差以产生并输出误差电压Ve。PWM比较器5比较误差电压Ve与斜率电压Vslp。PWM比较器5当斜率电压Vslp变得高于误差电压Ve时输出处于高电平的信号Spw以复位RS触发器电路7。结果，RS触发器电路7的输出信号Sq变为低电平且控制信号S1变为高电平。因此，开关晶体管M1截止以不导电。同时，同步整流器晶体管M2导通以导电。

当开关晶体管M1截止且同步整流器晶体管M2导通时，电感器L1中的电能被放电。当电感器被补充能量时，在电感器中累积电能。响应于该放电操作，电感器电流iL随时间线性地减小。当电感器电流iL变得小于输出电流iout时，从平滑电容器C1向负载20提供电源，这减小了输出电压Vout。在振荡电路6输出的时钟信号CLK的一个周期之后，时钟信号CLK再次变为高电平。结果，开关晶体管M1导通且同步整流器晶体管M2截止。因此，电感器电流iL流动且输出电压Vout上升。

这里，当输出电流iout在时间T0增加时，输出电压Vout减小且由误差放大器电路3输出的误差电压Ve上升。因此，斜率电压Vslp需要更长时间来达到高于误差电压Ve的电压电平。结果，开关晶体管M1的导通时间变长，这使得向电感器L1提供电源的时间更长。因此，输出电压Vout上升。另一方面，当输出电压Vout上升时，开关晶体管M1的导通时间变短，以减小输出电压Vout。以此方式，通过响应于输出电压Vout的改变以互补的方式控制导通/截止开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2的时间，稳定输出电压Vout。

接下来，图3是示出图1所示的斜率电压产生电路4的电路示例的图。在图3中，斜率电压产生电路4由电感器电流检测电路11和斜坡电压产生电路12形成。电感器电流检测电路11由运算放大器电路21、PMOS晶体管M21到M23、反相器22和电阻器R21到R23形成。斜坡电压产生电路12由运算放大器电路23、NMOS晶体管M24和M25、恒流电路24、斜坡电容器C21和电阻器R24和R25形成。注意，电阻器R25用作偏移电压产生电阻器。运算放大器电路23、NMOS晶体管M25和电阻器R24用作阻抗转换器电路。

在电感器电流检测电路11中，PMOS晶体管M22具有连接到输入电压Vin的源极和连接到运算放大器电路21的非反相输入端的漏极。另外，PMOS晶体管M22具有连接到反相器22的输出端的栅极。反相器22的输入端接收控制信号S1。PMOS晶体管M23具有连接到运算放大器电路21的非反相输入端的源极、连接到节点Lx的漏极、和接收控制信号S1的栅极。

电阻器R21连接在输入电压Vin和PMOS晶体管M21的源极之间。运算放大器电路21的反相输入端连接到PMOS晶体管M21的源极。另外，运算放大器电路21的输出端连接到PMOS晶体管M21的栅极。电阻器R22连接在PMOS晶体管M21的漏极和地电压GND之间。电阻器R23的一端连接到在PMOS晶体管M21和电阻器R22之间的节点。电阻器R23的另一端用作电感器电流检测电路11的输出端。在斜坡电压产生电路12中，恒流电路24连接在输入电压Vin和运算放大器电路23的非反相输入端之间。电阻器R25和斜坡电容器C21串联连接在运算放大器电路23的非反相输入端和地电压GND之间。NMOS晶体管M24并联连接到斜坡电容器C21。NMOS晶体管M24的栅极接收控制信号S1。另外，NMOS晶体管M25连接在输入电压Vin和运算放大器电路23的反相输入端之间。NMOS晶体管M25的栅极连接到运算放大器电路23的输出端。电阻器R24的一端连接到运算放大器电路23的反相输入端。电阻器R24的另一端用作斜坡电压产生电路12的输出端。用作电感器电流检测电路11的输出端的电阻器R23的另一端与用作斜坡电压产生电路12的输出端的电阻器R24的另一端彼此连接。在电阻器R23和R24之间的节点用作斜率电压产生电路4的输出端，其输出斜率电压Vslp。

这里，当开关晶体管M1导通时流过电感器L1的电感器电流iL等于开关晶体管M1的漏极电流。因此，当开关晶体管M1的导通电阻已知时，可以通过检测由开关晶体管M1所引起的电压降来检测电感器电流iL。电感器电流检测电路11检测当开关晶体管M1导通时由开关晶体管M1所引起的电压降。当开关晶体管M1导通时，控制信号S1处于低电平。在该情况下，PMOS晶体管M22截止且不导电，同时PMOS晶体管M23导通并导电。因此，节点Lx的电压VLx被输入到运算放大器电路21的非反相输入端。

运算放大器电路21控制PMOS晶体管M21的栅极电压，以使得PMOS晶体管M21的源极电压变为与电压VLx相同的电压电平。因此，PMOS晶体管M21的漏极电流与电感器电流iL成比例。PMOS晶体管M21的漏极电流被提供给电阻器R22并由电阻器R22转换为电压。所转换的电压被通过电阻器R23输出。如果电阻器R21和R22具有相同的电阻值，PMOS晶体管M21的漏电压Va由以下公式(1)表示。

