JP4379622B2 - イミタンス変換器 - Google Patents

Description

本発明は，イミタンス変換器の回路構成に関する。

イミタンス変換器とは，２端子対回路であって，１つの端子対から見たインピーダンスが他の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例するものを言う。

イミタンス変換器は出力電流が入力電圧のみに比例する特性を持ち，定電圧の交流電源と負荷の間に接続すると負荷電流は電源電圧のみで決まり，負荷の電圧には無関係である。したがって，負荷が変化してもその電圧が変化するのみで電流は一定となる。すなわち，定電圧源はイミタンス変換器によって定電流源に変換される。

上記とは別に，定電流の交流電源と負荷の間にイミタンス変換器を接続すれば，負荷電圧は電源電流の大きさのみによって決まる一定値となり，負荷電流の大きさには無関係である。すなわち定電流源はイミタンス変換器によって定電圧源に変換される。

図１０は電流源−電圧源の変換を必要とし，イミタンス変換器を使用した例として，従来の搬送車に対する非接触給電システムの受電装置を示している。高周波電源１により，搬送車の移動経路に沿って張られた固定の給電線３１１，３２１に高周波の定電流を供給する。給電線に沿って移動可能な搬送車上の受電器は，磁気コア２と二次巻線３１２，３２２より成り，前述の給電線３１１，３２１を一次巻線として変圧器を形成している。受電装置が形成する変圧器は磁気コアが開いているため励磁インダクタンスが小さいので，共振コンデンサ４を接続して励磁インダクタンスと並列共振状態とし，等価的に大きな励磁リアクタンスとして励磁電流を減少させる。その結果，端子ａ−ａ’には給電線電流に比例した高周波定電流出力が得られる。端子ａ−ａ’に得られた高周波定電流は，イミタンス変換器７によってその端子ｂ−ｂ’における高周波定電圧に変換し，整流器５によって直流定電圧とし，搬送車上の電源として使用できるようにする（例えば、特許文献１参照。）。
特開平８−３０８１５１号公報（第９頁、図６，図７）

図１０の等価回路は図１１ａのように交流電源１，変圧器３，イミタンス変換器７，負荷６で表される。図１０中の７は図１１では具体的な回路で示されており，従来技術であるイミタンス変換器の１つ，π−ＣＬＣ形イミタンス変換器（例えば、特許文献１参照。）を表している。このイミタンス変換器はコンデンサ７５，７７とリアクトル７６より成る２端子対回路であって，２つのコンデンサ７５，７７のキャパシタンスＣは等しく，リアクトル７６のインダクタンスはＬで表す。ＣおよびＬの値は，その共振角周波数ω_ｒが交流電源１より供給される入力電圧Ｖ_１の角周波数ωに等しくなるようにする。

式（１）が満たされるとき，図１１の入力端子ａ−ａ’，出力端子ｂ−ｂ’の２端子対回路の入力電圧Ｖ_１，入力電流Ｉ_１，出力電圧Ｖ_２，出力電流Ｉ_２の関係は式（２）のような４端子定数の行列で表すことができる。

ただし，Ｚｏ＝√（Ｌ／Ｃ）：特性インピーダンス，
↑Ｖ_１，↑Ｉ_１等はベクトルを表す。

４端子定数のＡとＤが０であることがイミタンス変換器の特徴で，次の式（３）のようにＶ_１とＩ_２が比例し，Ｉ_１とＶ_２が比例する。

したがって，入力が定電流源で一定電流Ｉ_１であれば，出力電圧Ｖ_２は出力電流Ｉ_２および入力電圧Ｖ_１とは無関係に一定値となり，定電圧出力となる。もし，入力が定電圧源で一定電圧Ｖ_１であれば，出力電流Ｉ_２は出力電圧Ｖ_２および入力電流Ｉ_１とは無関係に一定値となり，定電流出力となる。式（３）よりＶ_１・Ｉ_１＝Ｖ_２・Ｉ_２を導くことができ，入力電力と出力電力が等しく，イミタンス変換器は電力変換器でもある。

