JP6487825B2 - 非接触電力伝送システム、および、送電装置 - Google Patents

Description

本発明は、非接触で電力の伝送を行う非接触電力伝送システム、および、送電装置に関する。

負荷と電源とを直接接続することなく、電源が出力する電力を非接触で負荷に伝送する技術が開発されている。当該技術は、一般的に、非接触電力伝送やワイヤレス給電と呼ばれている。当該技術は、携帯電話や家電製品、電気自動車、無人搬送車（ＡＧＶ：Automated Guided Vehicle）などへの給電に応用されている。

非接触電力伝送では、高周波電源装置に接続された送電装置から、負荷に接続された受電装置に、非接触で送電を行う。送電装置には送電コイルが備えられており、受電装置には受電コイルが備えられている。送電コイルと受電コイルとが磁気的に結合されることで、非接触での送電が行われる。非接触電力伝送技術を無人搬送車に用いた例として、特許文献１などがある。

特開２００８−１３７４５１号公報

例えば、工場内などで、複数の無人搬送車を用いる場合がある。図２０は、３台の無人搬送車Ｅを用いている場合に、３台の無人搬送車Ｅが同時に充電を行っている状態を示している。各無人搬送車Ｅの受電装置Ｂは、それぞれ、送電装置Ａ１００から非接触で電力を供給されている。各送電装置Ａ１００は、高周波電源装置１００の出力を制御装置５００で制御して、送電コイルに電力を供給している。無人搬送車Ｅが受電位置に位置していない時には、その送電装置Ａ１００の制御装置５００は、高周波電源装置１００の出力を停止している。この場合、各送電装置Ａ１００が高周波電源装置１００および制御装置５００を備えているので、高周波電源装置１００および制御装置５００が３台ずつ必要になる。したがって、製造コストが大きくなる。

一方、各送電装置Ａ１００で１つの高周波電源装置１００および制御装置５００を利用するようにした場合、すなわち、３つの送電コイルを１つの高周波電源装置１００に接続した場合、製造コストを抑制することができる。しかし、常に３台の無人搬送車Ｅが同時に充電を行うわけではないので、送電を行う必要がない送電コイルにも電力が供給される場合がある。この場合、電力が無駄になるうえに、高周波ノイズをまき散らすことになる。また、３台の無人搬送車Ｅが同時に充電を行う場合にのみ高周波電源装置１００を起動する場合は、いずれかの無人搬送車Ｅの充電が完了すると、他の２台の無人搬送車Ｅの充電も停止されてしまう。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、複数の受電装置に同時に電力を供給することができる非接触送電装置であって、送電が不要の送電コイルには電力を供給せず、送電が必要な送電コイルには電力を供給し、製造コストを抑制することができる非接触電力伝送システム、および、送電装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、前記送電装置は、一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えており、互いに直列に接続されている複数の送電ユニットと、前記各送電ユニットの入力端子間にそれぞれ並列接続されているスイッチと、前記受電装置がいずれかの送電ユニットから受電可能な位置に配置された場合に、当該送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを開放状態に切り替える制御手段とを備えていることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに並列接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットを備え、前記各送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、前記受電ユニットの後段に、前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路とを備え、前記各送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧‐電流変換回路は、前記高周波電源装置が出力する高周波電流の周波数においてインピーダンスの大きさが等しくなるように設計されているインダクタとコンデンサとを、Ｔ型またはπ型に配置した回路である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧‐電流変換回路は、前記受電ユニットに直列接続された伝送線路であり、前記伝送線路の長さは、前記高周波電源装置が出力する周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝送線路は、同軸ケーブルである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記各送電ユニットが備えている送電コイルの自己インダクタンスがいずれも略同一であり、前記各受電ユニットが備えている受電コイルの自己インダクタンスがいずれも略同一であり、いずれの送電コイルといずれの受電コイルとが磁気結合したときでも結合係数が略同一である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、直流電圧を出力する直流電源装置と、入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタに代えて、前記高周波電源装置が出力する周波数の伝送波長の略４分の１の長さの伝送線路を備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、前記スイッチング素子と前記第１の共振回路との接続点に一端が接続された第１の伝送線路および第２の伝送線路をさらに備え、前記第１の伝送線路は、前記高周波電源装置が出力する周波数の、前記第１の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が開放されており、前記第２の伝送線路は、前記高周波電源装置が出力する周波数の、前記第２の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が短絡されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、プッシュプル回路として構成されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記送電装置および前記受電装置は、それぞれ、通信手段をさらに備えており、前記受電装置は、いずれかの前記送電ユニットから受電可能な位置に配置された場合に、当該送電ユニットを知らせるための信号を、前記送電装置の制御手段に送信し、前記送電装置の制御手段は、受信した信号に応じて、対応する送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを開放状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、受電した電力を蓄電装置に供給しており、前記蓄電装置が満充電状態になった場合に、送電を停止させるための送電停止信号を、前記送電装置の制御手段に送信し、前記送電装置の制御手段は、受信した前記送電停止信号に基づいて、対応する送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを導通状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、受電した電力を蓄電装置に供給しており、前記蓄電装置の充電電圧情報を、前記送電装置の制御手段に送信し、前記送電装置の制御手段は、受信した前記充電電圧情報に基づいて、対応する送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを導通状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記複数の送電ユニット間は、前記高周波電源装置が出力する高周波電流の伝送波長の略２分の１の自然数倍の長さの伝送線路で接続されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、車両に配置され、前記送電装置は、床面に配置されている。

本発明の第２の側面によって提供される送電装置は、受電装置に非接触で電力を供給する送電装置であって、一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えており、直列に接続されている複数の送電ユニットと、前記各送電ユニットの入力端子間にそれぞれ並列接続されているスイッチと、前記受電装置がいずれかの送電ユニットから受電可能な位置に配置された場合に、当該送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを開放状態に切り替える制御手段とを備えていることを特徴とする。

本発明によると、制御手段は、受電装置が受電可能な位置に配置された送電ユニットのスイッチを開放状態に切り替える。スイッチが開放状態になったことで、高周波電源装置からの高周波電流が当該送電ユニットに流れる。したがって、送電が必要な送電ユニットだけに電力を供給し、送電を行う必要がない送電ユニットには電力を供給しないようにすることができる。複数の送電ユニットは、１つの高周波電源から電力を供給されるので、送電ユニット毎に高周波電源を設ける場合と比べて、製造コストを抑制することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。 高周波電源装置の内部構成の詳細を示す回路図である。 スイッチの一例を示す回路図である。 切替制御処理を説明するためのフローチャートである。 図１に示す非接触電力伝送システムを示す回路図である。 図５に示す非接触電力伝送システムの一部の回路を、等価回路で説明するための図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 スイッチの切り替えと送電状態の例について説明するための図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの変形例を示す図である。 切替制御処理の他の例を説明するためのフローチャートである。 第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成を示す回路図である。 図１２に示す非接触電力伝送システムの一部の回路を、等価回路で説明するための図である。 第２実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第３実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成を示す回路図である。 図１５に示す非接触電力伝送システムの一部の回路を抜き出した図である。 高周波電源装置の変形例を示す回路図である。 高周波電源装置の変形例を示す回路図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの他のシステムへの適用例を示す図である。 従来の非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る非接触電力伝送システムを無人搬送車の充電システムとして用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１〜図４は、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣを説明するための図である。図１は、非接触電力伝送システムＣの全体構成を示す図である。図２は、高周波電源装置１の内部構成の詳細を示す回路図である。図３は、スイッチの一例を示す回路図である。図４は、切替制御処理を説明するためのフローチャートである。

非接触電力伝送システムＣは、３台の無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３の車体にそれぞれ備えられたバッテリＤ１〜Ｄ３を充電するための給電システムである。各無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３は、所定の受電位置に移動することで、送電装置Ａから非接触で電力を供給される。

送電装置Ａは、床面に埋設されて配置されており、高周波電源装置１、送電ユニット２１，２２，２３、スイッチ６１，６２，６３、制御装置５、および、通信装置７を備えている。

高周波電源装置１は、高周波電力を送電ユニット２１，２２，２３に供給するものである。高周波電源装置１は、いわゆる定電流源であり、一定の大きさの高周波電流を出力する。図２に示すように、高周波電源装置１は、直流電源装置１１、電源制御装置１２、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えている。高周波電源装置１は、直流電源装置１１が生成した直流電力を、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作によって高周波電力に変換して出力する。

直流電源装置１１は、直流電力を生成して出力するものである。直流電源装置１１は、商用電源から入力される交流電圧（例えば、商用電圧２００［Ｖ］など）を図示しない整流回路によって整流し、図示しない平滑回路によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータによって、所定のレベル（目標電圧）の直流電圧に変換する。直流電源装置１１は、電源制御装置１２から入力される電圧制御信号Ｓ１によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換動作を制御することにより、整流、平滑後の直流電圧を所定のレベルの直流電圧に変換する。なお、直流電源装置１１の構成は限定されず、所定の高周波電圧を出力するものであればよい。

スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０は、いわゆるＥ級アンプと同様の回路を構成する。Ｅ級アンプは、直流電源装置１１より直流電力を入力され、高周波電力を生成して出力する。

コンデンサＣ１０は、直流電源装置１１に並列接続されており、直流電源装置１１より入力される直流電圧を平滑化するものである。

インダクタＬ１は、直流電源装置１１の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓとの間に直列接続されている。直流電源装置１１が一定の直流電圧を出力することにより、インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑｓに一定の直流電流を供給する。

スイッチング素子Ｑｓは、電源制御装置１２から入力される高周波制御信号Ｓ２に応じて、オン状態とオフ状態とを切り替えるものである。本実施形態では、スイッチング素子ＱｓとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子は、インダクタＬ１の一方の端子（直流電源装置１１の出力端子に接続されたのとは異なる方の端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのソース端子は、直流電源装置１１の低電位側の出力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのゲート端子には、電源制御装置１２から高周波制御信号Ｓ２が入力される。高周波制御信号Ｓ２は、所定の周波数ｆ₀（例えば、８５［ｋＨｚ］や１３．５６［ＭＨｚ］など）でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である。周波数ｆ₀は、スイッチング素子Ｑｓをスイッチングさせる周波数なので、以下では「スイッチング周波数ｆ₀」と記載する場合がある。スイッチング素子Ｑｓは、高周波制御信号Ｓ２がローレベルのときオフ状態になり、高周波制御信号Ｓ２がハイレベルのときオン状態になる。

