JP6154158B2

JP6154158B2 - スイッチングレギュレータ

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Publication number: JP6154158B2
Application number: JP2013039306A
Authority: JP
Inventors: 敦西井; 西田　淳二; 淳二西田; 内田　雅也; 雅也内田
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Priority date: 2013-02-28
Filing date: 2013-02-28
Publication date: 2017-06-28
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Description

本発明は、定電流又は定電圧の直流電源装置として動作するスイッチングレギュレータに関する。

２端子対回路であって、一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例する「インピーダンス・アドミタンス変換器」又は「イミタンス変換器」が知られている（特許文献１〜３を参照）。

イミタンス変換器は出力電流が入力電圧のみに比例する特性を持ち、定電圧の交流電源と負荷の間に接続すると負荷電流は電源電圧のみで決まり、負荷の電圧には無関係である。従って、負荷が変化してもその電圧が変化するのみで電流は一定となる。すなわち、定電圧源はイミタンス変換器によって定電流源に変換される。

上記とは別に、定電流の交流電源と負荷の間にイミタンス変換器を接続すれば、負荷電圧は電源電流の大きさのみによって決まる一定値となり、負荷電流の大きさには無関係である。すなわち、定電流源はイミタンス変換器によって定電圧源に変換される。

図９は、従来技術に係る、イミタンス変換器を含む定電流直流電源装置の構成を示す回路図である。直流電源Ｅ１０１、スイッチングトランジスタＳＷ１０１，ＳＷ１０２、及びキャパシタＣ１０１，Ｃ１０２は、ハーフブリッジ形インバータ回路を構成し、高周波電圧源として動作する。キャパシタＣ１０１，Ｃ１０２、インダクタＬ１０１、変圧器ＴＲ１０１、及びキャパシタＣ１０３は、イミタンス変換器を構成する。キャパシタＣ１０３，Ｃ１０４及びダイオードＤ１０１，Ｄ１０２は、整流回路を構成し、負荷１００に直流を供給する。キャパシタＣ１０１，Ｃ１０２と、インダクタＬ１０１及び変圧器ＴＲ１０１の一次巻線とを含むＬＣ共振器は、インバータ回路の動作周波数に等しい共振周波数を有する。キャパシタＣ１０３と、変圧器ＴＲ１０１の二次巻線とを含むＬＣ共振器もまた、インバータ回路の動作周波数に等しい共振周波数を有する。図９の電源装置は、インバータ回路により発生された高周波定電圧を、イミタンス変換器で高周波定電流に変換し、次いで整流回路で直流に変換することで、直流定電流を供給することが可能である。

図９の電源装置では、イミタンス変換器の回路構成要素と変圧器の回路構成要素とを共用化することで、全体の回路構成を簡略化することができる。

しかしながら、図９の電源装置において入力電圧又は出力電圧を変化させるためには、変圧器ＴＲ１０１の巻線比を変更する必要があるので、容易に実施することはできない。また、図９の電源装置では、インバータ回路により直流を交流に変換し、さらに整流回路により交流を直流に変換しているので、回路構成要素を少なくするには限界がある。

本発明の目的は、定電流の直流電源装置として動作するスイッチングレギュレータであって、簡単な回路構成を有し、容易に定電流を発生することができるスイッチングレギュレータを提供することにある。

本発明の態様に係るスイッチングレギュレータは、
可変な第１の電圧を発生する直流電圧源と、
予め決められたスイッチング周波数及び予め決められたデューティ比で動作し、上記第１の電圧から第２の電圧を発生するスイッチング素子と、
入力端子対及び出力端子対を有するイミタンス変換器であって、上記スイッチング周波数に等しい共振周波数を有し、上記入力端子対及び上記出力端子対のうちの一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例し、上記入力端子対に上記第２の電圧が印加され、上記出力端子対から第３の電圧を有する出力電流を発生するイミタンス変換器と、
予め決められた抵抗値を有する抵抗器であって、上記出力電流が流れることにより上記第３の電圧より低い第４の電圧を有する出力電圧が発生するように上記イミタンス変換器の出力端子対に接続された抵抗器と、
上記第２の電圧が所望電流値及び上記抵抗値の積と上記第４の電圧との和に等しくなるように上記第１の電圧を変化させることにより、上記出力電流を上記所望電流値に一致させる制御回路とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、定電流の直流電源装置として動作するスイッチングレギュレータであって、簡単な回路構成を有し、容易に定電流を発生することができるスイッチングレギュレータを提供することができる。