負荷６のインピーダンスを↑Ｚ_２とすれば，端子ａ−ａ’から見たイミタンス変換器の入力インピーダンス↑Ｚ_１は

のように負荷インピーダンス↑Ｚ_２の逆数すなわち負荷のアドミタンスに比例する。この特性からこの回路をインピーダンス・アドミタンス変換器，略してイミタンス変換器と称する。また式（４）より，イミタンス変換器を通じるとインピーダンスの位相の正負が逆になるので，イミタンス変換器の入力力率の大きさは負荷力率と変わらず，進み遅れが逆なることが読み取れる。さらにｂ−ｂ’が解放ならばａ−ａ’から見たインピーダンスは０となり，ｂ−ｂ’が短絡ならばａ−ａ’から見たインピーダンスは無限大となる。線形回路はこれらの条件を満たせばイミタンス変換器である。

図１１ｂのイミタンス変換器７は，他の形式のイミタンス変換器であるＴ−ＬＣＬ形イミタンス変換器（例えば、特許文献１参照。）を表している。先に示した図１１ａのπ−ＣＬＣ形イミタンス変換器７とは双対の関係にあり，リアクトル７８，７１０のインダクタンスをＬ，コンデンサ７９のキャパシタンスをＣとすれば式（１）〜式（４）がそのまま成立し，共振角周波数で同じ特性を持っている。

交流電源１と負荷６のアース点が異なっているなど，電源と負荷を絶縁する場合，または電源電圧と負荷の電圧が大幅に異なる場合には，図１１ａのように変圧器３とイミタンス変換器７とをカスケードに接続する。図１０の非接触給電の場合も変圧器とイミタンス変換器７がカスケードに接続された構成になっている。変圧器３はイミタンス変換器７と負荷６の間に置いても良い。

交流電源１はインバータで発生することができ，インバータの出力周波数をイミタンス変換器の共振周波数と一致させる。インバータの出力周波数を高くすれば変圧器が小型となり，イミタンス変換器の構成要素であるリアクトル，コンデンサも小さくなる。

イミタンス変換器を使用すれば，定電流源より容易に定電圧源が得られ，また定電圧源より容易に定電流源が得られるが，従来の方式では電源と絶縁された出力を得るためには，イミタンス変換器とは別に変圧器が必要であった。また，非接触給電の例のように，変圧器の励磁インダクタンスの影響を避けるために並列共振コンデンサを備える必要があった。

上記課題を解決するために成された本発明に係るイミタンス変換器は，変圧器の励磁インダクタンスをイミタンス変換器の構成要素であるリアクトルとして動作させるもので，変圧器の１次巻線と直列に第１のコンデンサを接続して１次回路を直列共振とし，同時にその変圧器の２次巻線と直列に第２のコンデンサを接続して２次回路を直列共振とすることで，変圧器を含めてイミタンス変換器の動作を行わせる。

従来備えていた共振のためのリアクトルを省略でき，また，変圧器の励磁インダクタンスの影響を避けるために並列共振コンデンサを備える必要がなくなり，全体の構成が簡略化できる。変圧器の絶縁および変圧の機能を損なうことなく，電源と負荷は独立した任意のアース電位で動作することができ，電源と負荷の動作電圧が著しく異なる場合は変圧器の巻線比を変えることによって整合させることができる。

図１に発明のイミタンス変換器の実施例を示す。図１の第１と第２の端子である端子対ａ−ａ’は，入力端子として高周波電源１に接続される。第３と第４の端子である他の端子対ｂ−ｂ’は，出力端子として負荷６が接続される。変圧器３には一次巻線３１と二次巻線３２があり，巻線比をｎ：１とする。一次巻線３１と第１の共振用コンデンサ７１を直列にして前述の端子ａ−ａ’に接続する。二次巻線３２と第２の共振用コンデンサ７２を直列にして前述の端子ｂ−ｂ’に接続する。