ダイオードＤ１は、いわゆるフライホイールダイオードであって、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とソース端子との間に、逆並列に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端子はスイッチング素子Ｑｓのソース端子に接続され、ダイオードＤ１のカソード端子はスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続されている。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑｓの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子Ｑｓに印加されないようにするためのものである。なお、スイッチング素子Ｑｓが内部にダイオードの動作をする機能を有する場合は、ダイオードＤ１を設けないようにしてもよい。

コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑｓに並列接続されており、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態のときに電流が流れて、電気エネルギーを蓄積する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がピークになった後は放電を行い、電気エネルギーを放出する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がゼロになったタイミングで、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態からオン状態に切り替わる。

インダクタＬ３とコンデンサＣ３とは、直列接続されて共振回路ＬＣ３を構成している。インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀と一致するように設計される。共振回路ＬＣ３は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とインダクタＬ１の一方の端子との接続点と送電ユニット２１との間に、直列接続されている。共振回路ＬＣ３の共振特性により、出力電流が、共振周波数（スイッチング周波数ｆ₀）の正弦波状になる。なお、当該共振回路ＬＣ３が、本発明の「第１の共振回路」に相当する。

コンデンサＣ４は、共振回路ＬＣ３の出力側に、直流電源装置１１に対して並列となるように、接続されている。コンデンサＣ４、インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、インピーダンス整合回路として機能する。また、コンデンサＣ３は、高周波電源装置１から出力される高周波電流から直流成分をカットする。

以上の構成から、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えたＥ級アンプは、電源制御装置１２より入力される高周波制御信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｑｓがスイッチングすることで、スイッチング周波数ｆ₀の高周波電流を生成して出力する。

また、本実施形態においては、高周波電源装置１は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とが直列接続された共振回路ＬＣ２を、スイッチング素子Ｑｓに並列接続させている。インダクタＬ２およびコンデンサＣ２は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数と一致するように設計される。共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。なお、当該共振回路ＬＣ２が、本発明の「第２の共振回路」に相当する。

また、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１からなるフィルタＬＣ１も、共振回路ＬＣ２と組み合わせて、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなるように設計される。なお、コンデンサＣ１のキャパシタンスは、スイッチング素子Ｑｓの内部の容量成分も考慮して設計される。

以上の構成から、発生した高周波電流のうちの２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

電源制御装置１２は、高周波電源装置１を制御するものであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で構成される。

電源制御装置１２は、フィードバック制御によって、直流電源装置１１から出力される直流電圧のレベルを制御する。具体的には、電源制御装置１２は、直流電源装置１１の出力電圧と設定された目標電圧との偏差をゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動できるレベルに増幅して、電圧制御信号Ｓ１として直流電源装置１１に出力する。これにより、電源制御装置１２は、直流電源装置１１から出力される直流電圧を目標電圧に制御して、直流電源装置１１から一定の直流電圧を出力させることができる。また、電源制御装置１２は、目標電圧を変更することで、直流電源装置１１の出力電圧のレベルを変更する。

また、電源制御装置１２は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数ｆ₀のパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）を生成し、当該パルス信号を図示しないドライブ回路でスイッチング素子Ｑｓを駆動できるレベルに増幅して、高周波制御信号Ｓ２としてスイッチング素子Ｑｓのゲート端子に出力する。

なお、高周波電源装置１の構成は限定されず、一定の大きさの高周波電流を出力するものであればよい。

送電ユニット２１は、送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１を備えている。送電コイルＬｔ１は、高周波電源装置１より供給される高周波電力を、受電装置Ｂ１（Ｂ２，Ｂ３）に送電するものである。送電コイルＬｔ１は、渦巻状に巻回された平面コイルであり、コイル面が床面に対して略平行になるように配置されている。共振コンデンサＣｔ１は、送電コイルＬｔ１に直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。なお、送電コイルＬｔ１の形状は限定されない。

送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１は、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。すなわち、送電コイルＬｔ１の自己インダクタンスＬ_Rと、共振コンデンサＣｔ１のキャパシタンスＣ_Rとが、下記（１）式の関係になるように設計される。なお、高周波電源装置１が出力する高周波電圧の周波数が高い場合は、送電コイルＬｔ１の巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｔ１として用いるようにしてもよい。

送電ユニット２２は、送電ユニット２１と同様の構成であり、送電コイルＬｔ２および共振コンデンサＣｔ２を備えている。送電ユニット２３も、送電ユニット２１と同様の構成であり、送電コイルＬｔ３および共振コンデンサＣｔ３を備えている。送電ユニット２１，２２，２３は、この順番で直列接続されて、高周波電源装置１に接続されている。

スイッチ６１〜６３は、それぞれ、送電ユニット２１〜２３の入力端子間に並列接続されている。スイッチ６１（６２，６３）は、制御装置５より入力される切替信号に応じて、送電ユニット２１（２２，２３）に高周波電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替える。すなわち、切替信号がオン信号（ハイレベル信号）の場合、スイッチ６１（６２，６３）は導通状態となり、送電ユニット２１（２２，２３）の入力端子間が短絡されるので、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１（２２，２３）に流れない。一方、切替信号がオフ信号（ローレベル信号）の場合、スイッチ６１（６２，６３）は開放状態となり、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１（２２，２３）に流れる。なお、切替信号がオン信号の場合に開放状態にして送電ユニット２１（２２，２３）に高周波電流が流れるようにし、オフ信号の場合に導通状態にして送電ユニット２１（２２，２３）に高周波電流が流れないようにしてもよい。

本実施形態では、図３に示すように、２つのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を逆直列接続したものをスイッチ６１〜６３として用いている。２つのＭＯＳＦＥＴは、ソース端子同士が接続されている。一方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、送電ユニット２１（２２，２３）の一方の入力端子に接続されており、他方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は他方の入力端子に接続されている。そして、両者のゲート端子には、制御装置５から切替信号が入力される。切替信号がオン信号の場合、スイッチ６１（６２，６３）に高周波電流が流れ、導通状態になる。

なお、スイッチ６１〜６３は、ＭＯＳＦＥＴを用いたものに限定されず、他の半導体スイッチを用いたものであってもよい。また、ソリッドステートリレー（半導体リレー）や、電磁接触器のような機械的なスイッチであってもよい。また、その他の構成で、各送電ユニット２１〜２３に高周波電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えるようにしてもよい。

制御装置５は、送電装置Ａの制御を行うものである。制御装置５は、通信装置７から入力される信号に応じて、スイッチ６１〜６３の切り替えを行うための切替信号を出力する。当該切り替えの制御についての詳細は、後述する。

通信装置７は、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３の通信装置９との間で無線通信を行うものである。通信装置７は、通信装置９より受信した信号を、制御装置５に出力する。なお、通信装置７の通信方式や用いる電磁波の種類は限定されない。

受電装置Ｂ１は、無人搬送車Ｅ１の車体に配置されており、受電ユニット３１、整流平滑回路４１、制御装置８、および、通信装置９を備えている。

受電ユニット３１は、受電コイルＬｒ１、および、共振コンデンサＣｒ１を備えている。受電コイルＬｒ１は、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３のいずれかと磁気結合して、非接触で受電するものである。受電コイルＬｒ１は、渦巻状に巻回された平面コイルであり、コイル面が床面に対して略平行になるように、無人搬送車Ｅ１の車体底面に配置されている。共振コンデンサＣｒ１は、受電コイルＬｒ１に並列接続されて、並列共振回路を構成するためのものである。なお、送電コイルＬｔ１の形状は限定されない。

受電コイルＬｒ１および共振コンデンサＣｒ１は、送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１と同様に、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、受電コイルＬｒ１の巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒ１として用いるようにしてもよい。

受電コイルＬｒ１が送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３のいずれかと磁気結合することで、受電装置Ｂ１は、送電装置Ａから送電される高周波電力を受電する。すなわち、送電コイルＬｔ１（Ｌ１２，Ｌ１３）に高周波電流が流れることで磁束が変化し、この磁束に鎖交する受電コイルＬｒ１に高周波電流が流れる。これにより、送電装置Ａから受電装置Ｂ１に、非接触で電力を伝送することができる。なお、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３が、床面に貼った磁気テープによって移動ルートを検出するタイプのものである場合、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３を磁気テープから離れた位置に配置する必要がある。また、この場合、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３の磁気テープを検出する検出部と、受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３とは、離れた位置に配置されることになる。なお、後述するように、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３を床面以外に配置するようにしてもよい。

また、受電ユニット３１および送電ユニット２１〜２３は、いずれも共振回路であり、送電ユニット２１（２２，２３）から受電ユニット３１へは、磁界共鳴方式により、非接触電力伝送が行われる。受電ユニット３１が受電した電力は、整流平滑回路４１に出力される。

整流平滑回路４１は、受電ユニット３１より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換するものである。整流平滑回路４１は、４つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路を備えている（図５参照）。また、整流平滑回路４１は、整流後の出力を平滑するための平滑回路も備えている（図５参照）。なお、整流平滑回路４１の構成は限定されず、高周波電流を直流電流に変換するものであればよい。整流平滑回路４１から出力される直流電流は、バッテリＤ１に供給される。

バッテリＤ１は、例えばリチウムイオン電池などの二次電池である。バッテリＤ１は、整流平滑回路４１より出力される直流電力によって充電され、図示しないモータなどに電力を供給する。バッテリＤ１には、バッテリＤ１の充電状態に関係なく、一定大きさの電流が入力される。なお、二次電池の種類は限定されず、鉛蓄電池などであってもよい。また、バッテリＤ１に代えて、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタを用いるようにしてもよい。

