JP6515015B2 - 非接触電力伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、非接触で電力の伝送を行う非接触電力伝送システムに関する。

負荷と電源とを直接接続することなく、電源が出力する電力を非接触で負荷に伝送する技術が開発されている。当該技術は、一般的に、非接触電力伝送やワイヤレス給電と呼ばれている。当該技術は、携帯電話や家電製品、電気自動車、無人搬送車（ＡＧＶ：Automated Guided Vehicle）などへの給電に応用されている。

非接触電力伝送では、高周波電源装置に接続された送電装置から、負荷に接続された受電装置に、非接触で送電を行う。送電装置には送電コイルが備えられており、受電装置には受電コイルが備えられている。送電コイルと受電コイルとが磁気的に結合されることで、非接触での送電が行われる。

負荷がバッテリなどの直流負荷の場合、受電装置には整流回路が備えられており、受電コイルから出力される交流電流は、当該整流回路で直流電流に変換される。受電コイルから出力される交流電流が大きい場合、整流回路を構成する各ダイオードに流れる電流が大きくなり、ダイオードが故障する場合がある。ダイオードに流れる電流を分散させるために、複数のダイオードを並列接続して用いることが考えられる。しかしながら、受電コイルから出力される交流電流が６．７８ＭＨｚ〜４０．６８ＭＨｚの高周波電流の場合、配線のインピーダンスの影響などにより、並列接続させたダイオードに流れる電流のバランスを取ることが難しいので、並列接続を実現することは困難である。

ダイオードを並列接続しない整流回路を用いる場合、整流回路に流れる電流を抑制するために、受電装置に複数の受電コイルを設け、各受電コイルにそれぞれ整流回路を接続する方法がある。この場合、高周波電源装置が出力する電力が複数の受電コイルに分散されて受電されるため、各整流回路に流れる電流を分散させることができる。例えば、特許文献１には、受電コイルおよび共振コンデンサから成る共振回路と、整流回路と、平滑回路とを備えた受電ユニットを複数備え、各受電ユニットの出力を並列接続して負荷に出力する非接触給電装置が記載されている。

特許第４２９３８５４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の非接触給電装置の場合、各受電ユニットが定電圧源と等価になるので、各受電ユニットの出力電力を負荷に供給するためには、各受電ユニットの出力電圧を略同一にする必要がある。したがって、各送電ユニットの仕様、および、各受電ユニットの仕様を統一させる必要がある。また、送電コイルと受電コイルとの結合係数も、各受電ユニットで同一である必要がある。しかし、送電コイルと受電コイルとの位置関係（例えば距離など）が変わると結合係数も変わってしまう。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、各送電ユニットおよび各受電ユニットの仕様や結合係数が異なっていても、各受電ユニットから負荷に適切に給電することができる非接触電力伝送システムを提供することを目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、前記送電装置は、一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えており、互いに直列に接続されている複数の送電ユニットとを備え、前記受電装置は、前記各送電ユニットにそれぞれ対応付けられた受電ユニットを備え、前記各受電ユニットの出力が並列接続されて、負荷に出力されており、前記各受電ユニットは、対応する送電ユニットの送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備え、前記送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記各受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが並列接続されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記各受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、前記受電装置は、前記各受電ユニットの後段に、それぞれ、前記各受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧‐電流変換回路は、前記高周波電源装置が出力する高周波電流の周波数においてインピーダンスの大きさが等しくなるように設計されているインダクタとコンデンサとを、Ｔ型またはπ型に配置した回路である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧‐電流変換回路は、前記受電ユニットに直列接続された伝送線路であり、前記伝送線路の長さは、前記高周波電源装置が出力する周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝送線路は、同軸ケーブルである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記各受電ユニットからの出力電流をそれぞれ整流する整流回路をさらに備えており、前記各整流回路の出力が並列接続されて、前記負荷に出力される。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記各整流回路の出力側に、それぞれ平滑回路が接続されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記送電ユニットが３つ備えられている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、直流電圧を出力する直流電源装置と、入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタに代えて、前記高周波電源装置が出力する周波数の伝送波長の略４分の１の長さの伝送線路を備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、前記スイッチング素子と前記第１の共振回路との接続点に一端が接続された第１の伝送線路および第２の伝送線路をさらに備え、前記第１の伝送線路は、前記高周波電源装置が出力する周波数の、前記第１の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が開放されており、前記第２の伝送線路は、前記高周波電源装置が出力する周波数の、前記第２の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が短絡されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、プッシュプル回路として構成されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記送電装置は、前記各送電ユニットの入力端子間にそれぞれ並列接続されているスイッチと、前記各スイッチを、開放状態と導通状態とで切り替える制御手段とをさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記各スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記送電装置および前記受電装置は、それぞれ、通信手段をさらに備えており、前記受電装置は、前記負荷が必要とする電流値を示す情報を、前記送電装置の制御手段に送信し、前記送電装置の制御手段は、受信した電流値を示す情報に応じて、前記各スイッチの状態を切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、受電した電力を前記負荷である蓄電装置に供給しており、前記蓄電装置が満充電状態になった場合に、送電を停止させるための送電停止信号を、前記送電装置の制御手段に送信し、前記送電装置の制御手段は、受信した前記送電停止信号に基づいて、すべての前記スイッチを導通状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、受電した電力を前記負荷である蓄電装置に供給しており、前記蓄電装置の充電電圧情報を、前記送電装置の制御手段に送信し、前記送電装置の制御手段は、受信した前記充電電圧情報に基づいて、すべての前記スイッチを導通状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記複数の送電ユニット間は、前記高周波電源装置が出力する周波数の伝送波長の略２分の１の自然数倍の長さの伝送線路で接続されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、車両に配置され、前記送電装置は、床面に配置されている。

本発明によると、高周波電源装置が送電ユニットに一定の高周波電流を出力し、送電ユニットから受電ユニットへは磁界共鳴方式で送電を行うので、各受電ユニットが定電流源と等価になる。したがって、各受電ユニットが出力する電流は足し合わされて、負荷に供給される。これにより、各送電ユニットや各受電ユニットの仕様が異なっていたり、結合係数が異なっている場合でも、各受電ユニットから負荷に適切に給電することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。 図１に示す非接触電力伝送システムを示す回路図である。 高周波電源装置の内部構成の詳細を示す回路図である。 図２に示す非接触電力伝送システムの一部の回路を、等価回路で説明するための図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの変形例を示す図である。 第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成を示す回路図である。 図６に示す非接触電力伝送システムの一部の回路を、等価回路で説明するための図である。 第３実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成を示す回路図である。 図８に示す非接触電力伝送システムの一部の回路を抜き出した図である。 高周波電源装置の変形例を示す回路図である。 高周波電源装置の変形例を示す回路図である。 第４実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。 スイッチの一例を示す回路図である。 切替制御処理を説明するためのフローチャートである。 第４実施形態に係る非接触電力伝送システムに基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第１〜第４実施形態に係る非接触電力伝送システムの他の実施例を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る非接触電力伝送システムを電気自動車の充電システムとして用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１〜図３は、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣを説明するための図である。図１は、非接触電力伝送システムＣの全体構成を示す図である。図２は、図１に示す非接触電力伝送システムＣを示す回路図である。図３は、高周波電源装置１の内部構成の詳細を示す回路図である。