図１の回路は図２の等価回路に描き換えることができる。図２の３は変圧器３の等価回路で，記号Ｍは一次巻線３１から見た相互（励磁）インダクタンス，ｌ_１は一次巻線３１の漏れインダクタンス，ｌ_２は二次巻線３２の漏れインダクタンスを表す。Ｃ_１は第１の共振用コンデンサ７１のキャパシタンス，Ｃ_２は第２の共振用コンデンサ７２のキャパシタンスを表す。負荷６のインピーダンスはＺ_２とする。図２ではＶ_２，Ｉ_２，ｌ_２，Ｃ_２，Ｚ_２の１次換算値を，Ｖ２’＝ｎＶ_２，Ｉ_２’＝Ｉ_２／ｎ，ｌ_２’＝ｎ^２ｌ_２，Ｃ_２’＝Ｃ_２／ｎ^２，Ｚ_２’＝ｎ^２Ｚ_２で表している。

端子対ａ−ａ’を入力，他の端子対ｂ−ｂ’を出力とする２端子対回路の入力電圧Ｖ_１，入力電流Ｉ_１，出力電圧Ｖ_２，出力電流Ｉ_２の関係は，電源１の角周波数ωにおける４端子定数で表現すると式（５）となる。

コンデンサＣ_１，Ｃ_２のキャパシタンスを

とすれば，ω＝ω_ｒのとき１次回路と２次回路がともに直列共振となる。すなわち，コンデンサＣ_１と変圧器の１次側のインダクタンスＭ＋ｌ_１が角周波数ω＝ω_ｒで直列共振となり，コンデンサＣ_２と変圧器の２次側のインダクタンスＭ／ｎ^２＋ｌ_２が角周波数ω＝ω_ｒで直列共振となり，式（７）のようにインピーダンスが０となる。

その結果，ω＝ω_ｒにおいて式（５）は式（２）と同様に４端子定数のＡ＝Ｃ＝０となり，Ｂの第２項も０となる。式（５）は式（８）となる。

４端子定数のＡとＤが０であることがイミタンス変換器の特徴で，回路は特性インピーダンスＺｏのイミタンス変換器となる。
式（８）より

式（９）が導かれ，出力電流Ｉ_２は入力電圧Ｖ_１のみに比例し，出力電圧Ｖ_２は入力電流Ｉ_１のみに比例する。もし，入力Ｖ_１が高周波定電圧源で供給される一定電圧であれば，出力はＶ_２には無関係にＩ_２一定すなわち高周波定電流出力となり，高周波定電圧源１は負荷６に対して高周波定電流源に変換されたことになる。図３に示すように，負荷６から端子ｂ−ｂ’を見れば，式（９）で表される定電流源Ｉ_２が接続されているように見える。もし，入力Ｉ_１が高周波定電流源で供給される一定電流であれば，出力はＩ_２には無関係にＶ_２一定すなわち高周波定電圧出力となり，高周波定電流源１は負荷６に対して高周波定電圧源に変換されたことになる。電圧−電流の変換比はＺｏ／ｎとなり，特性インピーダンスＺｏすなわちω _ｒ Ｍおよび変圧器の巻線比ｎで自由に設定できる。

図１の実施例において入力端子対と出力端子対を交換し，端子対ｂ−ｂ’を入力端子，他の端子対ａ−ａ’を出力端子とした場合は次のようになる。交流理論によれば２端子対回路の入力端子対と出力端子対を交換したとき，新しい４端子 定数は定数ＡとＤを交換して求められる。式（８）のように，図１のイミタンス変換器７は，共振角周波数においてその４端子定数Ａ＝Ｄ＝０であるからＡとＤを交換しても行列は変わらず，入力端子対と出力端子対を交換した場合の４端子行列，変換特性は，図１の場合と同じ式（８），式（９）で表される。したがって両者は共振角周波数において同じ変換特性を持つ。

図１の実施例においては図２の等価回路で見られるように，入力端子と出力端子間すなわち端子ａ−ｂ間にＣ_１，ｌ_１，ｌ_２’，Ｃ_２’が直列につながっており，入力端子と出力端子間が直列共振状態となる角周波数ω_ｓが存在する。角周波数ω_ｓでは端子ａ−ｂ間のインピーダンスが０となり，変換特性は式（１０）となる。

この周波数ではイミタンス変換特性を示さず，巻線比ｎ：１の変圧器特性を示す。この角周波数ω_ｓは式（１１）に近い値となる。

角周波数ω_ｓはω_ｒに比べて高い周波数になり，ω_ｒでのイミタンス変換特性には直接影響しないが，電源１がインバータである場合など多くの高調波を含む場合にはω_ｓがω_ｒの整数倍にならないようにする必要がある。