制御装置８は、無人搬送車Ｅ１の制御を行うものである。制御装置８は、無人搬送車Ｅ１が所定の受電位置に位置した場合に、送電開始信号を通信装置９に送信させる。送電開始信号は、送電装置Ａに所定の送電ユニット（２１，２２，２３）から送電を開始させるための信号であり、送電ユニット（送電コイル）を識別するための情報（例えば、送電ユニットのＩＤ番号）が含まれている。受電位置は、受電コイルＬｒ１の中心の水平方向での位置と送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）の中心の水平方向での位置とが一致して、受電コイルＬｒ１と送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）とが、最も強力に磁気結合できるようになる位置である。無人搬送車Ｅ１は、所定の受電位置に位置したことを検知するためのセンサを備えている。制御装置８は、センサからの入力に基づいて、無人搬送車Ｅ１が所定の受電位置に位置したことを検知し、いずれの送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）に対する受電位置であるかを判断する。

なお、無人搬送車Ｅ１が受電位置に位置したことを検知するための手法は限定されない。例えば、無人搬送車Ｅ１の水平方向の位置を検出し、あらかじめ設定されている各送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）の水平方向の位置との関係から検知するようにしてもよい。また、床面上の各送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）の位置にそれを示すマークを設け、無人搬送車Ｅ１に搭載されて床面を撮像する撮像センサによる撮像画像から当該マークを検出するようにしてもよい。また、無人搬送車Ｅ１がいずれかの受電位置に位置したことを検知するセンサと、当該受電位置がいずれの送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）に対する受電位置であるかを検知するセンサとを別々に設けてもよい。例えば、無人搬送車Ｅ１が床面に向けて所定の電磁波を出力し、床面上の各送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）の位置に設けられた反射部材で反射された電磁波を検出することでいずれかの受電位置に位置したことを検知し、無人搬送車Ｅ１の水平方向のおおまかな位置から、いずれの送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）に対する受電位置であるかを検知するようにしてもよい。また、無人搬送車Ｅ１および各送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）の両方に赤外線センサを設けて、双方の赤外線センサが相手の送信信号を受信して通信できる状態になった場合に、無人搬送車Ｅ１が受電位置に位置したと判断するようにしてもよい。

また、制御装置８は、バッテリＤ１が満充電状態になった場合に、送電を停止させるための送電停止信号を、通信装置９に送信させる。無人搬送車Ｅ１は、バッテリＤ１の充電電圧を検出する電圧センサを備えており、制御装置８は、電圧センサが検出した充電電圧が所定の閾値以上になった場合に、バッテリＤ１が満充電状態になったと判断する。制御装置８は、受電中の送電ユニット（２１，２２，２３）を識別するための情報（例えば、送電ユニットのＩＤ番号）を図示しない記憶部に記憶している。制御装置８は、当該情報を、送電停止信号に含めて送信する。

通信装置９は、送電装置Ａの通信装置７との間で無線通信を行うものである。通信装置９は、制御装置８より入力された信号を、通信装置７に送信する。なお、通信装置９の通信方式や用いる電磁波の種類は限定されない。

無人搬送車Ｅ２は、無人搬送車Ｅ１と同様の構成であり、受電装置Ｂ２およびバッテリＤ２を備えている。受電装置Ｂ２は、受電装置Ｂ１と同様の構成であり、受電コイルＬｒ２および共振コンデンサＣｒ２を備える受電ユニット３２、整流平滑回路４２、制御装置８、および、通信装置９を備えている。受電コイルＬｒ２が送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３のいずれかと磁気結合することで、送電装置Ａから受電装置Ｂ２に、非接触で電力を供給することができる。また、無人搬送車Ｅ３も、無人搬送車Ｅ１と同様の構成であり、受電装置Ｂ３およびバッテリＤ３を備えている。受電装置Ｂ３は、受電装置Ｂ１と同様の構成であり、受電コイルＬｒ３および共振コンデンサＣｒ３を備える受電ユニット３３、整流平滑回路４３、制御装置８、および、通信装置９を備えている。受電コイルＬｒ３が送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３のいずれかと磁気結合することで、送電装置Ａから受電装置Ｂ３に、非接触で電力を供給することができる。

図１においては、無人搬送車Ｅ１が送電コイルＬｔ１に対する受電位置に位置しており、無人搬送車Ｅ２が送電コイルＬｔ２に対する受電位置に位置しており、無人搬送車Ｅ３が送電コイルＬｔ３に対する受電位置に位置している状態を示している。なお、無人搬送車Ｅ１（Ｅ２，Ｅ３）は、バッテリＤ１（Ｄ２，Ｄ３）の充電量が少なくなった時に、最寄りの受電位置に移動するので、各無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３がどの受電位置に位置するかは任意である。また、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３のいずれか１台だけ、または、２台だけが、受電位置に位置している状態もある。

次に、スイッチ６１〜６３の切り替え制御について説明する。

制御装置５は、受電装置Ｂ１〜Ｂ３より受信する信号に応じて、スイッチ６１〜６３の切り替えを行う。制御装置５は、通信装置７より送電開始信号を入力された場合、送電開始信号に含まれる送電ユニット（２１，２２，２３）を識別するための情報に基づいて、該当する送電ユニット（２１，２２，２３）に対応するスイッチ（６１，６２，６３）に、オフ信号である切替信号を出力する。また、制御装置５は、通信装置７より送電停止信号を入力された場合、送電停止信号に含まれる送電ユニット（２１，２２，２３）を識別するための情報に基づいて、該当する送電ユニット（２１，２２，２３）に対応するスイッチ（６１，６２，６３）に、オン信号である切替信号を出力する。また、制御装置５は、高周波電源装置１が起動していない状態で送電開始信号を入力された場合は、高周波電源装置１を起動させる。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２を出力させるように指令を行う。また、すべての送電ユニット２１〜２３で送電の必要がなくなった場合、すなわち、いずれか１つの送電ユニット（２１，２２，２３）のみが送電を行っている状態で、当該送電ユニットを識別するための情報を含んだ送電停止信号を入力された場合、制御装置５は、高周波電源装置１の運転を停止させる。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２の出力を停止させる指令を行う。

図４は、制御装置５が行う切替制御処理を説明するためのフローチャートである。当該切替制御処理は、送電装置Ａが起動したときに開始され、送電装置Ａが稼働している間、実行される。

まず、送電開始信号が受信されたか否かが判別される（Ｓ１）。受信された場合（Ｓ１：ＹＥＳ）、送電開始信号に含まれる識別情報に基づいて、対応するスイッチに、オフ信号である切替信号を出力する（Ｓ２）。次に、高周波電源装置１が起動しているか否かが判別される（Ｓ３）。具体的には、電源制御装置１２が高周波制御信号Ｓ２を出力しているか否かによって判別される。高周波電源装置１が起動していない場合（Ｓ３：ＮＯ）、高周波電源装置１が起動され（Ｓ４）、ステップＳ１に戻る。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２を出力させるように指令を行う。一方、高周波電源装置１が起動している場合（Ｓ３：ＹＥＳ）、ステップＳ４を行わずに、ステップＳ１に戻る。これにより、識別情報に対応する送電ユニットに高周波電力が供給される。したがって、送電開始信号を送信した受電装置に送電が行われ、当該受電装置のバッテリが充電される。

ステップＳ１において、送電開始信号が受信されなかった場合（Ｓ１：ＮＯ）、送電停止信号が受信されたか否かが判別される（Ｓ５）。受信されなかった場合（Ｓ５：ＮＯ）、ステップＳ１に戻り、ステップＳ１およびＳ２が繰り返される。一方、受信された場合（Ｓ５：ＹＥＳ）、送電停止信号に含まれる識別情報に基づいて、対応するスイッチに、オン信号である切替信号を出力する（Ｓ６）。これにより、識別情報に対応する送電ユニットに高周波電力が供給されないようになる。そして、すべてのスイッチ６１〜６３がオンであるか否かが判別される（Ｓ７）。具体的には、制御装置５が各スイッチ６１〜６３に出力している切替信号が、すべてオン信号であるか否かによって判別する。すべてオン信号である場合（Ｓ７：ＹＥＳ）、高周波電源装置１の運転が停止され（Ｓ８）、ステップＳ１に戻る。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２の出力を停止させる指令を行う。すべてがオンでない場合（Ｓ７：ＮＯ）、まだ高周波電力の供給が継続されるため、ステップＳ８が行われずに、ステップＳ１に戻る。なお、切替制御処理の処理手順は、これに限られない。

次に、図５〜図６を参照して、各バッテリＤ１〜Ｄ３に供給される電流が、各バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に関係なく一定になることを説明する。

図５は、図１に示す非接触電力伝送システムＣを回路図で示したものである。図１の状態の場合、送電装置Ａの制御装置５は、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３から受信した送電開始信号に基づいて、スイッチ６１〜６３に切替信号（オフ信号）を出力し、スイッチ６１〜６３が開放状態になる。したがって、図５においては、スイッチ６１〜６３がすべて開放されて、送電ユニット２１〜２３に高周波電流が流れ、受電コイルＬｒ１が送電コイルＬｔ１と磁気結合し、受電コイルＬｒ２が送電コイルＬｔ２と磁気結合し、受電コイルＬｒ３が送電コイルＬｔ３と磁気結合している状態を示している。

図６（ａ）は、図５に示す非接触電力伝送システムＣのうちの、送電ユニット２１と受電ユニット３１を抜き出したものである。

送電ユニット２１に印加される電圧をＶ₁、入力される電流をＩ₁とする。また、受電ユニット３１から出力される電圧をＶ₂、出力される電流をＩ₂とする。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂および各電流Ｉ₁，Ｉ₂は、いずれもベクトルである。