図１に示すように、非接触電力伝送システムＣは、電気自動車などのバッテリＤを充電するための給電システムであり、電気自動車などの車体に備えられた受電装置Ｂと、駐車場などの床面に埋設された送電装置Ａとを備えている。送電装置Ａは床面に配置された送電コイルを備えており、受電装置Ｂは車体底面に配置された受電コイルを備えている。送電コイルと受電コイルとが磁気結合することで、受電装置Ｂは、送電装置Ａから送電される高周波電力を受電する。すなわち、送電コイルに高周波電流が流れることで磁束が変化し、この磁束に鎖交する受電コイルに高周波電流が流れる。これにより、送電装置Ａから受電装置Ｂに、非接触で電力を供給することができる。受電装置Ｂは、高周波電流を整流平滑回路で整流して、バッテリＤに供給する。

送電コイルおよび受電コイルは、渦巻状に巻回された平面コイルであり、それぞれコイル面が床面に対して略平行になるように配置されている。なお、送電コイルおよび受電コイルの形状は限定されない。本実施形態では、送電装置Ａは３つの送電コイルを備えており、受電装置Ｂは３つの受電コイルを備えている。給電を行う場合は、図１に示すように、受電装置Ｂが送電装置Ａの真上にきて、各受電コイルがそれぞれ対応する送電コイルに上方から見て重なり合うように、車体を配置する。図２は、各受電コイルがそれぞれ対応する送電コイルに磁気結合した状態を示している。

図２に示すように、送電装置Ａは、高周波電源装置１、および、送電ユニット２１，２２，２３を備えている。

高周波電源装置１は、高周波電力を送電ユニット２１，２２，２３に供給するものである。高周波電源装置１は、いわゆる定電流源であり、一定の大きさの高周波電流を出力する。図３に示すように、高周波電源装置１は、直流電源装置１１、電源制御装置１２、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えている。高周波電源装置１は、直流電源装置１１が生成した直流電力を、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作によって高周波電力に変換して出力する。

直流電源装置１１は、直流電力を生成して出力するものである。直流電源装置１１は、商用電源から入力される交流電圧（例えば、商用電圧２００［Ｖ］など）を図示しない整流回路によって整流し、図示しない平滑回路によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータによって、所定のレベル（目標電圧）の直流電圧に変換する。直流電源装置１１は、電源制御装置１２から入力される電圧制御信号Ｓ１によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換動作を制御することにより、整流、平滑後の直流電圧を所定のレベルの直流電圧に変換する。なお、直流電源装置１１の構成は限定されず、所定の高周波電圧を出力するものであればよい。

スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０は、いわゆるＥ級アンプと同様の回路を構成する。Ｅ級アンプは、直流電源装置１１より直流電力を入力され、高周波電力を生成して出力する。

コンデンサＣ１０は、直流電源装置１１に並列接続されており、直流電源装置１１より入力される直流電圧を平滑化するものである。

インダクタＬ１は、直流電源装置１１の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓとの間に直列接続されている。直流電源装置１１が一定の直流電圧を出力することにより、インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑｓに一定の直流電流を供給する。

スイッチング素子Ｑｓは、電源制御装置１２から入力される高周波制御信号Ｓ２に応じて、オン状態とオフ状態とを切り替えるものである。本実施形態では、スイッチング素子ＱｓとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子は、インダクタＬ１の一方の端子（直流電源装置１１の出力端子に接続されたのとは異なる方の端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのソース端子は、直流電源装置１１の低電位側の出力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのゲート端子には、電源制御装置１２から高周波制御信号Ｓ２が入力される。高周波制御信号Ｓ２は、所定の周波数ｆ₀（例えば、８５［ｋＨｚ］や１３．５６［ＭＨｚ］など）でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である。周波数ｆ₀は、スイッチング素子Ｑｓをスイッチングさせる周波数なので、以下では「スイッチング周波数ｆ₀」と記載する場合がある。スイッチング素子Ｑｓは、高周波制御信号Ｓ２がローレベルのときオフ状態になり、高周波制御信号Ｓ２がハイレベルのときオン状態になる。

ダイオードＤ１は、いわゆるフライホイールダイオードであって、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とソース端子との間に、逆並列に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端子はスイッチング素子Ｑｓのソース端子に接続され、ダイオードＤ１のカソード端子はスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続されている。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑｓの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子Ｑｓに印加されないようにするためのものである。なお、スイッチング素子Ｑｓが内部にダイオードの動作をする機能を有する場合は、ダイオードＤ１を設けないようにしてもよい。

コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑｓに並列接続されており、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態のときに電流が流れて、電気エネルギーを蓄積する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がピークになった後は放電を行い、電気エネルギーを放出する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がゼロになったタイミングで、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態からオン状態に切り替わる。

インダクタＬ３とコンデンサＣ３とは、直列接続されて共振回路ＬＣ３を構成している。インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀と一致するように設計される。共振回路ＬＣ３は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とインダクタＬ１の一方の端子との接続点と送電ユニット２１との間に、直列接続されている。共振回路ＬＣ３の共振特性により、出力電流が、共振周波数（スイッチング周波数ｆ₀）の正弦波状になる。なお、当該共振回路ＬＣ３が、本発明の「第１の共振回路」に相当する。

コンデンサＣ４は、共振回路ＬＣ３の出力側に、直流電源装置１１に対して並列となるように、接続されている。コンデンサＣ４、インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、インピーダンス整合回路として機能する。また、コンデンサＣ３は、高周波電源装置１から出力される高周波電流から直流成分をカットする。

以上の構成から、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えたＥ級アンプは、電源制御装置１２より入力される高周波制御信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｑｓがスイッチングすることで、スイッチング周波数ｆ₀の高周波電流を生成して出力する。

また、本実施形態においては、高周波電源装置１は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とが直列接続された共振回路ＬＣ２を、スイッチング素子Ｑｓに並列接続させている。インダクタＬ２およびコンデンサＣ２は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数と一致するように設計される。共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。なお、当該共振回路ＬＣ２が、本発明の「第２の共振回路」に相当する。

また、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１からなるフィルタＬＣ１も、共振回路ＬＣ２と組み合わせて、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなるように設計される。なお、コンデンサＣ１のキャパシタンスは、スイッチング素子Ｑｓの内部の容量成分も考慮して設計される。

以上の構成から、発生した高周波電流のうちの２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

電源制御装置１２は、高周波電源装置１を制御するものであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で構成される。

電源制御装置１２は、フィードバック制御によって、直流電源装置１１から出力される直流電圧のレベルを制御する。具体的には、電源制御装置１２は、直流電源装置１１の出力電圧と設定された目標電圧との偏差をゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動できるレベルに増幅して、電圧制御信号Ｓ１として直流電源装置１１に出力する。これにより、電源制御装置１２は、直流電源装置１１から出力される直流電圧を目標電圧に制御して、直流電源装置１１から一定の直流電圧を出力させることができる。また、電源制御装置１２は、目標電圧を変更することで、直流電源装置１１の出力電圧のレベルを変更する。

また、電源制御装置１２は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数ｆ₀のパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）を生成し、当該パルス信号を図示しないドライブ回路でスイッチング素子Ｑｓを駆動できるレベルに増幅して、高周波制御信号Ｓ２としてスイッチング素子Ｑｓのゲート端子に出力する。

なお、高周波電源装置１の構成は限定されず、一定の大きさの高周波電流を出力するものであればよい。

送電ユニット２１は、送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１を備えている。送電コイルＬｔ１は、高周波電源装置１より供給される高周波電力を、受電装置Ｂに送電するものである。共振コンデンサＣｔ１は、送電コイルＬｔ１に直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。

送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１は、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。すなわち、送電コイルＬｔ１の自己インダクタンスＬ_Rと、共振コンデンサＣｔ１のキャパシタンスＣ_Rとが、下記（１）式の関係になるように設計される。なお、高周波電源装置１が出力する高周波電圧の周波数が高い場合は、送電コイルＬｔ１の巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｔ１として用いるようにしてもよい。