Va＝Vin-VLx...(1)

当开关晶体管M1截止时，控制信号S1处于高电平。在这时，PMOS晶体管M22导通，同时PMOS晶体管M23截止。结果，将与输入电压Vin相同的电压输入到运算放大器电路21的非反相输入端。因为运算放大器电路21控制PMOS晶体管M21截止，作为PMOS晶体管M21的漏极电压的电压Va变为0V。

接下来，描述斜率电压产生电路12的操作。在斜率电压产生电路12中，NMOS晶体管M24在控制信号S1处于高电平的时间段期间导通。因此，由恒流电路24输出的恒定电流i24由NMOS晶体管M24旁路。斜坡电容器C21的端电压Vb是0V。但是，因为电阻器R25引起电压降，因此当电阻器R25具有电阻值r25时，此时的运算放大器电路23的非反相输入端的电压Vd由以下公式(2)表示。

Vd＝r25×i24...(2)

当控制信号S1处于低电平时，NMOS晶体管M24截止以不导电。斜坡电容器C21由恒流电路24的输出电流i24充电。结果，斜坡电容器C21的端电压Vb线性地上升以产生斜坡电压。在该情况下，运算放大器电路23的非反相输入端的电压Vd由以下公式(3)表示。

Vd＝Vb+(r25×i24)...(3)

因为NMOS晶体管M25的源电压等于电压Vd，当电阻器R23和R24具有相同电阻值且电阻值充分地大于电压Va和Vd的输出阻抗时，斜率电压Vslp可以由以下公式(4)表示。

Vslp＝(Va+Vd)/2...(4)

电压Va是如在公式(1)中的(Vin-VLx)。电压Vd是如在公式(3)中的{Vb+(r25×i24)}。因此，公式(4)由以下公式(5)表示。

Vslp＝{(Vin-VLx)+Vb+(r25×i24)}/2

＝(Vin-VLx+Vb)/2+(r25×i24)/2...(5)

公式(5)中右手边的第二项是(r25×i24)/2，其指示偏移电压Vof。也就是说，通过设置电阻器R25的电阻值以使得公式(5)的右手侧的第二项与公式(c)变得彼此相等，可以设置斜率电压Vslp与图5所示的现有电路中的斜率电压Vslp相同。

以此方式，在第一实施例的电流模式控制型切换调节器中，引起在斜率电压Vslp的上升中的延迟的电压电流转换器电路和电流镜电路是不必要的。因为可以简化电路配置，可以减少成本。另外，如图4所示，可以在控制信号S1变为低电平之后立即产生具有良好线性的斜率电压Vslp。因此，即使当开关晶体管M1的导通时间短时，也可以执行稳定的操作。

注意，虽然已经以同步整流递降型切换调节器作为第一实施例中的示例，本发明不限于此。本发明可以应用于非同步整流递降型切换调节器，且也可以应用于同步整流或非同步整流递升型切换调节器。本发明应用于具有斜率电压产生电路的电流模式控制型切换调节器。

根据一个实施例，在斜坡电压产生电路中提供被配置以对斜坡电压执行阻抗转换并输出斜坡电压的阻抗转换器电路。

根据本发明的一个实施例的电流模式控制型切换调节器，可以省略引起斜率电压的上升中的延迟的电压电流转换器电路和电流镜电路，且可以在切换元件导通之后立即产生具有良好线性的斜率电压，以开始对电感器补充能量。结果，即使当切换元件的导通时间短时，也可以执行稳定的操作。

本申请基于2008年3月7日在日本专利局提交的日本优先权申请No.2008-057414，其全部内容通过引用合并于此。

Claims

1.一种电流模式控制型切换调节器，用于将输入电压转换为作为预定恒定电压的输出电压，包括：

切换元件；

电感器，响应于切换元件的切换而由输入电压补充能量；

整流器元件，用于执行电感器的放电；以及

斜率电压产生电路单元，被配置以产生和输出具有与流过电感器的电流相应的倾角的斜率电压，

所述电流模式控制型切换调节器被配置以：放大在预定基准电压和通过对输出电压分压而获得的分压电压之间的电压差；比较所放大的电压和斜率电压以产生具有通过比较而确定的占空比的脉冲信号；以及响应于脉冲信号而控制切换元件的切换，

其中，所述斜率电压产生电路单元包括；电感器电流检测电路，用于当切换元件导通以对电感器补充能量时检测流过电感器的电流，将所检测的电流转换为电压；和斜坡电压产生电路，用于产生和输出具有预定倾角的斜坡电压，所述斜率电压产生电路单元被配置以将由电感器电流检测电路获得的电压和斜坡电压相加以产生斜率电压；

所述斜坡电压产生电路包括；

恒流电路，用于产生和输出预定恒定电流；

偏移电压产生电阻器，其中流过由恒流电路输出的恒定电流；

斜坡电容器，由恒流电路输出的、经由偏移电压产生电阻器的恒定电流充电；和

阻抗转换器电路，

其中，为改进斜率电压的线性，所述斜坡电压产生电路被配置以将由偏移电压产生电阻器所引起的电压降与斜坡电容器的端电压相加以产生斜坡电压，由阻抗转换器电路对斜坡电压执行阻抗转换并输出斜坡电压。