本発明の実施形態に係るスイッチングレギュレータの概略構成を示す回路図である。図１のスイッチングレギュレータにおけるイミタンス変換器の第１の変形例を示す回路図である。図１のスイッチングレギュレータにおけるイミタンス変換器の第２の変形例を示す回路図である。図１のスイッチングレギュレータにおけるイミタンス変換器の第３の変形例を示す回路図である。本発明の実施形態の第１の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。本発明の実施形態の第２の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。本発明の実施形態の第３の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。本発明の実施形態の第４の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。従来技術に係る、イミタンス変換器を含む定電流直流電源装置の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態に係るスイッチングレギュレータについて説明する。

図１は、本発明の実施形態に係るスイッチングレギュレータの概略構成を示す回路図である。図１のスイッチングレギュレータは、可変電圧源Ｅ１、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、制御回路１０、イミタンス変換器Ｍ１、及び抵抗器Ｒｏを備え、負荷２０に出力電圧Ｖｏを供給する。

可変電圧源Ｅ１は、制御回路１０の制御下で可変な入力電圧Ｖｉを発生する直流電圧源である。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、制御回路１０の制御下で、予め決められたスイッチング周波数及び予め決められたデューティ比で、又は、予め決められたスイッチング周波数及び可変なデューティ比で動作し、入力電圧Ｖｉから、イミタンス変換器Ｍ１のための一次側電圧Ｖ１を有する一次側電流Ｉ１を発生する。イミタンス変換器Ｍ１は、入力端子対及び出力端子対を有し、スイッチング周波数に等しい共振周波数を有し、入力端子対及び出力端子対のうちの一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例する。イミタンス変換器Ｍ１の入力端子対に一次側電圧Ｖ１を有する一次側電流Ｉ１が供給され、出力端子対から二次側電圧Ｖ２を有する二次側電流Ｉ２を発生する。イミタンス変換器Ｍ１の出力端子対は、抵抗器Ｒｏを介して負荷２０に接続される。抵抗器Ｒｏは、予め決められた抵抗値（以下、符号Ｒｏで示す）を有し、イミタンス変換器Ｍ１の二次側電流Ｉ２が流れる。抵抗器Ｒｏに二次側電流Ｉ２が流れることにより、イミタンス変換器Ｍ１の二次側電圧Ｖ２よりも低いスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏが発生し、負荷２０に印加される。制御回路１０は、出力電圧Ｖｏに基づいて、定電流又は定電圧を発生するように入力電圧Ｖｉ又はデューティ比を変化させる。

ここで、特許文献３に基づき、イミタンス変換器Ｍ１の動作原理について説明する。

イミタンス変換器Ｍ１は、例えば、インダクタＬ１，Ｌ２及びキャパシタＣ１を含むＴ型回路である。インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスをＬで表し、キャパシタＣ１のキャパシタンスをＣで表すとき、イミタンス変換器Ｍ１の共振角周波数ωは、次式で表される。

［数１］
ω＝１／√（ＬＣ）（１）

イミタンス変換器Ｍ１は、その共振角周波数ωがスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング周波数に等しくなるように構成される。このとき、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１、一次側電流Ｉ１、二次側電圧Ｖ２、及び二次側電流Ｉ２は、次式のような４端子定数の行列で表すことができる。

（２）

ただし、Ｚｏ＝√（Ｌ／Ｃ）は、イミタンス変換器Ｍ１の特性インピーダンスである。また、式（２）において、電圧Ｖ１，Ｖ２及び電流Ｉ１，Ｉ２はそれぞれベクトルである。

４端子定数のＡ及びＤが０であることがイミタンス変換器の特徴である。次式のように、二次側電流Ｉ２は一次側電圧Ｖ１に比例し、二次側電流Ｖ２は一次側電流Ｉ１に比例する。