送電ユニット２２は、送電ユニット２１と同様の構成であり、送電コイルＬｔ２および共振コンデンサＣｔ２を備えている。送電ユニット２３も、送電ユニット２１と同様の構成であり、送電コイルＬｔ３および共振コンデンサＣｔ３を備えている。送電ユニット２１，２２，２３は、この順番で直列接続されて、高周波電源装置１に接続されている。

また、図２に示すように、受電装置Ｂは、受電ユニット３１，３２，３３、および、整流平滑回路４１，４２，４３を備えている。

受電ユニット３１は、受電コイルＬｒ１、および、共振コンデンサＣｒ１を備えている。受電コイルＬｒ１は、送電コイルＬｔ１と磁気結合して、非接触で受電するものである。共振コンデンサＣｒ１は、受電コイルＬｒ１に並列接続されて、並列共振回路を構成するためのものである。

受電コイルＬｒ１および共振コンデンサＣｒ１は、送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１と同様に、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、受電コイルＬｒ１の巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒ１として用いるようにしてもよい。

受電ユニット３２は、受電ユニット３１と同様の構成であり、受電コイルＬｒ２、および、共振コンデンサＣｒ２を備えている。受電ユニット３３も、受電ユニット３１と同様の構成であり、受電コイルＬｒ３、および、共振コンデンサＣｒ３を備えている。

送電ユニット２１および受電ユニット３１は、いずれも共振回路であり、送電ユニット２１から受電ユニット３１へは、磁界共鳴方式により、非接触給電が行われる。また、送電ユニット２２および受電ユニット３２も、いずれも共振回路であり、送電ユニット２２から受電ユニット３２へも、磁界共鳴方式により、非接触給電が行われる。また、送電ユニット２３および受電ユニット３３も、いずれも共振回路であり、送電ユニット２３から受電ユニット３３へも、磁界共鳴方式により、非接触給電が行われる。受電ユニット３１〜３３が受電した電力は、それぞれ整流平滑回路４１〜４３に出力される。

整流平滑回路４１は、受電ユニット３１より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換するものである。整流平滑回路４１は、４つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路を備えている。また、整流平滑回路４１は、整流後の出力を平滑するための平滑回路も備えている。なお、整流平滑回路４１の構成は限定されず、高周波電流を直流電流に変換するものであればよい。整流平滑回路４１から出力される直流電流は、バッテリＤに供給される。整流平滑回路４２は、整流平滑回路４１と同様の構成であり、受電ユニット３２より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換し、バッテリＤに出力する。整流平滑回路４３も、整流平滑回路４１と同様の構成であり、受電ユニット３３より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換し、バッテリＤに出力する。整流平滑回路４１〜４３は、それぞれ、バッテリＤに並列接続されている。整流平滑回路４１〜４３から出力される電流は、足し合わされて、バッテリＤに供給される。

バッテリＤは、例えばリチウムイオン電池などの二次電池である。バッテリＤは、整流平滑回路４１〜４３より出力される直流電力によって充電され、図示しないモータなどに電力を供給する。バッテリＤには、バッテリＤの充電状態に関係なく、一定大きさの電流が入力される。なお、二次電池の種類は限定されず、鉛蓄電池などであってもよい。また、バッテリＤに代えて、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタを用いるようにしてもよい。

次に、図４を参照して、整流平滑回路４１〜４３から出力される電流が足し合わされることを説明する。

図４（ａ）は、図２に示す非接触電力伝送システムＣのうちの、送電ユニット２１と受電ユニット３１を抜き出したものである。

送電ユニット２１に印加される電圧をＶ₁、入力される電流をＩ₁とする。また、受電ユニット３１から出力される電圧をＶ₂、出力される電流をＩ₂とする。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂および各電流Ｉ₁，Ｉ₂は、いずれもベクトルである。

一般的に、非接触電力伝送システムの等価回路は、磁気結合した送電コイルと受電コイルとを、３つのコイルで構成されたＴ型回路に置き換えて表すことができる。図４（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図４（ｂ）に示す回路になる。図４（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ４として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、いずれもベクトルである。Ｔ型回路のコイルのうちの送電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ１に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。Ｔ型回路のコイルのうちの受電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ３に含まれるコイル）のインダクタンスは、受電コイルＬｒの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。また、Ｔ型回路のコイルのうちの並列接続されたコイル（インピーダンスＺ２に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスとなる。したがって、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、下記（２）〜（５）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔ１および受電コイルＬｒ１の自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ_tおよびＬ_rとし、共振コンデンサＣｔ１および共振コンデンサＣｒ１のキャパシタンスを、それぞれ、Ｃ_tおよびＣ_rとしている。また、送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１の結合係数をｋとしている。

図４（ｃ）は、図４（ｂ）に示す回路を、Ｆパラメータを用いて表した等価回路を示す図である。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルであり、Ｆパラメータは、下記（６）式のようになる。

磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＋Ｚ４＝０を、上記（６）式に代入すると、下記（７）式になる。これより、下記（８）式および上記（３），（４）式から、下記（９）式が求められる。

送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１の距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（９）式より、受電ユニット３１から出力される電流Ｉ₂の大きさは、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２１〜２３は直列接続されているので、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁は、高周波電源装置１の出力電流である。直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流の大きさは一定であり、電流Ｉ₁も一定になる。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１の出力電流Ｉ₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３１の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₂を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３１の出力電流Ｉ₂の大きさが一定なので、整流平滑回路４１によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、整流平滑回路４１より出力される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。

同様に、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３２（３３）の出力電流の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく一定であり、受電ユニット３２（３３）の出力も、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３２（３３）の出力電流の大きさが一定なので、整流平滑回路４２（４３）によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、整流平滑回路４２（４３）より出力される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。

定電流源を並列接続した場合、各出力電流は足し合わされて出力される。したがって、バッテリＤに供給される電流は、整流平滑回路４１〜４３より出力される電流を足し合わせたものになる。整流平滑回路４１〜４３より出力される電流は、それぞれ一定なので、これらを足し合わせてバッテリＤに供給される電流も、一定になる。つまり、非接触電力伝送システムＣの出力は、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。

次に、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣの作用効果について説明する。

本実施形態によると、各送電ユニット２１〜２３は直列共振回路であり、各受電ユニット３１〜３３は並列共振回路である。また、高周波電源装置１は各送電ユニット２１〜２３に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２１〜２３から受電ユニット３１〜２３へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、各受電ユニット３１〜３３の出力が定電流源の出力と等価になり、整流平滑回路４１〜４３の出力も定電流源の出力と等価になる。よって、整流平滑回路４１〜４３が出力する電流は足し合わされて、負荷（バッテリＤ）に供給される。これにより、各送電ユニット２１，２２，２３や、各受電ユニット３１，３２，３３の仕様が異なっていたり、各結合係数が異なっている場合でも、各受電ユニット３１，３２，３３から負荷に適切に給電することができる。例えば、電気自動車の停車位置がずれて、各結合係数がそれぞれ異なるものになっている状態でも、バッテリＤへの充電を行うことができる。

また、本実施形態によると、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２１〜２３に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。

また、本実施形態によると、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。当該共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。よって、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がない。