一般的に、非接触電力伝送システムの等価回路は、磁気結合した送電コイルと受電コイルとを、３つのコイルで構成されたＴ型回路に置き換えて表すことができる。図６（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図６（ｂ）に示す回路になる。図６（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ４として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、いずれもベクトルである。Ｔ型回路のコイルのうちの送電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ１に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。Ｔ型回路のコイルのうちの受電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ３に含まれるコイル）のインダクタンスは、受電コイルＬｒの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。また、Ｔ型回路のコイルのうちの並列接続されたコイル（インピーダンスＺ２に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスとなる。したがって、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、下記（２）〜（５）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔ１および受電コイルＬｒ１の自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ_tおよびＬ_rとし、共振コンデンサＣｔ１および共振コンデンサＣｒ１のキャパシタンスを、それぞれ、Ｃ_tおよびＣ_rとしている。また、送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１の結合係数をｋとしている。

図６（ｃ）は、図６（ｂ）に示す回路を、Ｆパラメータを用いて表した等価回路を示す図である。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルであり、Ｆパラメータは、下記（６）式のようになる。

磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＋Ｚ４＝０を、上記（６）式に代入すると、下記（７）式になる。これより、下記（８）式および上記（３），（４）式から、下記（９）式が求められる。

送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１の距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（９）式より、受電ユニット３１から出力される電流Ｉ₂の大きさは、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２１〜２３は直列接続されているので、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁は、高周波電源装置１の出力電流である。直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流の大きさは一定であり、電流Ｉ₁も一定になる。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１の出力電流Ｉ₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３１の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₂を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３１の出力電流Ｉ₂の大きさが一定なので、整流平滑回路４１によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤ１に供給される電流は、バッテリＤ１の充電状態に関係なく一定になる。

同様に、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３２（３３）の出力電流の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく一定であり、受電ユニット３２（３３）の出力も、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３２（３３）の出力電流の大きさが一定なので、整流平滑回路４２（４３）によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤ２（Ｄ３）に供給される電流は、バッテリＤ２（Ｄ３）の充電状態に関係なく一定になる。

また、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンスがいずれも同一のＬ_tであり、受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンスがいずれも同一のＬ_rであり、送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１との結合係数、送電コイルＬｔ２と受電コイルＬｒ２との結合係数、送電コイルＬｔ３と受電コイルＬｒ３との結合係数がいずれも同一の結合係数ｋであれば、送電ユニット２１〜２３に入力される電流の大きさは同一なので、上記（９）式より、各受電ユニット３１〜３３から出力される電流の大きさは、いずれも同一となる。つまり、いずれの受電ユニット３１〜３３も、電力を供給する負荷のインピーダンスなどに左右されることなく、同じ大きさの電流を負荷に供給することができる。受電ユニット３１〜３３の出力電流の大きさが同一なので、整流平滑回路４１〜４３によって整流および平滑化された電流も同一になる。したがって、バッテリＤ１〜Ｄ３に供給される電流は、バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に関係なく同一になる。なお、各結合係数などが完全に一致しなくても、略同一であれば、各受電ユニット３１〜３３から出力される電流の大きさは略同一となり、バッテリＤ１〜Ｄ３に供給される電流も略同一になる。

つまり、各送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンスを略同一にし、各受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンスを略同一にし、各結合係数が略同一になるようにしておけば、各バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に関係なく、各バッテリＤ１〜Ｄ３に略同じ大きさの電流を一定の電流として供給することができる。また、このことは、受電ユニット（３１，３２，３３）の数にも左右されない。例えば、スイッチ６３が導通状態となって、送電コイルＬｔ３と受電コイルＬｒ３とが磁気結合していない場合でも、各バッテリＤ１、Ｄ２に略同じ大きさの電流を一定の電流として供給することができる。

図７は、図５に示す回路において、整流平滑回路４１（４２，４３）およびバッテリＤ１（Ｄ２，Ｄ３）を負荷抵抗に置き換えて、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。直流電源装置１１が出力する直流電圧Ｖ_dcを２００［Ｖ］、高周波制御信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号としている。また、各送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンス、各共振コンデンサＣｔ１〜Ｃｔ３のキャパシタンス、各受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンス、各共振コンデンサＣｒ１〜Ｃｒ３のキャパシタンスを、それぞれ同じ値とし、各送電コイルと受電コイルの結合係数をｋ＝０．５としている。受電ユニット３１に接続する負荷抵抗の抵抗値を５［Ω］、受電ユニット３２に接続する負荷抵抗の抵抗値を１０［Ω］、受電ユニット３３に接続する負荷抵抗の抵抗値を３０［Ω］として、シミュレーションを行った。図７（ａ）はスイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図７（ｂ）は受電ユニット３１の出力電流の波形を示しており、図７（ｃ）は受電ユニット３２の出力電流の波形を示しており、図７（ｄ）は受電ユニット３３の出力電流の波形を示している。

図７（ａ）に示されているように、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsは、５００［Ｖ］未満となっており、直流電圧Ｖ_dc（２００［Ｖ］）に対して２．５倍程度に収まっている。一方、図２に示す共振回路ＬＣ２を削除してシミュレーションを行った場合は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsは、７００［Ｖ］以上となり（図示しない）、直流電圧Ｖ_dcに対して３．５倍以上になった。つまり、共振回路ＬＣ２によって、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を抑制できることが確認できた。

また、図７（ｂ）〜（ｄ）に示されているように、各出力電流の波形は、同一になっている。つまり、各受電ユニット３１〜３３に接続する負荷抵抗の抵抗値を異ならせていても、同じ大きさの電流が流れることが確認できた。また、各受電ユニット３１〜３３に接続する負荷抵抗の抵抗値を変化させても、各出力電流の波形に変化はなかった（図示せず）。したがって、接続される負荷に関係なく、各受電ユニット３１〜３３の出力電流の大きさが一定であることが確認できた。

図８は、図７のシミュレーションにおいて、スイッチ６２を導通状態に切り替えた場合の各波形を示している。その他の条件は、図７のシミュレーションと同様である。図８（ａ）はスイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図８（ｂ）は受電ユニット３１の出力電流の波形を示しており、図８（ｃ）は受電ユニット３２の出力電流の波形を示しており、図８（ｄ）は受電ユニット３３の出力電流の波形を示している。

図８（ｂ），（ｄ）に示されているように、受電ユニット３１，３３の出力電流の波形は、図７（ｂ），（ｄ）の波形と同じであり、図８（ｃ）に示されているように、受電ユニット３２の出力電流のみがゼロになっている。したがって、スイッチ（６１，６２，６３）が開放状態になっている場合にのみ、電流が供給されることが確認できた。また、いずれかのスイッチ（６１，６２，６３）が導通状態になっていても、他の出力電流に影響しないことが確認できた。

図９は、スイッチ６１〜６３の切り替えと送電状態の例について説明するための図である。

図９（ａ）は、どの受電位置にも無人搬送車Ｅが配置されておらず、スイッチ６１〜６３がすべて導通状態であり、高周波電源装置１からの電流が送電ユニット２１〜２３に流れない状態を示している。この時、高周波電源装置１はまだ起動していない。

図９（ｂ）は、送電ユニット２１の受電位置に無人搬送車Ｅ１が配置された状態を示している。このとき、送電装置Ａは、無人搬送車Ｅ１からの送電開始信号を受信して、スイッチ６１を開放状態に切り替えるので、送電ユニット２１の入力端子間の短絡が開放され、高周波電源装置１が起動される。これにより、無人搬送車Ｅ１のバッテリＤ１の充電が行われる。また、高周波電源装置１が起動されても、スイッチ６２，６３は導通状態なので、送電ユニット２２，２３の入力端子間は短絡されており、送電ユニット２２，２３に電流が流れることはない。

図９（ｃ）は、さらに、送電ユニット２２の受電位置に無人搬送車Ｅ２が配置された状態を示している。このとき、送電装置Ａは、無人搬送車Ｅ２からの送電開始信号を受信して、スイッチ６２を開放状態に切り替えるので、送電ユニット２２の入力端子間の短絡も開放され、送電ユニット２２にも電流が流れる。高周波電源装置１は、すでに起動されているので、起動処理は行われない。これにより、無人搬送車Ｅ２のバッテリＤ２の充電も行われる。すなわち、無人搬送車Ｅ１と無人搬送車Ｅ２のバッテリが同時に充電される。このとき、バッテリＤ１およびバッテリＤ２は、それぞれの充電状態に関係なく、同じ大きさの電流で、定電流充電される。

図９（ｄ）は、無人搬送車Ｅ１のバッテリＤ１が満充電になった状態を示している。このとき、送電装置Ａは、無人搬送車Ｅ１からの送電停止信号を受信して、スイッチ６１を導通状態に切り替えるので、送電ユニット２１に電流が流れなくなる。しかし、スイッチ６２は開放状態なので、高周波電源装置１の運転は停止されない。これにより、無人搬送車Ｅ２のバッテリＤ２の充電は継続される。

次に、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣの作用効果について説明する。

本実施形態によると、制御装置５は、受電装置Ｂ１〜Ｂ３より受信する信号に応じてスイッチ６１〜６３の切り替えを行い、受電位置に無人搬送車（Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３）が配置され、かつ、配置された無人搬送車（Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３）のバッテリ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）が満充電でない場合のみ、対応する送電ユニット（２１，２２，２３）に高周波電力を供給する。したがって、送電が必要な送電ユニット（２１，２２，２３）だけに電力を供給し、送電を行う必要がない送電ユニットには電力を供給しないようにすることができる。また、制御装置５は、すべてのスイッチ６１〜６３が導通状態になるまで、高周波電源装置１の運転を継続させる。したがって、いずれかの送電ユニット（２１，２２，２３）への送電が不要になったとしても、他の送電ユニット（２１，２２，２３）への送電は継続される。また、送電ユニット２１，２２，２３は、１つの高周波電源装置１から電力を供給されるので、送電ユニット２１，２２，２３毎に高周波電源装置１を設ける場合（図２０参照）と比べて、製造コストを抑制することができる。