［数２］
Ｖ１＝Ｚｏ・Ｉ２（３）
［数３］
Ｉ１＝（１／Ｚｏ）・Ｖ２（４）

従って、イミタンス変換器Ｍ１の入力端子対に定電圧源が接続され、一次側電圧Ｖ１が一定であれば、二次側電流Ｉ２は、一次側電流Ｉ１及び二次側電圧Ｖ２とは無関係に一定になり、イミタンス変換器Ｍ１は定電流源として動作する。また、イミタンス変換器Ｍ１の入力端子対に定電流源が接続され、一次側電流Ｉ１が一定であれば、二次側電圧Ｖ２は、一次側電圧Ｖ１及び二次側電流Ｉ２とは無関係に一定になり、イミタンス変換器Ｍ１は定電圧源として動作する。

式（３）及び式（４）から、次式を導出することができる。

［数４］
Ｖ１・Ｉ１＝Ｖ２・Ｉ２（５）

式（５）によれば、入力電力と出力電力が等しく、イミタンス変換器Ｍ１は電力変換器としても動作する。

イミタンス変換器Ｍ１の入力端子対から見たイミタンス変換器Ｍ１の入力インピーダンスをＺ１で表し、イミタンス変換器Ｍ１の負荷インピーダンス（すなわち、抵抗器Ｒｏ及び負荷２０のインピーダンス）をＺ２で表すとき、次式が成り立つ。

（６）

言い換えると、入力インピーダンスＺ１は、負荷インピーダンスＺ２の逆数、すなわち負荷アドミタンスに比例する。

また、式（６）によれば、イミタンス変換器Ｍ１を通るとインピーダンスの位相の正負が逆になるので、イミタンス変換器の入力力率の大きさは負荷力率と変わらず、進み遅れが逆になる。さらに、出力端子対が解放ならば入力端子対から見たインピーダンスは０になり、出力端子対が短絡ならば入力端子対から見たインピーダンスは無限大になる。これらの条件を満たす線形回路はイミタンス変換器である。

図１のスイッチングレギュレータは、イミタンス変換器Ｍ１を備えたことにより、定電流源又は定電圧源として動作することができる。

イミタンス変換器は、図１のようにインダクタＬ１，Ｌ２及びキャパシタＣ１を含むＴ型回路であるイミタンス変換器Ｍ１に限定されるものではない。図２は、図１のスイッチングレギュレータにおけるイミタンス変換器の第１の変形例を示す回路図である。図１のスイッチングレギュレータは、イミタンス変換器Ｍ１に代えて、キャパシタＣ１１，Ｃ１２及びインダクタＬ１１を含むＴ型回路であるイミタンス変換器Ｍ２を備えてもよい。図３は、図１のスイッチングレギュレータにおけるイミタンス変換器の第２の変形例を示す回路図である。図１のスイッチングレギュレータは、イミタンス変換器Ｍ１に代えて、インダクタＬ２１及びキャパシタＣ２１，Ｃ２２を含むΠ型回路であるイミタンス変換器Ｍ３を備えてもよい。図４は、図１のスイッチングレギュレータにおけるイミタンス変換器の第３の変形例を示す回路図である。図１のスイッチングレギュレータは、イミタンス変換器Ｍ１に代えて、キャパシタＣ３１及びインダクタＬ３１，Ｌ３２を含むΠ型回路であるイミタンス変換器Ｍ４を備えてもよい。

以下、図５〜図８を参照して、本発明の実施形態に係るスイッチングレギュレータの特徴について説明する。

図５は、本発明の実施形態の第１の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。図５のスイッチングレギュレータは、図１のスイッチングレギュレータの構成に加えて、加算器３１及び乗算器３２を備え、さらに、図１の制御回路１０に代えて、制御回路１０Ａを備える。制御回路１０Ａは、予め決められたスイッチング周波数及び予め決められたデューティ比で動作するようにスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御する。また、制御回路１０Ａは、所望電流値Ｉｓｅｔに等しいスイッチングレギュレータの出力電流を発生するように、可変電圧源Ｅ１を制御して入力電圧Ｖｉを変化させる。図５のスイッチングレギュレータは、定電流の直流電源装置として動作する。