なお、スイッチング周波数ｆ₀が高く（例えば１０［ＭＨｚ］以上）、各送電ユニット２１〜２３の間隔が広い場合や、高周波電源装置１から離れている場合、高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３を接続する接続線の長さの影響が無視できなくなる。すなわち、接続線が長くなると、電流の定在波の影響で、接続線の各位置で電流の大きさが変わる。そのため、各送電ユニットの電流値が同じになるように、高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３の接続は、高周波電源装置１が出力する高周波の伝送波長の略２分の１の伝送線路を用いるのが望ましい。図５は、高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３を接続する接続線を伝送線路ＴＬにしたものである。図５においては、送電装置Ａのみを記載している。伝送線路ＴＬを用いるようにした点以外は、図１に示す非接触電力伝送システムＣと同一である。

図５に示すように、伝送線路ＴＬは、高周波電源装置１と送電ユニット２１との間、送電ユニット２１と送電ユニット２２との間、および、送電ユニット２２と送電ユニット２３との間に、それぞれ直列接続されている。本実施形態においては、伝送線路ＴＬを同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路ＴＬは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管などであってもよい。

伝送線路ＴＬの長さは、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、伝送線路ＴＬにおける伝送波長の略２分の１としている。高周波電源装置１が出力する高周波の伝送波長λは、周波数をｆとして、伝送線路ＴＬ内の電波の速度をνとすると、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。同軸ケーブル（ポリエチレン製）上の電波の速度νは、真空中の電波の速度（３．０×１０⁸［ｍ／ｓ］）の約６６％程度なので、例えば、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とすると、高周波電源装置１が出力する高周波の伝送波長λは、λ＝（３．０×１０⁸）×（６６／１００）／（１３．５６×１０⁶）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路ＴＬの長さは、この伝送波長λの略２分の１であるので、１４．６０×（１／２）＝７．３０［ｍ］となる。なお、上記同軸ケーブル上の電波の速度νを、真空中の電波の速度の約６６％としたが、同軸ケーブル上の電波の速度は、用いる同軸ケーブルの波長短縮率（詳細には同軸ケーブルの絶縁材料）により異なる。したがって、伝送線路ＴＬの長さは、用いる同軸ケーブルの種類に応じて、適宜変更すればよい。

なお、伝送線路ＴＬの長さは、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、伝送線路ＴＬにおける伝送波長の略２分の１に限定されず、この自然数倍であってもよい。すなわち、伝送線路ＴＬの長さは、伝送波長と同一、伝送波長の２分の３倍、伝送波長の２倍、…などであってもよい。高周波電源装置１および送電ユニット２１〜２３の接続を伝送線路ＴＬで行うことにより、電流の定在波の影響を排除して、各送電ユニットの電流値が同じになるようにすることができる。

上記第１実施形態においては、受電ユニット３１〜３３が並列共振回路である場合について説明したが、これに限られない。受電ユニット３１〜３３が直列共振回路である場合について、以下に説明する。

図６は、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’の構成を示す回路図である。図６においては、送電装置Ａは第１実施形態に係る送電装置Ａと同一なので、受電装置Ｂ’のみを記載している。また、受電ユニット３２’，３３’、これらに接続された電圧‐電流変換回路１０、および、整流平滑回路４２，４３の記載を簡略化している。図６において、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ（図２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。非接触電力伝送システムＣ’は、受電ユニット３１’（３２’，３３’）が直列共振回路である点と、受電ユニット３１’（３２’，３３’）と整流平滑回路４１（４２，４３）との間に、電圧‐電流変換回路１０が設けられている点で、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣと異なる。

受電ユニット３１’は、共振コンデンサＣｒ１が受電コイルＬｒ１に直列接続されており、直列共振回路を構成している。受電コイルＬｒ１および共振コンデンサＣｒ１は、送電コイルＬｔ１および共振コンデンサＣｔ１と同様に、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀と一致するように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、受電コイルＬｒ１の巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒ１として用いるようにしてもよい。受電ユニット３２’および受電ユニット３３’の構成も、受電ユニット３１’と同様である。

電圧‐電流変換回路１０は、電圧出力を電流出力に変換するものである。電圧‐電流変換回路１０は、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とを、Ｔ型に配置した回路である。インダクタＬ１１とインダクタＬ１２とは直列接続されており、受電ユニット３１’（３２’，３３’）と整流平滑回路４１（４２，４３）との間に、直列接続されている。そして、インダクタＬ１１とインダクタＬ１２との接続点に、コンデンサＣ１１が並列接続されている。スイッチング周波数ｆ₀におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２およびコンデンサＣ１１の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスおよびキャパシタンスを決定している。

図７（ａ）は、図６に示す非接触電力伝送システムＣ’のうちの、送電ユニット２１、受電ユニット３１’および電圧‐電流変換回路１０を抜き出したものである。

送電ユニット２１に印加される電圧をＶ₁、入力される電流をＩ₁とし、受電ユニット３１’から出力される電圧をＶ₂、出力される電流をＩ₂とし、電圧‐電流変換回路１０の出力電圧をＶ₃、出力電流をＩ₃とする。つまり、整流平滑回路４１に印加される電圧がＶ₃、整流平滑回路４１に入力される電流がＩ₃となる。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃および各電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃は、いずれもベクトルである。

図７（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図７（ｂ）に示す回路になる。図７（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ３として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ３は、いずれもベクトルであり、下記（１０）〜（１２）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔ１および受電コイルＬｒ１の自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ_tおよびＬ_rとし、共振コンデンサＣｔ１および共振コンデンサＣｒ１のキャパシタンスを、それぞれ、Ｃ_tおよびＣ_rとしている。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋとしている。

図７（ｂ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（１３）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。

磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＝０を、上記（１３）式に代入すると、下記（１４）式になる。これより、下記（１５）式および上記（１１）式から、下記（１６）式が求められる。

送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１の距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（１６）式より、受電ユニット３１’から出力される電圧Ｖ₂の大きさは、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２１〜２３は直列接続されているので、送電ユニット２１に入力される電流Ｉ₁は、高周波電源装置１の出力電流である。直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流の大きさは一定であり、電流Ｉ₁も一定になる。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３１’の出力は、一定の大きさの電圧Ｖ₂を出力する定電圧源と考えることができる。

図７（ｃ）は、電圧‐電流変換回路１０の回路を示している。図７（ｃ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ４〜Ｚ６として表している。なお、各インピーダンスＺ４〜Ｚ６は、いずれもベクトルであり、下記（１７）〜（１９）式で表すことができる。なお、インダクタＬ１１およびインダクタＬ１２の自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ₁₁およびＬ₁₂とし、コンデンサＣ１１のキャパシタンスをＣ₁₁としている。

図７（ｃ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（２０）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。

高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２およびコンデンサＣ１１の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスやキャパシタンスを決定しているため、Ｚ４＋Ｚ５＝Ｚ５＋Ｚ６＝０となる。これを、上記（２０）式に代入すると、下記（２１）式になる。これより、下記（２２）式および上記（１８）式から、下記（２３）式が求められる。

キャパシタンスＣ₁₁は固定値なので、上記（２３）式より、電圧‐電流変換回路１０の出力電流Ｉ₃の大きさは、受電ユニット３１’から出力されて電圧‐電流変換回路１０に入力される電圧Ｖ₂の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、電圧‐電流変換回路１０の出力電流Ｉ₃の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、電圧‐電流変換回路１０の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₃を出力する定電流源と考えることができる。電圧‐電流変換回路１０の出力電流Ｉ₃の大きさが一定なので、整流平滑回路４１によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、整流平滑回路４１より出力される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。