また、本実施形態によると、各送電ユニット２１〜２３は直列共振回路であり、各受電ユニット３１〜３３は並列共振回路である。また、高周波電源装置１は各送電ユニット２１〜２３に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２１〜２３から受電ユニット３１〜２３へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、各受電ユニット３１〜３３の出力が定電流源の出力と等価になる。また、各受電ユニット３１〜２３から出力される電流の大きさは、いずれも略同一となる。このことは、バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に左右されず、受電中の受電装置Ｂ１〜Ｂ３の数にも左右されない。したがって、どの受電装置（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）が、いくつ受電中であっても、また、バッテリ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）の充電状態がまちまちであっても、バッテリ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）に出力される電流の大きさは一定であり、いずれの電流も略同じ大きさになる。これにより、バッテリ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）を、略同じ大きさの定電流で充電することができる。

また、本実施形態によると、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２１〜２３に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。

また、本実施形態によると、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。当該共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。よって、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がない。

なお、スイッチング周波数ｆ₀が高く（例えば１０［ＭＨｚ］以上）、受電位置が高周波電源装置１から離れている場合、高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３を接続する接続線の長さの影響が無視できなくなる。すなわち、接続線が長くなると、電流の定在波の影響で、接続線の各位置で電流の大きさが変わる。そのため、各送電ユニットの電流値が同じになるように、高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３の接続は、高周波電源装置１が出力する高周波の伝送波長の略２分の１の伝送線路を用いるのが望ましい。図１０（ａ）は、高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３を接続する接続線を伝送線路ＴＬにしたものである。図１０（ａ）においては、送電装置Ａのみを記載している。伝送線路ＴＬを用いるようにした点以外は、図１に示す非接触電力伝送システムＣと同一であり、同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１０（ａ）に示すように、伝送線路ＴＬは、高周波電源装置１と送電ユニット２１との間、送電ユニット２１と送電ユニット２２との間、および、送電ユニット２２と送電ユニット２３との間に、それぞれ直列接続されている。本実施形態においては、伝送線路ＴＬを同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路ＴＬは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管などであってもよい。

伝送線路ＴＬの長さは、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、伝送線路ＴＬにおける伝送波長の略２分の１としている。高周波電源装置１が出力する高周波の伝送波長λは、周波数をｆとして、伝送線路ＴＬ内の電波の速度をνとすると、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。同軸ケーブル（ポリエチレン製）上の電波の速度νは、真空中の電波の速度（３．０×１０⁸［ｍ／ｓ］）の約６６％程度なので、例えば、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とすると、高周波電源装置１が出力する高周波の伝送波長λは、λ＝（３．０×１０⁸）×（６６／１００）／（１３．５６×１０⁶）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路ＴＬの長さは、この伝送波長λの略２分の１であるので、１４．６０×（１／２）＝７．３０［ｍ］となる。なお、上記同軸ケーブル上の電波の速度νを、真空中の電波の速度の約６６％としたが、同軸ケーブル上の電波の速度は、用いる同軸ケーブルの波長短縮率（詳細には同軸ケーブルの絶縁材料）により異なる。したがって、伝送線路ＴＬの長さは、用いる同軸ケーブルの種類に応じて、適宜変更すればよい。

図１０（ｂ）は、高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３を伝送線路ＴＬで接続した場合に、図７および図８と同様のシミュレーションを行ったときの各波形を示している。各条件は、図７および図８のシミュレーションと同様である。１段目はスイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、２段目は受電ユニット３１の出力電流の波形を示しており、３段目は受電ユニット３２の出力電流の波形を示しており、４段目は受電ユニット３３の出力電流の波形を示している。

図１０（ｂ）に示されているように、受電ユニット３２の出力電流の波形は、位相が（１／２）π遅れて、受電ユニット３１，３３の出力電流の波形を反転したものとなっているが、電流の大きさは同じであることが確認できた。

なお、伝送線路ＴＬの長さは、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、伝送線路ＴＬにおける伝送波長の略２分の１に限定されず、この自然数倍であってもよい。すなわち、伝送線路ＴＬの長さは、伝送波長と同一、伝送波長の２分の３倍、伝送波長の２倍、…などであってもよい。高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３の接続を伝送線路ＴＬで行うことにより、電流の定在波の影響を排除して、各送電ユニットの電流値が同じになるようにすることができる。

第１実施形態においては、受電装置Ｂ１（Ｂ２，Ｂ３）が、バッテリＤ１（Ｄ２，Ｄ３）が満充電状態になった場合に、送電停止信号を出力する場合について説明したが、これに限られない。例えば、充電を停止させるための操作ボタンを設けて、当該操作ボタンが押された場合に、送電停止信号を出力するようにしてもよい。また、受電装置Ｂ１（Ｂ２，Ｂ３）で何かの異常が発生した場合にも、送電停止信号を出力するようにしてもよい。

第１実施形態においては、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３が受電位置に位置した場合に、受電装置Ｂ１（Ｂ２，Ｂ３）が送電開始信号を出力する場合について説明したが、これに限られない。例えば、充電を開始させるための操作ボタンを設けて、当該操作ボタンが押された場合に、送電開始信号を出力するようにしてもよい。

第１実施形態においては、受電位置にあることを無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３側で判断する場合について説明したが、これに限られない。無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３が受電位置にあることを、送電装置Ａ側で判断するようにしてもよい。この場合、送電装置Ａがセンサによって無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３が受電位置に位置したことを検知して、該当する送電ユニット（２１，２２，２３）に対応するスイッチ（６１，６２，６３）をオフにする。無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３（受電装置Ｂ１〜Ｂ３）は、満充電時に送電停止信号に含めるために、送電ユニットを識別するための情報を入手して記憶しておく必要がある。なお、送電装置Ａが無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３を識別して、送電ユニット２１〜２３と無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３との対応関係を記憶しておき、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３（受電装置Ｂ１〜Ｂ３）が、送電停止信号に、自分を識別するための情報を含めるようにしてもよい。この場合、送電停止信号に含まれる識別情報と、対応関係の情報から、オンにすべきスイッチ（６１，６２，６３）を判断することができる。これらの変形例の場合、受電位置にあることを判断するための機構を無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３側に設ける必要がないので、無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３の小型化、軽量化に寄与する。

第１実施形態においては、受電装置Ｂ１（Ｂ２，Ｂ３）が、バッテリＤ１（Ｄ２，Ｄ３）が満充電になったか否かを判別する場合について説明したが、これに限られない。送電装置Ａが判別するようにしてもよい。

図１１は、バッテリＤ１（Ｄ２，Ｄ３）が満充電になったか否かを、送電装置Ａが判別するようにした場合の、制御装置５が行う切替制御処理を説明するためのフローチャートである。図１１に示すフローチャートは、図４に示すフローチャートにおいて、ステップＳ５をステップＳ１１およびＳ１２に置き換えたものである。その他のステップＳ１〜Ｓ４，Ｓ６~Ｓ８については変更がないので説明を省略する。

受電装置Ｂ１〜Ｂ３の各制御装置８は、電圧センサが検出した充電電圧の情報を検出電圧信号として、定期的に送電装置Ａに送信する。検出電圧信号には、送電ユニットを識別するための情報（例えば、送電ユニットのＩＤ番号）が含まれている。

ステップＳ１において、送電開始信号が受信されなかった場合（Ｓ１：ＮＯ）、検出電圧信号が受信されたか否かが判別される（Ｓ１１）。受信されなかった場合（Ｓ１１：ＮＯ）、ステップＳ１に戻り、ステップＳ１およびＳ１１が繰り返される。一方、受信された場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、満充電であるか否かが判別される（Ｓ１２）。具体的には、検出電圧信号の充電電圧の情報が所定の閾値と比較され、閾値以上であれば満充電であると判別される。満充電であると判別された場合（Ｓ１２：ＹＥＳ）、検出電圧信号に含まれる識別情報に基づいて、対応するスイッチに、オン信号である切替信号を出力する（Ｓ６）。これにより、識別情報に対応する送電ユニットに高周波電力が供給されないようになる。一方、満充電であると判別されなかった場合（Ｓ１２：ＮＯ）、ステップＳ１に戻る。なお、切替制御処理の処理手順は、これに限られない。

本変形例の場合、バッテリＤ１（Ｄ２，Ｄ３）が満充電になったか否かを送電装置Ａが判別するので、受電装置Ｂ１〜Ｂ３の各制御装置８に満充電の判別機能を設ける必要がない。

上記第１実施形態においては、受電ユニット３１〜３３が並列共振回路である場合について説明したが、これに限られない。受電ユニット３１〜３３が直列共振回路である場合について、以下に説明する。

図１２は、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’の構成を示す回路図である。図１２においては、送電装置Ａは第１実施形態に係る送電装置Ａと同一であり、受電装置Ｂ２’および受電装置Ｂ３’は受電装置Ｂ１’と同様なので、受電装置Ｂ１’のみを記載している。図１２において、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ（図５参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。非接触電力伝送システムＣ’は、受電ユニット３１’（３２’，３３’）が直列共振回路である点と、受電ユニット３１’（３２’，３３’）と整流平滑回路４１（４２，４３）との間に、電圧‐電流変換回路１０が設けられている点で、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣと異なる。

受電ユニット３１’は、共振コンデンサＣｒ１が受電コイルＬｒ１に直列接続されており、直列共振回路を構成している。受電コイルＬｒ１および共振コンデンサＣｒ１は、送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１と同様に、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀と一致するように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、受電コイルＬｒ１の巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒ１として用いるようにしてもよい。受電装置Ｂ２’の受電ユニット３２’および受電装置Ｂ３’の受電ユニット３３’の構成も、受電ユニット３１’と同様である。

電圧‐電流変換回路１０は、電圧出力を電流出力に変換するものである。電圧‐電流変換回路１０は、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とを、Ｔ型に配置した回路である。インダクタＬ１１とインダクタＬ１２とは直列接続されており、受電ユニット３１’（３２’，３３’）と整流平滑回路４１（４２，４３）との間に、直列接続されている。そして、インダクタＬ１１とインダクタＬ１２との接続点に、コンデンサＣ１１が並列接続されている。スイッチング周波数ｆ₀におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２およびコンデンサＣ１１の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスおよびキャパシタンスを決定している。