ここで、図５のスイッチングレギュレータの動作原理について説明する。

イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１は，入力電圧Ｖｉ及びデューティ比ｄを用いて、次式で表される。

［数５］
Ｖ１＝Ｖｉ×ｄ（７）

式（７）によれば、デューティ比ｄが固定値であるとき、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１は、入力電圧Ｖｉを変化させることにより変化する。

また、イミタンス変換器Ｍ１の二次側電圧Ｖ２は、次式で表される。

［数６］
Ｖ２＝Ｖｏ＋Ｒｏ×Ｉ２（８）

式（５）に式（８）を代入して整理すると、次式が得られる。

［数７］
Ｖ１＝（Ｖｏ＋Ｒｏ×Ｉ２）×（Ｉ２÷Ｉ１）（９）

一次側電流Ｉ１は直流であるので、キャパシタＣ１には電流がほぼ流れないと考えられる。従って、一次側電流Ｉ１と二次側電流Ｉ２との間には次式が成り立つ。

［数８］
Ｉ１≒Ｉ２（１０）

従って、式（９）及び式（１０）から、次式を導出することができる。

［数９］
Ｖ１＝Ｖｏ＋Ｒｏ×Ｉ２（１１）

所望電流値Ｉｓｅｔに等しいスイッチングレギュレータの出力電流を発生しようとする場合、出力電流はイミタンス変換器Ｍ１の二次側電流Ｉ２に等しいので、式（１１）のＩ２にＩｓｅｔを代入することにより、次式が得られる。

［数１０］
Ｖ１＝Ｖｏ＋Ｒｏ×Ｉｓｅｔ（１２）

式（１２）において、出力電圧Ｖｏは実際にモニタリングされる値であり、抵抗値Ｒｏは既知である。従って、式（１２）が成り立つようにイミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１を変化させることにより、所望電流値Ｉｓｅｔに等しい出力電流を発生することができる。言い換えると、入力電圧Ｖｉを変化させることにより、所望電流値Ｉｓｅｔに等しい出力電流を発生することができる。

図５を参照すると、乗算器３２は抵抗値Ｒｏ及び所望電流値Ｉｓｅｔを乗算し、その乗算結果は、加算器３１により出力電圧Ｖｏに加算され、その加算結果が制御回路１０Ａに入力される。制御回路１０Ａは、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１が式（１２）の左辺（すなわち、所望電流値Ｉｓｅｔ及び抵抗値Ｒｏの積とスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏとの和）に等しくなるようにスイッチングレギュレータの入力電圧Ｖｉを変化させることにより、スイッチングレギュレータの出力電流を所望電流値Ｉｓｅｔに一致させる。

前述のように、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１が定電圧であるとき、図５のスイッチングレギュレータは、定電流の直流電源装置として動作する。

本発明の実施形態によれば、定電流の直流電源装置として動作するスイッチングレギュレータであって、簡単な回路構成を有し、容易に定電流を発生することができるスイッチングレギュレータを提供することができる。

図６は、本発明の実施形態の第２の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。図６のスイッチングレギュレータは、図１のスイッチングレギュレータの構成に加えて比較器４１を備え、さらに、図１の可変電圧源Ｅ１に代えて固定電圧源Ｅ２を備え、図１の制御回路１０に代えて制御回路１０Ｂを備える。比較器４１は、出力電圧Ｖｏが所望電圧値Ｖｓｅｔに一致しているか否かを決定する。制御回路１０Ｂは、予め決められたスイッチング周波数及び可変なデューティ比で動作するようにスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御する。

式（１１）が成り立つようにイミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１を変化させることにより、所望電圧値Ｖｓｅｔに等しい出力電圧Ｖｏを発生することができる。言い換えると、式（７）のデューティ比ｄを変化させることにより、所望電圧値Ｖｓｅｔに等しい出力電圧Ｖｏを発生することができる。