同様に、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３２’（３３’）の出力電圧の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく一定であり、受電ユニット３２’（３３’）の出力も、一定の大きさの電圧を出力する定電圧源と考えることができる。したがって、受電ユニット３２’（３３’）の後段にそれぞれ接続された電圧‐電流変換回路１０の出力電流の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、各電圧‐電流変換回路１０の出力は、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。各電圧‐電流変換回路１０の出力電流の大きさが一定なので、整流平滑回路４２（４３）によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、整流平滑回路４２（４３）より出力される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。

定電流源を並列接続した場合、各出力電流は足し合わされて出力される。したがって、バッテリＤに供給される電流は、整流平滑回路４１〜４３より出力される電流を足し合わせたものになる。整流平滑回路４１〜４３より出力される電流は、それぞれ一定なので、これらを足し合わせてバッテリＤに供給される電流も、一定になる。つまり、非接触電力伝送システムＣ’の出力は、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。

第２実施形態においては、各送電ユニット２１〜２３は直列共振回路であり、各受電ユニット３１’〜３３’は直列共振回路である。また、高周波電源装置１は各送電ユニット２１〜２３に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２１〜２３から受電ユニット３１’〜３３’へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、各受電ユニット３１’〜３３’の出力が定電圧源の出力と等価になる。また、受電ユニット３１’〜３３’の後段には、電圧‐電流変換回路１０が接続されている。したがって、各電圧‐電流変換回路１０の出力が定電流源の出力と等価になる。よって、整流平滑回路４１〜４３の出力も定電流源の出力と等価になり、整流平滑回路４１〜４３が出力する電流は足し合わされて、負荷（バッテリＤ）に供給される。これにより、各送電ユニット２１，２２，２３や、各受電ユニット３１’，３２’，３３’の仕様が異なっていたり、結合係数が異なっている場合でも、各受電ユニット３１’，３２’，３３’から負荷に適切に給電することができる。

また、第２実施形態においても、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２１〜２３に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。

また、第２実施形態においても、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

なお、第２実施形態においては、電圧‐電流変換回路１０を、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とをＴ型に配置した回路とした場合について説明したが、電圧‐電流変換回路１０の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、１つのインダクタと２つのコンデンサとをＴ型に配置した回路としてもよいし、２つのインダクタと１つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよいし、１つのインダクタと２つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよい。

また、電圧‐電流変換回路１０は、インダクタとコンデンサを組み合わせた回路に限定されない。電圧‐電流変換回路１０は、受電ユニット３１’（３２’，３３’）からの電圧出力を電流出力に変換するものであればよい。

図８は、第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ”の構成を示す回路図である。図８においては、送電装置Ａは第１実施形態に係る送電装置Ａと同一なので、受電装置Ｂ”のみを記載している。また、受電ユニット３２’，３３’、これらに接続された電圧‐電流変換回路１０’、および、整流平滑回路４２，４３の記載を簡略化している。図８において、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’（図６参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。非接触電力伝送システムＣ”は、電圧‐電流変換回路１０’の構成が、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’の電圧‐電流変換回路１０と異なっている。

電圧‐電流変換回路１０’は、電圧出力を電流出力に変換するものである。電圧‐電流変換回路１０’は、伝送線路ＴＬ’を備えている。伝送線路ＴＬ’は、受電ユニット３１’（３２’，３３’）と整流平滑回路４１（４２，４３）との間に直列接続されている。本実施形態においては、伝送線路ＴＬ’を同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路ＴＬ’は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路ＴＬ’の長さは、受電ユニット３１’（３２’，３３’）より入力される高周波（すなわち、高周波電源装置１が出力する高周波）の基本波の、伝送線路ＴＬ’における伝送波長の略４分の１としている。上述したように、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とした場合、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、同軸ケーブル（ポリエチレン製）における伝送波長λは、約１４．６０［ｍ］となる。伝送線路ＴＬ’の長さは、この伝送波長λの略１／４であるので、１４．６０×（１／４）≒３．６５［ｍ］となる。なお、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数が低ければ低いほど、伝送波長λは長くなる。したがって、周波数が低い場合、長い伝送線路ＴＬ’を用いる必要があり、当該伝送線路ＴＬ’を受電装置Ｂ”の筺体に収容するために、受電装置Ｂ”の大きさを大きくしなければならない。よって、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

図９は、図８に示す非接触電力伝送システムＣ”のうちの、送電ユニット２１、受電ユニット３１’および電圧‐電流変換回路１０’を抜き出したものである。

送電ユニット２１に印加される電圧をＶ₁、入力される電流をＩ₁とし、受電ユニット３１’から出力される電圧をＶ₂、出力される電流をＩ₂とし、電圧‐電流変換回路１０’の出力電圧をＶ₃、出力電流をＩ₃とする。つまり、整流平滑回路４１に印加される電圧がＶ₃、整流平滑回路４１に入力される電流がＩ₃となる。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃および各電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃は、いずれもベクトルである。

送電ユニット２１および受電ユニット３１’は第２実施形態と共通しているので、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさが、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく一定であることも同様である。

電圧‐電流変換回路１０’の回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（２４）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。Ｚ₀は伝送線路ＴＬ’の特性インピーダンスであり、βは位相定数（２π／λ）であり（λは伝送線路ＴＬ’における伝送波長）、ｌは線路長である。伝送線路ＴＬ’の線路長ｌは、伝送波長λの４分の１なので、β・ｌ＝π／２となる。したがって、Ｆパラメータは、下記（２５）式のようになる。

これより、下記（２６）式から、下記（２７）式が求められる。

特性インピーダンスＺ₀は固定値なので、上記（２７）式より、電圧‐電流変換回路１０’の出力電流Ｉ₃の大きさは、受電ユニット３１’から出力されて電圧‐電流変換回路１０’に入力される電圧Ｖ₂の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３１’の出力電圧Ｖ₂の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、電圧‐電流変換回路１０’の出力電流Ｉ₃の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、電圧‐電流変換回路１０’の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₃を出力する定電流源と考えることができる。電圧‐電流変換回路１０’の出力電流Ｉ₃の大きさが一定なので、整流平滑回路４１によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、整流平滑回路４１より出力される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。

同様に、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３２’（３３’）の後段にそれぞれ接続された電圧‐電流変換回路１０’の出力電流の大きさも、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、各電圧‐電流変換回路１０’の出力は、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。各電圧‐電流変換回路１０’の出力電流の大きさが一定なので、整流平滑回路４２（４３）によって整流および平滑化された電流は一定になる。したがって、整流平滑回路４２（４３）より出力される電流は、バッテリＤの充電状態に関係なく一定になる。

定電流源を並列接続した場合、各出力電流は足し合わされて出力される。したがって、バッテリＤに供給される電流は、整流平滑回路４１〜４３より出力される電流を足し合わせたものになる。整流平滑回路４１〜４３より出力される電流は、それぞれ一定なので、これらを足し合わせてバッテリＤに供給される電流も、一定になる。つまり、非接触電力伝送システムＣ”の出力は、一定の大きさの電流を出力する定電流源と考えることができる。

第３実施形態においては、各電圧‐電流変換回路１０’が、第２実施形態に係る各電圧‐電流変換回路１０と同様に、定電圧出力を定電流出力に変換することができる。したがって、第３実施形態においても、第２実施形態と同様の効果を奏することができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、高周波電源装置１がいわゆる一石のＥ級アンプを利用した場合について説明したが、これに限られない。例えば、図１０（ａ）に示すように、プッシュプル回路で構成したアンプを利用するようにしてもよい。高周波電源装置１ａは、Ｅ級アンプを正負対称に接続して、それぞれが一方の極性の信号のみを増幅するようにした、いわゆるプッシュプル方式のアンプを利用したものである。共振回路ＬＣ２も、それぞれの極性用に、２つ設けられている。この場合でも、高周波電源装置１ａは、各スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、各スイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２がそれぞれ並列接続されている。したがって、２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