図１３（ａ）は、図１２に示す非接触電力伝送システムＣ’のうちの、送電ユニット２１、受電ユニット３１’および電圧‐電流変換回路１０を抜き出したものである。

送電ユニット２１に印加される電圧をＶ₁、入力される電流をＩ₁とし、受電ユニット３１’から出力される電圧をＶ₂、出力される電流をＩ₂とし、電圧‐電流変換回路１０の出力電圧をＶ₃、出力電流をＩ₃とする。つまり、整流平滑回路４１に印加される電圧がＶ₃、整流平滑回路４１に入力される電流がＩ₃となる。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃および各電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃は、いずれもベクトルである。

図１３（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図１３（ｂ）に示す回路になる。図１３（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ３として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ３は、いずれもベクトルであり、下記（１０）〜（１２）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔ１および受電コイルＬｒ１の自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ_tおよびＬ_rとし、共振コンデンサＣｔ１および共振コンデンサＣｒ１のキャパシタンスを、それぞれ、Ｃ_tおよびＣ_rとしている。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋとしている。

図１３（ｂ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（１３）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。

磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＝０を、上記（１３）式に代入すると、下記（１４）式になる。これより、下記（１５）式および上記（１１）式から、下記（１６）式が求められる。

送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１の距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（１６）式より、受電ユニット３１’から出力される電圧Ｖ₂の大きさは、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２１〜２３は直列接続されているので、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁は、高周波電源装置１の出力電流である。直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流の大きさは一定であり、電流Ｉ₁も一定になる。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３１’の出力は、一定の大きさの電圧Ｖ₂を出力する定電圧源と考えることができる。

図１３（ｃ）は、電圧‐電流変換回路１０の回路を示している。図１３（ｃ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ４〜Ｚ６として表している。なお、各インピーダンスＺ４〜Ｚ６は、いずれもベクトルであり、下記（１７）〜（１９）式で表すことができる。なお、インダクタＬ１１およびインダクタＬ１２の自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ₁₁およびＬ₁₂とし、コンデンサＣ１１のキャパシタンスをＣ₁₁としている。

図１３（ｃ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（２０）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。

高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２およびコンデンサＣ１１の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスやキャパシタンスを決定しているため、Ｚ４＋Ｚ５＝Ｚ５＋Ｚ６＝０となる。これを、上記（２０）式に代入すると、下記（２１）式になる。これより、下記（２２）式および上記（１８）式から、下記（２３）式が求められる。

キャパシタンスＣ₁₁は固定値なので、上記（２３）式より、電圧‐電流変換回路１０の出力電流Ｉ₃の大きさは、受電ユニット３１’から出力されて電圧‐電流変換回路１０に入力される電圧Ｖ₂の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、電圧‐電流変換回路１０の出力電流Ｉ₃の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、電圧‐電流変換回路１０の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₃を出力する定電流源と考えることができる。電圧‐電流変換回路１０の出力電流Ｉ₃の大きさが一定なので、整流平滑回路４１によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤ１に供給される電流は、バッテリＤ１の充電状態に関係なく一定になる。

同様に、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３２’（３３’）の出力電圧の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく一定であり、受電ユニット３２’（３３’）の出力も、一定の大きさの電圧を出力する定電圧源と考えることができる。したがって、受電ユニット３２’（３３’）の後段にそれぞれ接続された電圧‐電流変換回路１０の出力電流の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、各電圧‐電流変換回路１０の出力は、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。各電圧‐電流変換回路１０の出力電流の大きさが一定なので、整流平滑回路４２（４３）によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤ２（Ｄ３）に供給される電流も、バッテリＤ２（Ｄ３）の充電状態に関係なく一定になる。

また、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンスがいずれも同一のＬ_tであり、受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンスがいずれも同一のＬ_rであり、送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１との結合係数、送電コイルＬｔ２と受電コイルＬｒ２との結合係数、送電コイルＬｔ３と受電コイルＬｒ３との結合係数がいずれも同一の結合係数ｋであれば、送電ユニット２１〜２３に入力される電流の大きさは同一なので、上記（１６）式より、各受電ユニット３１’〜３３’から出力される電圧の大きさは、いずれも同一となる。また、各電圧‐電流変換回路１０のコンデンサＣ１１のキャパシタンスが同一であれば、上記（２３）式より、各電圧‐電流変換回路１０から出力される電流の大きさは、いずれも同一となる。つまり、いずれの電圧‐電流変換回路１０も、電力を供給する負荷のインピーダンスなどに左右されることなく、同じ大きさの電流を負荷に供給することができる。各電圧‐電流変換回路１０の出力電流の大きさが同一なので、整流平滑回路４１〜４３によって整流および平滑化された電流も同一になる。したがって、バッテリＤ１〜Ｄ３に供給される電流は、バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に関係なく同一になる。なお、各結合係数などが完全に一致しなくても、略同一であれば、各受電ユニット３１〜３３から出力される電流の大きさは略同一となり、バッテリＤ１〜Ｄ３に供給される電流も略同一になる。

つまり、各送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンスを略同一にし、各受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンスを略同一にし、各電圧‐電流変換回路１０のコンデンサＣ１１のキャパシタンスを略同一にし、各結合係数が略同一になるようにしておけば、各バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に関係なく、各バッテリＤ１〜Ｄ３に略同じ大きさの電流を一定の電流として供給することができる。また、このことは、受電ユニット（３１’，３２’，３３’）の数にも左右されない。

図１４は、図１２に示す回路において、図７と同様のシミュレーションを行ったときの各波形を示している。各条件は、図７のシミュレーションと同様である。図１４（ａ）はスイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図１４（ｂ）は受電ユニット３１’に接続された電圧‐電流変換回路１０の出力電流の波形を示しており、図１４（ｃ）は受電ユニット３２’に接続された電圧‐電流変換回路１０の出力電流の波形を示しており、図１４（ｄ）は受電ユニット３３’に接続された電圧‐電流変換回路１０の出力電流の波形を示している。

図１４（ａ）に示されているように、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsは、図７（ａ）と同様、５００［Ｖ］未満となっており、直流電圧Ｖ_dc（２００［Ｖ］）に対して２．５倍程度に収まっている。また、図７（ｂ）〜（ｄ）に示されているように、各電圧‐電流変換回路１０各出力電流の波形は、同一になっている。つまり、各電圧‐電流変換回路１０に接続する負荷抵抗の抵抗値を異ならせていても、同じ大きさの電流が流れることが確認できた。また、各電圧‐電流変換回路１０に接続する負荷抵抗の抵抗値を変化させても、各出力電流の波形に変化はなかった（図示せず）。したがって、接続される負荷に関係なく、各電圧‐電流変換回路１０の出力電流の大きさが一定であることが確認できた。

第２実施形態においても、送電が必要な送電ユニット（２１，２２，２３）だけに電力を供給し、送電を行う必要がない送電ユニットには電力を供給しないようにすることができる。また、いずれかの送電ユニット（２１，２２，２３）への送電が不要になったとしても、他の送電ユニット（２１，２２，２３）への送電は継続される。また、送電ユニット２１，２２，２３は、１つの高周波電源装置１から電力を供給されるので、送電ユニット２１，２２，２３毎に高周波電源装置１を設ける場合（図２０参照）と比べて、製造コストを抑制することができる。

また、第２実施形態においても、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２１〜２３に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。

また、第２実施形態においても、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

また、第２実施形態によると、各送電ユニット２１〜２３は直列共振回路であり、各受電ユニット３１’〜３３’は直列共振回路である。また、高周波電源装置１は各送電ユニット２１〜２３に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２１〜２３から受電ユニット３１’〜３３’へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、各受電ユニット３１’〜３３’の出力が定電圧源の出力と等価になる。また、受電ユニット３１’〜３３’の後段には、電圧‐電流変換回路１０が接続されている。したがって、各電圧‐電流変換回路１０の出力が定電流源の出力と等価になる。また、各電圧‐電流変換回路１０から出力される電流の大きさは、いずれも略同一となる。したがって、どの受電装置（Ｂ１’，Ｂ２’，Ｂ３’）が、いくつ受電中であっても、また、バッテリ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）の充電状態がまちまちであっても、バッテリ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）に出力される電流の大きさは一定であり、いずれの電流も略同じ大きさになる。これにより、バッテリ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）を、略同じ大きさの定電流で充電することができる。

なお、第２実施形態においては、電圧‐電流変換回路１０を、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とをＴ型に配置した回路とした場合について説明したが、電圧‐電流変換回路１０の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、１つのインダクタと２つのコンデンサとをＴ型に配置した回路としてもよいし、２つのインダクタと１つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよいし、１つのインダクタと２つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよい。

また、電圧‐電流変換回路１０は、インダクタとコンデンサを組み合わせた回路に限定されない。電圧‐電流変換回路１０は、受電ユニット３１’（３２’，３３’）からの電圧出力を電流出力に変換するものであればよい。

図１５は、第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ”の構成を示す回路図である。図１５においては、送電装置Ａは第１実施形態に係る送電装置Ａと同一であり、受電装置Ｂ２”および受電装置Ｂ３”は受電装置Ｂ１”と同様なので、受電装置Ｂ１”のみを記載している。図１５において、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’（図１２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。非接触電力伝送システムＣ”は、電圧‐電流変換回路１０’の構成が、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’の電圧‐電流変換回路１０と異なっている。

電圧‐電流変換回路１０’は、電圧出力を電流出力に変換するものである。電圧‐電流変換回路１０’は、伝送線路ＴＬ’を備えている。伝送線路ＴＬ’は、受電ユニット３１’（３２’，３３’）と整流平滑回路４１（４２，４３）との間に直列接続されている。本実施形態においては、伝送線路ＴＬ’を同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路ＴＬ’は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路ＴＬ’の長さは、受電ユニット３１’（３２’，３３’）より入力される高周波（すなわち、高周波電源装置１が出力する高周波）の基本波の、伝送線路ＴＬ’における伝送波長の略４分の１としている。上述したように、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とした場合、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、同軸ケーブル（ポリエチレン製）における伝送波長λは、約１４．６０［ｍ］となる。伝送線路ＴＬ’の長さは、この伝送波長λの略１／４であるので、１４．６０×（１／４）≒３．６５［ｍ］となる。なお、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数が低ければ低いほど、伝送波長λは長くなる。したがって、周波数が低い場合、長い伝送線路ＴＬ’を用いる必要があり、当該伝送線路ＴＬ’を受電装置Ｂ１”の筺体に収容するために、受電装置Ｂ１”の大きさを大きくしなければならない。よって、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