従って、制御回路１０Ｂは、出力電圧Ｖｏが所望電圧値Ｖｓｅｔに等しくなるように、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のデューティ比を変化させる。図６のスイッチングレギュレータは、定電圧の直流電源装置として動作する。言い換えると、図６のスイッチングレギュレータは、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に電圧のフィードバックループを持ち、一定の出力電圧を発生させている。

なお、図６のスイッチングレギュレータは、負荷２０に必要な電力に対応する電圧を発生可能であれば入力電圧Ｖｉを変化させなくてもよいので、固定電圧源Ｅ２を使用する。

本発明の実施形態によれば、定電圧の直流電源装置として動作するスイッチングレギュレータであって、簡単な回路構成を有し、容易に定電圧を発生することができるスイッチングレギュレータを提供することができる。

図７は、本発明の実施形態の第３の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。図７のスイッチングレギュレータは、図６のスイッチングレギュレータの構成に加えて加算器３１、乗算器３２、及び比較器５１を備え、図６の制御回路１０Ｂに代えて制御回路１０Ｃを備える。制御回路１０Ｃは、図６の制御回路１０Ｂと同様に、予め決められたスイッチング周波数及び可変なデューティ比で動作するようにスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御する。

図５のスイッチングレギュレータでは、式（１１）に基づいて、所望電流値Ｉｓｅｔに等しいスイッチングレギュレータの出力電流を発生した。一方、図７のスイッチングレギュレータでは、式（１１）に基づいて、出力電流を予め決められた上限電流値Ｉｌｉｍｉｔ以下に制限する。スイッチングレギュレータの出力電流が上限電流値Ｉｌｉｍｉｔに等しいとき、式（１１）のＩ２にＩｌｉｍｉｔを代入することにより、次式が得られる。

［数１１］
Ｖ１＝Ｖｏ＋Ｒｏ×Ｉｌｉｍｉｔ（１３）
［数１２］
Ｉｌｉｍｉｔ＝（Ｖ１−Ｖｏ）÷Ｒｏ（１４）

従って、式（１３）又は式（１４）を満たすとき、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１は、上限電流値Ｉｌｉｍｉｔに対応する上限電圧値Ｖｌｉｍｉｔになる。

［数１３］
Ｖｌｉｍｉｔ＝Ｖｏ＋Ｒｏ×Ｉｌｉｍｉｔ（１５）
［数１４］
Ｉｌｉｍｉｔ＝（Ｖｌｉｍｉｔ−Ｖｏ）÷Ｒｏ（１６）

イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１を、式（１５）の上限電圧値Ｖｌｉｍｉｔ以下にすることにより、出力電流を予め決められた上限電流値Ｉｌｉｍｉｔ以下に制限することができる。

図７を参照すると、乗算器３２は抵抗値Ｒｏ及び上限電流値Ｉｌｉｍｉｔを乗算し、その乗算結果は、加算器３１により出力電圧Ｖｏに加算され、その加算結果が上限電圧値Ｖｌｉｍｉｔとして比較器５１に入力される。比較器５１は、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１が上限電圧値Ｖｌｉｍｉｔに達しているか否かを決定する。制御回路１０Ｃは、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１が式（１５）の上限電圧値Ｖｌｉｍｉｔ（すなわち、上限電流値Ｉｌｉｍｉｔ及び抵抗値Ｒｏの積とスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏとの和）以下になるように、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のデューティ比を変化させる範囲を制限する。

従って、イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１が上限電圧値Ｖｌｉｍｉｔに達しているとき、制御回路１０Ｃは、出力電圧Ｖｏが所望電圧Ｖｓｅｔ未満であっても、一次側電圧Ｖ１をさらに増大させない。スイッチングレギュレータの通常動作時、制御回路１０Ｃは、Ｖｏ＝Ｖｓｅｔとなるようにデューティ比を変化させる。一方、負荷２０の消費電力が過大であるとき（イミタンス変換器Ｍ１の一次側電圧Ｖ１が上限電圧Ｖｌｉｍｉｔに達したとき）、制御回路１０Ｃは、デューティ比をその上限以下に制限する。