また、高周波電源装置１に代えて、共振回路ＬＣ２を設けないようにした、いわゆるＥ級アンプを用いた高周波電源装置１ｂを備えるようにてもよい（図１０（ｂ）参照）。高周波電源装置１ｂも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。なお、この場合、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧を抑制できないので、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がある。

また、高周波電源装置１ｂ（図１０（ｂ）参照）において、インダクタＬ１の代わりに伝送線路Ｋを設けた高周波電源装置１ｃを備えるようにしてもよい（図１１（ａ）参照）。伝送線路Ｋは、電力を伝送するための線路であり、直流電源装置１１の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子との間に直列接続されている。本変形例においては、伝送線路Ｋを同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路Ｋの長さは、高周波電源装置１ｃが出力する高周波の基本波の、伝送線路Ｋにおける伝送波長の略４分の１としている。つまり、上記第３実施形態で説明した伝送線路ＴＬ’と同様のものを用いている。したがって、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］の場合、伝送線路Ｋの長さは、約３．６５［ｍ］となる。なお、スイッチング周波数ｆ₀が低ければ低いほど、伝送線路Ｋも長くする必要がある。したがって、伝送線路Ｋを高周波電源装置１ｃの筺体に収容することを考慮すると、スイッチング周波数ｆ₀は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子から伝送線路Ｋ側を見たインピーダンスは、スイッチング周波数ｆ₀の偶数倍の周波数成分に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその奇数倍の周波数成分に対して、高インピーダンスとなる。高周波電源装置１ｃも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、伝送線路Ｋが偶数次高調波成分に対して低インピーダンスとなるので、偶数次高調波成分が伝送線路Ｋに流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の偶数次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

また、高周波電源装置１ｂ（図１０（ｂ）参照）において、伝送線路部Ｋ’を設けた高周波電源装置１ｄを備えるようにしてもよい（図１１（ｂ）参照）。伝送線路部Ｋ’は、高周波電源装置１ｄで生成される高周波から、所定次数の高調波成分を減衰させるものである。伝送線路部Ｋ’は、伝送線路Ｋ１および伝送線路Ｋ２を備えている。

伝送線路Ｋ１は、一端がスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続され、他端が開放された伝送線路である。伝送線路Ｋ２は、一端がスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続され、他端が短絡された伝送線路である。本変形例においては、伝送線路Ｋ１，Ｋ２を、同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋ１，Ｋ２は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路Ｋ１，Ｋ２の長さは、高周波電源装置１ｄが出力する高周波の基本波の、伝送線路Ｋ１，Ｋ２における伝送波長の略８分の１としている。上述したように、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とした場合、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、同軸ケーブル（ポリエチレン製）における伝送波長λは、約１４．６０［ｍ］となる。伝送線路Ｋ１，Ｋ２の長さは、この伝送波長λの略１／８であるので、１４．６０×（１／８）≒１．８［ｍ］となる。なお、スイッチング周波数ｆ₀が低ければ低いほど、伝送線路Ｋ１，Ｋ２も長くする必要がある。したがって、伝送線路Ｋ１，Ｋ２を高周波電源装置１ｄの筺体に収容することを考慮すると、スイッチング周波数ｆ₀は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。なお、当該伝送線路Ｋ１が、本発明の「第１の伝送線路」に相当し、当該伝送線路Ｋ２が、本発明の「第２の伝送線路」に相当する。

伝送線路部Ｋ’は、スイッチング周波数ｆ₀およびｆ₀の奇数倍の周波数で、インピーダンスが無限大になり、ｆ₀の偶数倍の周波数で、インピーダンスが０「Ω」になる。つまり、伝送線路部Ｋ’には、高周波電源装置１ｄで生成される高周波の基本波および奇数倍高調波（３次高調波、５次高調波など）の電流は流れず、偶数倍高調波（２次高調波、４次高調波など）の電流が流れて、スイッチング素子Ｑｓに発生する高調波成分の電圧を減衰させる。高周波電源装置１ｄも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、偶数倍高調波成分が伝送線路Ｋ’に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

なお、高周波電源装置１，１ａ〜１ｄ以外の高周波電源装置であっても、一定の大きさの高周波電流を出力することができる高周波電源装置であれば、本発明に用いることができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、送電ユニットと受電ユニットの組を３つ備えた場合について説明したが、これに限られない。送電ユニットと受電ユニットの組を２つ備えていてもよいし、４つ以上備えていてもよい。

上記第１ないし第３実施形態においては、直流電源装置１１の目標電圧を変更することで、バッテリＤに供給する電流を変更することができる。すなわち、目標電圧を変更することで、直流電源装置１１の出力電圧を変更し、高周波電源装置１の出力電流を変更して、各受電ユニット３１〜３３（３１’〜３３’）の出力電流を変更する。これにより、各整流平滑回路４１〜４３の出力電流を変更して、バッテリＤに供給される電流を変更する。なお、他の手法を用いて、バッテリＤに供給される電流を変更するようにしてもよい。送電装置Ａにスイッチを設けて、当該スイッチを切り替えることで、バッテリＤに供給される電流を変更する場合について、以下に説明する。

図１２〜図１４は、第４実施形態に係る非接触電力伝送システムＥを説明するための図である。図１２は、非接触電力伝送システムＥの全体構成を示す図である。図１３は、スイッチの一例を示す回路図である。図１４は、切替制御処理を説明するためのフローチャートである。

図１２において、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図１２に示すように、非接触電力伝送システムＥは、送電装置Ａ’がスイッチ６１，６２，６３、制御装置５および通信装置７を備えている点と、受電装置Ｂが制御装置８および通信装置９を備えている点で、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣと異なる。

スイッチ６１〜６３は、それぞれ、送電ユニット２１〜２３の入力端子間に並列接続されている。スイッチ６１（６２，６３）は、制御装置５より入力される切替信号に応じて、送電ユニット２１（２２，２３）に高周波電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替える。すなわち、切替信号がオン信号（ハイレベル信号）の場合、スイッチ６１（６２，６３）は導通状態となり、送電ユニット２１（２２，２３）の入力端子間が短絡されるので、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１（２２，２３）に流れない。一方、切替信号がオフ信号（ローレベル信号）の場合、スイッチ６１（６２，６３）は開放状態となり、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１（２２，２３）に流れる。なお、切替信号がオン信号の場合に開放状態にして送電ユニット２１（２２，２３）に高周波電流が流れるようにし、オフ信号の場合に導通状態にして送電ユニット２１（２２，２３）に高周波電流が流れないようにしてもよい。

本実施形態では、図１３に示すように、２つのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を逆直列接続したものをスイッチ６１〜６３として用いている。２つのＭＯＳＦＥＴは、ソース端子同士が接続されている。一方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、送電ユニット２１（２２，２３）の一方の入力端子に接続されており、他方のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は他方の入力端子に接続されている。そして、両者のゲート端子には、制御装置５から切替信号が入力される。切替信号がオン信号の場合、スイッチ６１（６２，６３）に高周波電流が流れ、導通状態になる。

なお、スイッチ６１〜６３は、ＭＯＳＦＥＴを用いたものに限定されず、他の半導体スイッチを用いたものであってもよい。また、ソリッドステートリレー（半導体リレー）や、電磁接触器のような機械的なスイッチであってもよい。また、その他の構成で、各送電ユニット２１〜２３に高周波電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えるようにしてもよい。