図１６は、図１５に示す非接触電力伝送システムＣ”のうちの、送電ユニット２１、受電ユニット３１’および電圧‐電流変換回路１０’を抜き出したものである。

送電ユニット２１に印加される電圧をＶ₁、入力される電流をＩ₁とし、受電ユニット３１’から出力される電圧をＶ₂、出力される電流をＩ₂とし、電圧‐電流変換回路１０’の出力電圧をＶ₃、出力電流をＩ₃とする。つまり、整流平滑回路４１に印加される電圧がＶ₃、整流平滑回路４１に入力される電流がＩ₃となる。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃および各電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃は、いずれもベクトルである。

送電ユニット２１および受電ユニット３１’は第２実施形態と共通しているので、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさが、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく一定であることも同様である。

電圧‐電流変換回路１０’の回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（２４）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。Ｚ₀は伝送線路ＴＬ’の特性インピーダンスであり、βは位相定数（２π／λ）であり（λは伝送線路ＴＬ’における伝送波長）、ｌは線路長である。伝送線路ＴＬ’の線路長ｌは、伝送波長λの４分の１なので、β・ｌ＝π／２となる。したがって、Ｆパラメータは、下記（２５）式のようになる。

これより、下記（２６）式から、下記（２７）式が求められる。

特性インピーダンスＺ₀は固定値なので、上記（２７）式より、電圧‐電流変換回路１０’の出力電流Ｉ₃の大きさは、受電ユニット３１’から出力されて電圧‐電流変換回路１０’に入力される電圧Ｖ₂の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、電圧‐電流変換回路１０’の出力電流Ｉ₃の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、電圧‐電流変換回路１０’の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₃を出力する定電流源と考えることができる。電圧‐電流変換回路１０’の出力電流Ｉ₃の大きさが一定なので、整流平滑回路４１によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤ１に供給される電流は、バッテリＤ１の充電状態に関係なく一定になる。

同様に、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３２’（３３’）の後段にそれぞれ接続された電圧‐電流変換回路１０’の出力電流の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、各電圧‐電流変換回路１０’の出力は、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。各電圧‐電流変換回路１０’の出力電流の大きさが一定なので、整流平滑回路４２（４３）によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、バッテリＤ２（Ｄ３）に供給される電流も、バッテリＤ２（Ｄ３）の充電状態に関係なく一定になる。

また、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンスがいずれも同一のＬ_tであり、受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンスがいずれも同一のＬ_rであり、送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１との結合係数、送電コイルＬｔ２と受電コイルＬｒ２との結合係数、送電コイルＬｔ３と受電コイルＬｒ３との結合係数がいずれも同一の結合係数ｋであれば、送電ユニット２１〜２３に入力される電流の大きさは同一なので、上記（１６）式より、各受電ユニット３１’〜３３’から出力される電圧の大きさは、いずれも同一となる。また、各電圧‐電流変換回路１０’の伝送線路ＴＬ’の特性インピーダンスＺ₀が同一であれば、上記（２７）式より、各電圧‐電流変換回路１０’から出力される電流の大きさは、いずれも同一となる。つまり、いずれの電圧‐電流変換回路１０’も、電力を供給する負荷のインピーダンスなどに左右されることなく、同じ大きさの電流を負荷に供給することができる。各電圧‐電流変換回路１０’の出力電流の大きさが同一なので、整流平滑回路４１〜４３によって整流および平滑化された電流も同一になる。したがって、バッテリＤ１〜Ｄ３に供給される電流は、バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に関係なく同一になる。なお、各結合係数などが完全に一致しなくても、略同一であれば、各受電ユニット３１〜３３から出力される電流の大きさは略同一となり、バッテリＤ１〜Ｄ３に供給される電流も略同一になる。

つまり、各送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンスを略同一にし、各受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンスを略同一にし、各伝送線路ＴＬ’の特性インピーダンスＺ₀を略同一にし、各結合係数が略同一になるようにしておけば、各バッテリＤ１〜Ｄ３の充電状態に関係なく、各バッテリＤ１〜Ｄ３に略同じ大きさの電流を一定の電流として供給することができる。また、このことは、受電ユニット（３１’，３２’，３３’）の数にも左右されない。

第３実施形態においては、各電圧‐電流変換回路１０’が、第２実施形態に係る各電圧‐電流変換回路１０と同様に、定電圧出力を定電流出力に変換することができる。したがって、第３実施形態においても、第２実施形態と同様の効果を奏することができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、高周波電源装置１がいわゆる一石のＥ級アンプを利用した場合について説明したが、これに限られない。例えば、図１７（ａ）に示すように、プッシュプル回路で構成したアンプを利用するようにしてもよい。高周波電源装置１ａは、Ｅ級アンプを正負対称に接続して、それぞれが一方の極性の信号のみを増幅するようにした、いわゆるプッシュプル方式のアンプを利用したものである。共振回路ＬＣ２も、それぞれの極性用に、２つ設けられている。この場合でも、高周波電源装置１ａは、各スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。また、各スイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２がそれぞれ並列接続されている。したがって、２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

また、高周波電源装置１に代えて、共振回路ＬＣ２を設けないようにした、いわゆるＥ級アンプを用いた高周波電源装置１ｂを備えるようにてもよい（図１７（ｂ）参照）。高周波電源装置１ｂも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。なお、この場合、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧を抑制できないので、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がある。

また、高周波電源装置１ｂ（図１７（ｂ）参照）において、インダクタＬ１の代わりに伝送線路Ｋを設けた高周波電源装置１ｃを備えるようにしてもよい（図１８（ａ）参照）。伝送線路Ｋは、電力を伝送するための線路であり、直流電源装置１１の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子との間に直列接続されている。本変形例においては、伝送線路Ｋを同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路Ｋの長さは、高周波電源装置１ｃが出力する高周波の基本波の、伝送線路Ｋにおける伝送波長の略４分の１としている。つまり、上記第３実施形態で説明した伝送線路ＴＬ’と同様のものを用いている。したがって、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］の場合、伝送線路Ｋの長さは、約３．６５［ｍ］となる。なお、スイッチング周波数ｆ₀が低ければ低いほど、伝送線路Ｋも長くする必要がある。したがって、伝送線路Ｋを高周波電源装置１ｃの筺体に収容することを考慮すると、スイッチング周波数ｆ₀は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子から伝送線路Ｋ側を見たインピーダンスは、スイッチング周波数ｆ₀の偶数倍の周波数成分に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその奇数倍の周波数成分に対して、高インピーダンスとなる。高周波電源装置１ｃも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、伝送線路Ｋが偶数次高調波成分に対して低インピーダンスとなるので、偶数次高調波成分が伝送線路Ｋに流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の偶数次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

また、高周波電源装置１ｂ（図１７（ｂ）参照）において、伝送線路部Ｋ’を設けた高周波電源装置１ｄを備えるようにしてもよい（図１８（ｂ）参照）。伝送線路部Ｋ’は、高周波電源装置１ｄで生成される高周波から、所定次数の高調波成分を減衰させるものである。伝送線路部Ｋ’は、伝送線路Ｋ１および伝送線路Ｋ２を備えている。

伝送線路Ｋ１は、一端がスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続され、他端が開放された伝送線路である。伝送線路Ｋ２は、一端がスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続され、他端が短絡された伝送線路である。本変形例においては、伝送線路Ｋ１，Ｋ２を、同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋ１，Ｋ２は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路Ｋ１，Ｋ２の長さは、高周波電源装置１ｄが出力する高周波の基本波の、伝送線路Ｋ１，Ｋ２における伝送波長の略８分の１としている。上述したように、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とした場合、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、同軸ケーブル（ポリエチレン製）における伝送波長λは、約１４．６０［ｍ］となる。伝送線路Ｋ１，Ｋ２の長さは、この伝送波長λの略１／８であるので、１４．６０×（１／８）≒１．８［ｍ］となる。なお、スイッチング周波数ｆ₀が低ければ低いほど、伝送線路Ｋ１，Ｋ２も長くする必要がある。したがって、伝送線路Ｋ１，Ｋ２を高周波電源装置１ｄの筺体に収容することを考慮すると、スイッチング周波数ｆ₀は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。なお、当該伝送線路Ｋ１が、本発明の「第１の伝送線路」に相当し、当該伝送線路Ｋ２が、本発明の「第２の伝送線路」に相当する。

伝送線路部Ｋ’は、スイッチング周波数ｆ₀およびｆ₀の奇数倍の周波数で、インピーダンスが無限大になり、ｆ₀の偶数倍の周波数で、インピーダンスが０「Ω」になる。つまり、伝送線路部Ｋ’には、高周波電源装置１ｄで生成される高周波の基本波および奇数倍高調波（３次高調波、５次高調波など）の電流は流れず、偶数倍高調波（２次高調波、４次高調波など）の電流が流れて、スイッチング素子Ｑｓに発生する高調波成分の電圧を減衰させる。高周波電源装置１ｄも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、偶数倍高調波成分が伝送線路Ｋ’に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

なお、高周波電源装置１，１ａ〜１ｄ以外の高周波電源装置であっても、一定の大きさの高周波電流を出力することができる高周波電源装置であれば、本発明に用いることができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、３台の無人搬送車Ｅ１〜Ｅ３を備えており、送電装置Ａが３つの送電ユニット２１〜２３を備えている場合について説明したが、これに限られない。それぞれの数は限定されず、無人搬送車の数と送電ユニットの数とが一致しなくてもよい。