以上説明したように、図７のスイッチングレギュレータは、所望電圧値Ｖｓｅｔに等しい出力電圧Ｖｏを発生しながら、出力電流を上限電流値Ｉｌｉｍｉｔ以下に制限する。

図８は、本発明の実施形態の第４の実施例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。図８のスイッチングレギュレータは、図６のスイッチングレギュレータの構成に加えて比較器６１を備え、図６の制御回路１０Ｂに代えて制御回路１０Ｄを備える。比較器６１は、イミタンス変換器Ｍ１の入力端子対における逆流電流を検出する検出器として動作する。詳しくは、比較器６１は、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードの電位と、接地電池とを比較し、前者のほうが低いことを検出すると、逆流電流が発生していると判定する。制御回路１０Ｄは、図６の制御回路１０Ｂと同様に、予め決められたスイッチング周波数及び可変なデューティ比で動作するようにスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御する。また、制御回路１０Ｄは、比較器６１が逆流電流を検出したとき、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を遮断する。

図８のスイッチングレギュレータは、定電圧の直流電源装置として動作し、さらに、逆流電流を検出したときには、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を遮断する。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を遮断することにより、電力損失の発生を防止することができる。

本発明の実施形態に係るスイッチングレギュレータによれば、所望電流値及び抵抗値の積に出力電圧を加算するだけの簡単な回路構成を用いて定電流制御を容易に実現することが可能になり、回路の簡略化と制御の容易化との両方を実現することができる。さらに、定電流制御に代えて、定電圧制御を容易に実現することも可能になる。

本発明の実施形態に係るスイッチングレギュレータは、以下の特長を有する。イミタンス変換器による電力変換を行うこと、及び、入力電圧Ｖｉを変化させることにより所望電流値に等しい出力電流を発生することで、定電流制御時のフィードバックループが不要となるので、位相設計等が不要となり、安定性の達成が容易になる。さらに、同様の構成で、従来の定電圧制御も行うことが可能であるので、回路設計の容易化及び回路の簡略化が可能である。

本発明の態様に係るスイッチングレギュレータは、以下の構成を備えたことを特徴とする。

本発明の第１の態様に係るスイッチングレギュレータによれば、
可変な第１の電圧を発生する直流電圧源と、
予め決められたスイッチング周波数及び予め決められたデューティ比で動作し、上記第１の電圧から第２の電圧を発生するスイッチング素子と、
入力端子対及び出力端子対を有するイミタンス変換器であって、上記スイッチング周波数に等しい共振周波数を有し、上記入力端子対及び上記出力端子対のうちの一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例し、上記入力端子対に上記第２の電圧が印加され、上記出力端子対から第３の電圧を有する出力電流を発生するイミタンス変換器と、
予め決められた抵抗値を有する抵抗器であって、上記出力電流が流れることにより上記第３の電圧より低い第４の電圧を有する出力電圧が発生するように上記イミタンス変換器の出力端子対に接続された抵抗器と、
上記第２の電圧が所望電流値及び上記抵抗値の積と上記第４の電圧との和に等しくなるように上記第１の電圧を変化させることにより、上記出力電流を上記所望電流値に一致させる制御回路とを備えたことを特徴とする。

本発明の第２の態様に係るスイッチングレギュレータによれば、
第１の電圧を発生する直流電圧源と、
予め決められたスイッチング周波数及び可変なデューティ比で動作し、上記第１の電圧から第２の電圧を発生するスイッチング素子と、
入力端子対及び出力端子対を有するイミタンス変換器であって、上記スイッチング周波数に等しい共振周波数を有し、上記入力端子対及び上記出力端子対のうちの一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例し、上記入力端子対に上記第２の電圧が印加され、上記出力端子対から第３の電圧を有する出力電流を発生するイミタンス変換器と、
予め決められた抵抗値を有する抵抗器であって、上記出力電流が流れることにより上記第３の電圧より低い第４の電圧を有する出力電圧が発生するように上記イミタンス変換器の出力端子対に接続された抵抗器と、
上記第４の電圧が所望電圧値に等しくなるように上記デューティ比を変化させる制御回路とを備えたことを特徴とする。