制御装置５は、送電装置Ａ’の制御を行うものである。制御装置５は、通信装置７から入力される信号に応じて、スイッチ６１〜６３の切り替えを行うための切替信号を出力する。当該切り替えの制御についての詳細は、後述する。

通信装置７は、受電装置Ｂの通信装置９との間で無線通信を行うものである。通信装置７は、通信装置９より受信した信号を、制御装置５に出力する。なお、通信装置７の通信方式や用いる電磁波の種類は限定されない。

制御装置８は、受電装置Ｂの制御を行うものである。制御装置８は、電気自動車が受電位置に位置した場合に、送電開始信号を通信装置９に送信させる。送電開始信号は、送電装置Ａ’に送電を開始させるための信号である。受電位置は、受電装置Ｂの各受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の中心の水平方向での位置と送電装置Ａ’の各送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の中心の水平方向での位置とが略一致して、各受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３と送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３とが、それぞれ強力に磁気結合できるようになる位置である。なお、完全に一致しなくても送電することができるので、受電位置は所定の広さを持った領域になっている。

電気自動車は、所定の受電位置に位置したことを検知するための図示しないセンサを備えている。制御装置８は、当該センサからの入力に基づいて、電気自動車が受電位置に位置したことを検知する。なお、受電位置に位置したことを検知するための手法は限定されない。例えば、電気自動車の水平方向の位置を検出し、あらかじめ設定されている送電装置Ａ’の水平方向の位置との関係から検知するようにしてもよい。また、床面上の送電装置Ａ’の位置にそれを示すマークを設け、電気自動車に搭載されて床面を撮像する撮像センサによる撮像画像から当該マークを検出するようにしてもよい。また、電気自動車が床面に向けて所定の電磁波を出力し、床面上の送電装置Ａ’の位置に設けられた反射部材で反射された電磁波を検出することで受電位置に位置したことを検知するようにしてもよい。

なお、電気自動車側ではなく、送電装置Ａ’側に、電気自動車（受電装置Ｂ）が受電位置に位置したことを検出するセンサを設けるようにしてもよい。この場合は、当該センサからの入力に基づいて、送電装置Ａ’の制御装置５が、受電位置に電気自動車が位置したことを認識し、送電開始信号を受信したのと同じ処理を行うようにすればよい。

また、制御装置８は、バッテリＤが満充電状態になった場合に、送電を停止させるための送電停止信号を、通信装置９に送信させる。電気自動車は、バッテリＤの充電電圧を検出するための図示しない電圧センサを備えており、制御装置８は、電圧センサが検出した充電電圧が所定の閾値以上になった場合に、バッテリＤが満充電状態になったと判断する。

また、制御装置８は、バッテリＤの充電電圧に応じて、必要な電流値を示す電流値信号を、通信装置９に送信させる。送電装置Ａ’の制御装置５は、入力される電流値信号に応じてスイッチ６１〜６３の切り替えを行うことで、バッテリＤに入力される電流の大きさを変更する。なお、電流値信号は、具体的な電流値であってもよいし、電流値を示す番号であってもよい。

通信装置９は、送電装置Ａ’の通信装置７との間で無線通信を行うものである。通信装置９は、制御装置８より入力された信号を、通信装置７に送信する。なお、通信装置９の通信方式や用いる電磁波の種類は限定されない。

次に、スイッチ６１〜６３の切り替え制御について説明する。

上述したように、バッテリＤに入力される電流は、整流平滑回路４１〜４３より出力される電流を足し合わせたものになる。また、送電ユニット２１〜２３は直列接続されて、高周波電源装置１に接続されており、高周波電源装置１は定電流源である。したがって、送電ユニット２１〜２３には、一定の電流が入力される。このことは、スイッチ６１〜６３の状態によって他の送電ユニット２１〜２３に電流が流れているか否かに関係ない。例えば、送電ユニット２１に流れる電流は、送電ユニット２２，２３に電流が流れているか否かに関係なく一定である。また、送電ユニット２１〜２３の入力電流の大きさが一定の場合、受電ユニット３１〜３３の出力電流の大きさはそれぞれ一定（上記（９）式参照）であり、整流平滑回路４１〜４３より出力される電流も一定になる。したがって、スイッチ６１〜６３の状態を切り替えて、送電ユニット２１〜２３に電流を流すか否かを切り替えることにより、バッテリＤに入力される電流を切り替えることができる。

制御装置５は、受電装置Ｂより受信する信号に応じて、スイッチ６１〜６３の切り替えを行う。制御装置５は、通信装置７より送電開始信号を入力された場合、あらかじめ定められた電流をバッテリＤに出力できるように、スイッチ６１〜６３に切替信号を出力する。本実施形態では、最大電流で充電を開始できるように、スイッチ６１〜６３にそれぞれオフ信号である切替信号を出力する。この場合、スイッチ６１〜６３は開放状態になる（図１２参照）。次に、制御装置５は、高周波電源装置１を起動させる。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２を出力させるように指令を行う。これにより、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１〜２３に流れる。したがって、受電ユニット３１〜３３のすべてから電流が出力され、これらが足し合わされた電流がバッテリＤに出力される。なお、充電開始時の電流を最大電流にするのは一例であって、これに限られない。例えば、スイッチ６１，６２を開放状態、スイッチ６３を導通状態にして、充電を開始するようにしてもよいし、バッテリＤの充電電圧に応じて充電開始時の電流を設定（それに応じた各スイッチ６１〜６３の状態を設定）するようにしてもよい。

また、制御装置５は、通信装置７より電流値信号を入力された場合、電流値信号に応じて、スイッチ６１〜６３に切替信号を出力する。例えば、バッテリＤに最大電流を出力している状態（スイッチ６１〜６３がいずれも開放状態）から出力電流を減少させる場合、制御装置５は、例えばスイッチ６３にオン信号である切替信号を出力する。この場合、スイッチ６１，６２が開放状態で、スイッチ６３が導通状態になる。これにより、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１，２２に流れるが、送電ユニット２３には流れなくなる。したがって、受電ユニット３１，３２から電流が出力され、これらが足し合わされた電流がバッテリＤに出力される。つまり、バッテリＤに出力される電流は、受電ユニット３３から出力されていた分が減少する。仮に、受電ユニット３１〜３３が同じ大きさの電流を出力する場合、受電ユニット３３が電流を出力しなくなることで、バッテリＤに出力される電流は、最大電流の３分の２になる。なお、オン信号である切替信号を出力するのは、スイッチ６１またはスイッチ６２であってもよい。さらに、スイッチ６２が導通状態になって送電ユニット２２にも電流が流れなくなると、バッテリＤに出力される電流は、受電ユニット３１からの電流のみになり、最大電流の３分の１になる。

なお、送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３および受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンスおよび各コイルの結合係数を調整することで、受電ユニット３１〜３３の出力電流を調整することができる（上記（９）式参照）。例えば、受電ユニット３２の出力電流が受電ユニット３１の出力電流の１／２となり、受電ユニット３３の出力電流が受電ユニット３１の出力電流の１／４となるように調整すれば、スイッチ６１〜６３の切り替えにより、８通りの出力電流を切り替えることができる。

また、制御装置５は、通信装置７より送電停止信号を入力された場合、スイッチ６１〜６３にそれぞれオン信号である切替信号を出力する。この場合、スイッチ６１〜６３は導通状態となり、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１〜２３に流れなくなる。次に、制御装置５は、高周波電源装置１の運転を停止させる。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２の出力を停止させる指令を行う。

図１４は、制御装置５が行う切替制御処理を説明するためのフローチャートである。当該切替制御処理は、送電装置Ａ’が起動したときに開始され、送電装置Ａ’が稼働している間、実行される。