図４に示すように１次回路の共振コンデンサ７１と直列にリアクトル７３を挿入する。リアクトル７３のインダクタンスは１次側の漏れインダクタンスｌ_１と直列になり，ｌ_１を大きくするのと同等である。したがって，式（１１）のように共振角周波数ω_ｓを低い方に移動することができ，ω_ｓがω_ｒの整数倍にならないようにすることができる。

または図５に示すように２次回路の共振コンデンサ７２と直列にリアクトル７４を挿入するとｌ_２を大きくするのと同等であり，同様に共振角周波数ω_ｓを低い方に移動することができ，ω_ｓがω_ｒの整数倍にならないようにすることができる。

リアクトル７３および７４は，それぞれ単独で使用するか，両方を同時に使用する。図６はリアクトル７３および７４の両方を備えた等価回路を示す。リアクトル７３のインダクタンスをＬｓ_１で表わす。リアクトル７４のインダクタンスをＬｓ_２で表わし，その１次換算値ｎ^２Ｌｓ_２はＬｓ_２’で表わす。この場合，イミタンス変換器の共振コンデンサのキャパシタンスは式（６）から式（１２）に変更すれば，イミタンス変換特性式（８），式（９）は変わらない。

ａ−ｂ間の直列共振の角周波数は図６の等価回路から式（１３）となる。

式（１３）のようにリアクトル７３および７４のどちらか，または両方を接続することによってａ−ｂ間の直列共振周波数ω_ｓを低い方に移動することができ，電源の高調波との共振を避けることができる。

図７は発明のイミタンス変換器を使用し，高周波定電圧源，整流回路とともに絶縁された直流定電流電源を構成したものである。高周波電圧源１は直流電源１０と，スイッチングトランジスタ１１および１２と電源分割コンデンサ７１１および７１２によるハーフブリッジ形インバータで構成される。コンデンサ７１１および７１２はイミタンス変換器７の１次側共振コンデンサ７１としても動作する。この場合コンデンサ７１１および７１２のキャパシタンスの合計がコンデンサ７１のキャパシタンスＣ_１となる。キャパシタンスＣ_１は，式（１２）のように変圧器３の１次インダクタンスと直列リアクトル７３のインダクタンスの合計と共にインバータ１の周波数で共振する値とする。コンデンサ７２は変圧器３の２次回路インダクタンスと共にインバータの周波数で共振し，実施例２のイミタンス変換器となる。

インバータの高周波出力電圧はイミタンス変換器７で高周波の定電流に変換した後，整流回路で直流に変換して直流定電流として負荷６に供給する。整流回路はダイオード５１，５２と平滑コンデンサ５３で構成し，イミタンス変換器のコンデンサ７２は整流回路の一部としても動作する。

図８は発明のイミタンス変換器を使用して，多数の負荷に電力を供給する直列給電を行う直列給電システムの例である。直列給電は，個々の負荷に対して線路の電圧降下が影響しない特徴がある。高周波電圧源１は給電側のイミタンス変換器７ｓによって高周波定電流に変換し，電流Ｉ_１を供給する。直列に接続された多数の受電側イミタンス変換器７ａ，７ｂ，・・・の入力には定電流Ｉ_１の１次電流が供給され，それらの出力は個々の受電側イミタンス変換器の巻線比と特性インピーダンスによって決まる定電圧となる。受電側は発明のイミタンス変換器であって，個々の負荷と電源は絶縁されている。個々の受電側イミタンス変換器が示す１次側の電圧降下は個々の負荷電流に比例して変化するが，１次側の電流は定電流源に接続されているので変化せず，他のイミタンス変換器の出力電圧には影響を与えない。