本発明の第３の態様に係るスイッチングレギュレータによれば、第２の態様に係るスイッチングレギュレータにおいて、
上記制御回路は、上記第２の電圧が、予め決められた上限電流値及び上記抵抗値の積と上記第４の電圧との和以下になるように、上記デューティ比を変化させる範囲を制限することを特徴とする。

本発明の第４の態様に係るスイッチングレギュレータによれば、第２又は第３の態様に係るスイッチングレギュレータにおいて、
上記スイッチングレギュレータは、上記イミタンス変換器の入力端子対における逆流電流を検出する検出器をさらに備え、
上記制御回路は、上記検出器が逆流電流を検出したとき、上記スイッチング素子を遮断することを特徴とする。

１０，１０Ａ〜１０Ｄ…制御回路、
２０…負荷、
３１…加算器、
３２…乗算器、
４１、５１，６１…比較器、
Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３１…キャパシタ、
Ｅ１…可変電圧源、
Ｅ２…固定電圧源、
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１，Ｌ３２…インダクタ、
Ｍ１〜Ｍ４…イミタンス変換器、
Ｒｏ…抵抗、
ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチング素子。

特開平８−３０８１５１号公報特開２００４−０８６８３３号公報特許４３７９６２２号公報特開２００９−２１９１７９号公報

Claims

可変な第１の電圧を発生する直流電圧源と、
予め決められたスイッチング周波数及び予め決められたデューティ比で動作し、上記第１の電圧から第２の電圧を発生するスイッチング素子と、
一対の入力端子を含む入力端子対及び一対の出力端子を含む出力端子対を有するイミタンス変換器であって、上記スイッチング周波数に等しい共振周波数を有し、上記入力端子対及び上記出力端子対のうちの一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例し、上記入力端子対に上記第２の電圧が印加され、上記出力端子対から第３の電圧を有する出力電流を発生するイミタンス変換器と、
第１及び第２の端子を有し、予め決められた抵抗値を有する抵抗器であって、上記出力電流が流れることにより上記第３の電圧より低い第４の電圧を有する出力電圧が発生するように、上記第１の端子が上記イミタンス変換器の出力端子対のうちの一方の出力端子に接続された抵抗器と、
上記抵抗器の第２の端子に接続され、上記第２の電圧が所望電流値及び上記抵抗値の積と上記第４の電圧との和に等しくなるように上記第１の電圧を変化させることにより、上記出力電流を上記所望電流値に一致させる制御回路とを備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
第１の電圧を発生する直流電圧源と、
予め決められたスイッチング周波数及び可変なデューティ比で動作し、上記第１の電圧から第２の電圧を発生するスイッチング素子と、
一対の入力端子を含む入力端子対及び一対の出力端子を含む出力端子対を有するイミタンス変換器であって、上記スイッチング周波数に等しい共振周波数を有し、上記入力端子対及び上記出力端子対のうちの一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例し、上記入力端子対に上記第２の電圧が印加され、上記出力端子対から第３の電圧を有する出力電流を発生するイミタンス変換器と、
第１及び第２の端子を有し、予め決められた抵抗値を有する抵抗器であって、上記出力電流が流れることにより上記第３の電圧より低い第４の電圧を有する出力電圧が発生するように、上記第１の端子が上記イミタンス変換器の出力端子対のうちの一方の出力端子に接続された抵抗器と、
上記抵抗器の第２の端子に接続され、上記第４の電圧が所望電圧値に等しくなるように上記デューティ比を変化させる制御回路とを備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
上記制御回路は、上記第２の電圧が、予め決められた上限電流値及び上記抵抗値の積と上記第４の電圧との和以下になるように、上記デューティ比を変化させる範囲を制限することを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
上記スイッチングレギュレータは、上記イミタンス変換器の入力端子対における逆流電流を検出する検出器をさらに備え、
上記制御回路は、上記検出器が逆流電流を検出したとき、上記スイッチング素子を遮断することを特徴とする請求項２又は３記載のスイッチングレギュレータ。