上記第１ないし第３実施形態においては、送電装置Ａが床面に埋設されている場合について説明したが、これに限られない。例えば、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３のみが床面に埋設されるようにしてもよいし、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３を床面に埋設せずに床面上に配置するようにしてもよい。また、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３および受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３が、床面に対して略平行となるように設けられる場合に限定されない。例えば、受電コイルＬｒ１（Ｌ２２，Ｌ２３）を無人搬送車Ｅ１（Ｅ２，Ｅ３）の後部や側面に配置し、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３を壁面に配置して、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３および受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３が床面に対して略垂直になるようにしてもよい。送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３と受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３とが略平行で向かい合う位置に配置できるように、それぞれ配置されていればよい。

上記第１ないし第３実施形態においては、本発明に係る非接触電力伝送システムを、無人搬送車に内蔵されたバッテリの充電に利用する場合を例として説明したが、これに限られない。例えば、電気自動車のバッテリなどへの充電にも、利用することができる。また、電動工具やノートパソコンなどの電気製品のバッテリに充電を行う場合にも、本発明を適用することができる。また、バッテリに充電するのではなく、受電装置に接続された電気製品などの負荷に直接、電力を供給する場合にも、本発明を適用することができる。この場合、平滑回路を備えないようにしてもよい。また、負荷に高周波電力をそのまま供給するのであれば、整流平滑回路を設けないようにしてもよい。また、整流後の直流電力を、インバータ回路で適切な交流電力に変換して用いるようにしてもよい。

図１９は、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣを、電動工具の給電システムに適用した例を示している。図１９において、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、図１９においては、受電装置Ｂ１〜Ｂ３の記載を簡略化している。非接触電力伝送システムＣは、３台の電動工具Ｅ１’〜Ｅ３’にそれぞれ内蔵されたバッテリＤ１〜Ｄ３を充電するための給電システムである。なお、実際には、より多くの電動工具を充電できるようにすればいいが、ここでは３台の場合を例示している。

送電装置Ａ２は、電動工具Ｅ１’〜Ｅ３’を収納するための収納部２０が設けられた筐体を有している点で、第１実施形態に係る送電装置Ａと異なるが、その他の内部構成は送電装置Ａと共通する。送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３は、それぞれ、収納部１０の底面に対向する位置に配置されている。

電動工具Ｅ１’（Ｅ２’，Ｅ３’）は、受電装置Ｂ１（Ｂ２，Ｂ３）およびバッテリＤ１（Ｄ２，Ｄ３）を備えた、例えば電気ドリルなどの電動工具である。受電コイルＬｒ１（Ｌｒ２，Ｌｒ３）は、電動工具Ｅ１’（Ｅ２’，Ｅ３’）の底面に対向する位置に配置されている。電動工具Ｅ１’（Ｅ２’，Ｅ３’）を底面を下にして収納部２０に収納することで、受電コイルＬｒ１（Ｌｒ２，Ｌｒ３）は、送電コイル（Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３）と対向することになる。スイッチ６１〜６３の切り替えは、第１実施形態と同様にしてもよい。また、送電装置Ａ２の各収納部２０近辺に送電開始のためのボタンを設け、電動工具（Ｅ１’，Ｅ２’，Ｅ３’）を収納部２０に収納したときに、当該ボタンを押すことで、スイッチ（Ｓ６１，Ｓ６２，Ｓ６３）をオフにするようにしてもよい。また、各収納部２０にセンサを設けて、電動工具（Ｅ１’，Ｅ２’，Ｅ３’）が収納されたことを検知して、自動的に、スイッチ（Ｓ６１，Ｓ６２，Ｓ６３）をオフにするようにしてもよい。

本発明に係る非接触電力伝送システムおよび送電装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る非接触電力伝送システムおよび送電装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ２ 送電装置
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ 高周波電源装置
１１ 直流電源装置
１２ 電源制御装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０ コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ インダクタ
ＬＣ１ フィルタ
ＬＣ２ 共振回路（第２の共振回路）
ＬＣ３ 共振回路（第１の共振回路）
Ｑｓ スイッチング素子
Ｄ１ ダイオード
Ｋ 伝送線路
Ｋ’ 伝送線路部
Ｋ１ 伝送線路（第１の伝送線路）
Ｋ２ 伝送線路（第２の伝送線路）
２１，２２，２３ 送電ユニット
Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３ 送電コイル
Ｃｔ１，Ｃｔ２，Ｃｔ３ 共振コンデンサ
５ 制御装置（制御手段）
６１，６２，６３ スイッチ
７ 通信装置
ＴＬ 伝送線路
Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ１’，Ｂ２’，Ｂ３’，Ｂ１”，Ｂ２”，Ｂ３” 受電装置
３１，３２，３３，３１’，３２’，３３’ 受電ユニット
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３ 受電コイル
Ｃｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３ 共振コンデンサ
４１，４２，４３ 整流平滑回路
８ 制御装置
９ 通信装置
１０，１０’ 電圧‐電流変換回路
Ｌ１１，Ｌ１２ インダクタ
ＴＬ’ 伝送線路
Ｃ１１ コンデンサ
Ｃ，Ｃ’，Ｃ” 非接触電力伝送システム
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ バッテリ（蓄電装置）
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３ 無人搬送装置
Ｅ１’，Ｅ２’，Ｅ３’ 電動工具
２０ 収納部

Claims (19)

1. 送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、
   一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、
   送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えており、互いに直列に接続されている複数の送電ユニットと、
   前記各送電ユニットの入力端子間にそれぞれ並列接続されているスイッチと、
   前記受電装置がいずれかの送電ユニットから受電可能な位置に配置された場合に、当該送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを開放状態に切り替える制御手段と、
   を備えている、
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
2. 前記受電装置は、
   前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに並列接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットを備え、
   前記各送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である、
   請求項１に記載の非接触電力伝送システム。
3. 前記受電装置は、
   前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、
   前記受電ユニットの後段に、前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路と、
   を備え、
   前記各送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である、
   請求項１に記載の非接触電力伝送システム。
4. 前記電圧‐電流変換回路は、
   前記高周波電源装置が出力する高周波電流の周波数においてインピーダンスの大きさが等しくなるように設計されているインダクタとコンデンサとを、Ｔ型またはπ型に配置した回路である、
   請求項３に記載の非接触電力伝送システム。
5. 前記電圧‐電流変換回路は、前記受電ユニットに直列接続された伝送線路であり、
   前記伝送線路の長さは、前記高周波電源装置が出力する周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである、
   請求項３に記載の非接触電力伝送システム。
6. 前記伝送線路は、同軸ケーブルである、
   請求項５に記載の非接触電力伝送システム。
7. 前記各送電ユニットが備えている送電コイルの自己インダクタンスがいずれも略同一であり、
   前記各受電ユニットが備えている受電コイルの自己インダクタンスがいずれも略同一であり、
   いずれの送電コイルといずれの受電コイルとが磁気結合したときでも結合係数が略同一である、
   請求項２ないし６のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
8. 前記高周波電源装置は、
   直流電圧を出力する直流電源装置と、
   入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
   前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、
   前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、
   を備えている、
   請求項１ないし７のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
9. 前記高周波電源装置は、
   前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路をさらに備えている、
   請求項８に記載の非接触電力伝送システム。
10. 前記高周波電源装置は、
    前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタに代えて、前記高周波電源装置が出力する周波数の伝送波長の略４分の１の長さの伝送線路を備えている、
    請求項８に記載の非接触電力伝送システム。
11. 前記高周波電源装置は、
    前記スイッチング素子と前記第１の共振回路との接続点に一端が接続された第１の伝送線路および第２の伝送線路をさらに備え、
    前記第１の伝送線路は、前記高周波電源装置が出力する周波数の、前記第１の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が開放されており、
    前記第２の伝送線路は、前記高周波電源装置が出力する周波数の、前記第２の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が短絡されている、
    請求項８に記載の非接触電力伝送システム。
12. 前記高周波電源装置は、プッシュプル回路として構成されている、
    請求項８ないし１１のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
13. 前記送電装置および前記受電装置は、それぞれ、通信手段をさらに備えており、
    前記受電装置は、いずれかの前記送電ユニットから受電可能な位置に配置された場合に、当該送電ユニットを知らせるための信号を、前記送電装置の制御手段に送信し、
    前記送電装置の制御手段は、受信した信号に応じて、対応する送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを開放状態に切り替える、
    請求項１ないし１２のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
14. 前記受電装置は、
    受電した電力を蓄電装置に供給しており、
    前記蓄電装置が満充電状態になった場合に、送電を停止させるための送電停止信号を、前記送電装置の制御手段に送信し、
    前記送電装置の制御手段は、受信した前記送電停止信号に基づいて、対応する送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを導通状態に切り替える、
    請求項１３に記載の非接触電力伝送システム。
15. 前記受電装置は、
    受電した電力を蓄電装置に供給しており、
    前記蓄電装置の充電電圧情報を、前記送電装置の制御手段に送信し、
    前記送電装置の制御手段は、受信した前記充電電圧情報に基づいて、対応する送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを導通状態に切り替える、
    請求項１３に記載の非接触電力伝送システム。
16. 前記複数の送電ユニット間は、前記高周波電源装置が出力する高周波電流の伝送波長の略２分の１の自然数倍の長さの伝送線路で接続されている、
    請求項１ないし１５のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
17. 前記スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものである、
    請求項１ないし１６のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
18. 前記受電装置は、車両に配置され、
    前記送電装置は、床面に配置されている、
    請求項１ないし１７のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
19. 受電装置に非接触で電力を供給する送電装置であって、
    一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、
    送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えており、直列に接続されている複数の送電ユニットと、
    前記各送電ユニットの入力端子間にそれぞれ並列接続されているスイッチと、
    前記受電装置がいずれかの送電ユニットから受電可能な位置に配置された場合に、当該送電ユニットの入力端子間に接続された前記スイッチを開放状態に切り替える制御手段と、
    を備えている、
    ことを特徴とする送電装置。