個々の受電側イミタンス変換器７ａ，７ｂ，・・・の１次側には１次側共振コンデンサ７１ａ，７１ｂ，・・・があり，電源側イミタンス変換器７ｓには出力側リアクトル７１０ｓがある。これらはすべて直列になるので別々に備える必要がなく，図９のように電源周波数で直列合計リアクタンスと同一のリアクタンスを持つコンデンサ，リアクトルのリアクタンス素子７１Ｔで置き換えることができる。さらに，電流を供給する線路の持っているリアクタンスを７１Ｔに含めて直列回路全体で直列共振とすれば，それぞれのイミタンス変換器の電圧−電流変換特性を損なうことなく，本来のイミタンス変換器の動作を行わせることができる。

本発明によれば，簡単な構成の絶縁型イミタンス変換器が得られ，電源と負荷を絶縁しながら定電圧源を定電流源に，定電流源を定電圧源に変換することができる。したがって，放電に関わる負荷，電池等化学変化を伴う負荷，その他定電圧または負性抵抗を持つ負荷に対して定電流電源が必要な装置に応用できる。
定電圧系統から他の定電圧系統に電力を供給するとき，高周波リンクに発明のイミタンス変換器を利用すれば互いに相手の系統が定電流に見えるので，安定にに系統連系することができる。
直列給電システムで本発明のイミタンス変換器を利用すれば，定電流で供給される電力を絶縁すると共に定電圧の電力に変換して，負荷に対して定電圧電源として使用できる。この際，イミタンス変換器の負荷解放で入力インピーダンスが０となり，直列給電に対して理想的な無負荷となる。

本発明の第１の実施例である，変圧器と共振コンデンサで構成したイミタンス変換器。 図１中の変圧器を等価回路で表現した等価回路。 図１の負荷から電源側を見た等価回路。 本発明の第２の実施例である，図１の１次回路に直列リアクトルを接続したイミタンス変換器。 図４，図６の等価回路。 他の実施例である，図１の２次回路に直列リアクトルを接続したイミタンス変換器。 イミタンス変換器の実施例で，絶縁型直流定電流電源。 イミタンス変換器の実施例で，絶縁型直列給電システム。 本発明の図８のシステムで，１次側コンデンサを１個にした実施例。 従来のイミタンス変換器を使用した非接触給電装置受電部。 図１０の等価回路である従来の絶縁型イミタンス変換器。 従来のＴ−ＬＣＬ形イミタンス変換器。

符号の説明

１・・・・高周波電源
２・・・・受電器コア
３，３ａ，３ｂ・・・・変圧器
３１，３１１，３２１・・・・変圧器の一次巻線，給電線
３２，３１２，３２２・・・・変圧器の二次巻線
４・・・・非接触給電受電器の共振コンデンサ
５・・・・整流器
６・・・・負荷
７，７ａ，７ｂ，７ｓ・・・・イミタンス変換器
７１，７２，７５，７７，７９，７１１，７１２・・・イミタンス変換器の共振コンデンサ
７６，７８，７１０・・・・イミタンス変換器の共振リアクトル
７３，７４・・・・直列リアクトル

Claims (3)

1. 変圧器と，入力端子対および出力端子対として，一対の第１および第２端子と他の一対の第３および第４端子を有し，第１および第２端子間の内部回路は変圧器の一次巻線と第１のコンデンサとリアクトルの直列接続とし，第３および第４端子間の内部回路は同じ変圧器の二次巻線と第２のコンデンサの直列接続とし，入力端子に交流電源を，出力端子に負荷を接続し，第１のコンデンサのキャパシタンスを第１および第２端子間の内部回路が電源周波数で直列共振する値とし、第２のコンデンサのキャパシタンスを第３および第４端子間の内部回路が電源周波数で直列共振する値とし，前記リクトルは入力端子と出力端子間の直列共振周波数が電源周波数の整数倍にならない値としたことを特徴とするイミタンス変換器。
2. リアクトルの直列接続と同等の効果を持つように漏れインダクタンスを大きくする構造を持つ変圧器を使用したことを特徴とする請求項１のイミタンス変換器。
3. 複数のイミタンス変換器を直列に接続して直列回路を構成し，電力の伝達を行うとき，それぞれのイミタンス変換器内部にある直列リアクタンス素子を省略し，直列回路にコンデンサまたはリアクトルを挿入して，その値を直列回路が電源周波数で直列共振となるようにしたことを特徴とする請求項１および２のイミタンス変換器。

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