まず、送電開始信号が受信されたか否かが判別される（Ｓ１）。送電開始信号が受信されない場合（Ｓ１：ＮＯ）、電流値信号が受信されたか否かが判別される（Ｓ２）。電流値信号が受信されない場合（Ｓ２：ＮＯ）、送電停止信号が受信されたか否かが判別される（Ｓ３）。送電停止信号が受信されない場合（Ｓ３：ＮＯ）、ステップＳ１に戻る。つまり、いずれかの信号が受信されるまで、ステップＳ１〜Ｓ３が繰り返される。

送電開始信号が受信された場合（Ｓ１：ＹＥＳ）、スイッチ６１〜６３にそれぞれオフ信号である切替信号が出力される（Ｓ４）。これにより、スイッチ６１〜６３が開放状態になる。次に、高周波電源装置１が起動され（Ｓ５）、ステップＳ１に戻る。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２を出力させるように指令を行う。これにより、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１〜２３に流れる。したがって、受電ユニット３１〜３３のすべてから電流が出力され、これらが足し合わされて、バッテリＤに出力される。つまり、バッテリＤが最大電流で充電される。

ステップＳ２において、電流値信号が受信された場合（Ｓ２：ＹＥＳ）、当該電流値信号に応じて、スイッチ６１〜６３に切替信号が出力される（Ｓ６）。これにより、スイッチ６１〜６３の状態が切り替えられて、受電ユニット３１〜３３からの電流の出力状態が切り替わる。したがって、バッテリＤに出力される電流が必要な電流に変更される。

ステップＳ３において、送電停止信号が受信された場合（Ｓ３：ＹＥＳ）、スイッチ６１〜６３にそれぞれオン信号である切替信号が出力される（Ｓ７）。これにより、スイッチ６１〜６３が導通状態となり、高周波電源装置１からの高周波電流が送電ユニット２１〜２３に流れなくなる。次に、高周波電源装置１の運転が停止され（Ｓ８）、ステップＳ１に戻る。具体的には、電源制御装置１２に高周波制御信号Ｓ２の出力を停止させる指令を行う。なお、切替制御処理の処理手順は、これに限られない。

図１５は、図１２に示す回路（高周波電源装置１は図３に示す回路参照）において、各整流平滑回路４１〜４３を整流回路のみとし、バッテリＤをコンデンサに置き換えて、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。直流電源装置１１が出力する直流電圧Ｖ_dcを２００［Ｖ］、高周波制御信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号としている。また、各送電コイルＬｔ１〜Ｌｔ３の自己インダクタンス、各共振コンデンサＣｔ１〜Ｃｔ３のキャパシタンス、各受電コイルＬｒ１〜Ｌｒ３の自己インダクタンス、各共振コンデンサＣｒ１〜Ｃｒ３のキャパシタンスを、それぞれ同じ値としている。送電コイルＬｔ１と受電コイルＬｒ１の結合係数をｋ＝０．２、送電コイルＬｔ２と受電コイルＬｒ２の結合係数をｋ＝０．４、送電コイルＬｔ３と受電コイルＬｒ３の結合係数をｋ＝０．６としている。図１５（ａ）は整流平滑回路４１の出力電流の波形を示しており、図１５（ｂ）は整流平滑回路４２の出力電流の波形を示しており、図１５（ｃ）は整流平滑回路４３の出力電流の波形を示しており、図１５（ｄ）はコンデンサに入力される電流の波形を示している。シミュレーション開始時はスイッチ６１〜６３を全て開放状態とし、開始から６０［μＳ］後にスイッチ６３を導通状態に切り替え、開始から８０［μＳ］後にスイッチ６２を導通状態に切り替えた。

図１５に示されているように、各出力電流は、結合係数に比例して大きくなっている。また、各出力電流はスイッチが切り替えられるまでは一定になっており、他のスイッチが切り替えられても変化していないことが確認できた。また、図１５（ｃ）に示すように、スイッチ６３を導通状態に切り替えた後、整流平滑回路４３の出力電流が減少してゼロになり、図１５（ｂ）に示すように、スイッチ６２を導通状態に切り替えた後、整流平滑回路４２の出力電流が減少してゼロになっている。そして、図１５（ｄ）に示すように、コンデンサに入力される電流は整流平滑回路４１〜４３の出力電流の合計になっており、６０［μＳ］後、８０［μＳ］後に、整流平滑回路４２，４３の出力電流の変化に応じて、減少している。つまり、スイッチ６１〜６３の切り替えにより、コンデンサに入力される電流の大きさが切り替えられることが確認できた。

第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第４実施形態によると、制御装置５が受電装置Ｂより受信する信号に応じてスイッチ６１〜６３の切り替えを行うことで、出力電流の大きさを切り替えることができる。したがって、高周波電源装置１が出力電流を変更できない場合でも、バッテリＤに出力する電流の大きさを変更することができる。

第４実施形態においては、受電装置Ｂが、バッテリＤが満充電状態になった場合に、送電停止信号を出力する場合について説明したが、これに限られない。例えば、充電を停止させるための操作ボタンを設けて、当該操作ボタンが押された場合に、送電停止信号を出力するようにしてもよい。また、受電装置Ｂで何かの異常が発生した場合にも、送電停止信号を出力するようにしてもよい。

第４実施形態においては、電気自動車が受電位置に位置した場合に、受電装置Ｂが送電開始信号を出力する場合について説明したが、これに限られない。例えば、充電を開始させるための操作ボタンを設けて、当該操作ボタンが押された場合に、送電開始信号を出力するようにしてもよい。

第４実施形態においては、受電装置Ｂが、バッテリＤが満充電になったか否かを判別する場合について説明したが、これに限られない。例えば、受電装置ＢがバッテリＤの充電電圧を定期的に送電装置Ａ’に送信して、送電装置Ａ’が満充電か否かを判別するようにしてもよい。この場合、制御装置５は、充電電圧に応じてバッテリＤが必要とする電流値を判断して、スイッチ６１〜６３の切り替えを行うようにしてもよい。本変形例の場合、バッテリＤが満充電になったか否かを送電装置Ａ’が判別するので、受電装置Ｂの制御装置８に満充電の判別機能を設ける必要がない。

上記第１ないし第４実施形態においては、送電装置Ａが床面に埋設されている場合について説明したが、これに限られない。例えば、送電コイルのみが床面に埋設されるようにしてもよいし、送電コイルを床面に埋設せずに床面上に配置するようにしてもよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略平行となるように設けられている場合について説明したが、これに限られない。例えば、図１６（ａ）に示すように、受電装置Ｂが車体の後部に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。また、図１６（ｂ）に示すように、受電装置Ｂが車体の側面に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。要するに、送電コイルと受電コイルとが略平行で向かい合う位置に配置できるように、それぞれ、車体と車庫（駐車場）に配置されていればよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、本発明に係る非接触電力伝送システムを、電気自動車に内蔵されたバッテリの充電に利用する場合を例として説明したが、これに限られない。例えば、工場内の搬送に用いられるＡＧＶ（automatic guided vehicle：無人搬送車）のバッテリや電気二重層キャパシタなどへの充電にも、利用することができる。また、電動工具やノートパソコンなどの電気製品のバッテリに充電を行う場合にも、本発明を適用することができる。また、バッテリに充電するのではなく、受電装置に接続された電気製品などの負荷に直接、電力を供給する場合にも、本発明を適用することができる。この場合、平滑回路を備えないようにしてもよい。また、負荷に高周波電力をそのまま供給するのであれば、整流平滑回路を設けないようにしてもよい。また、整流後の直流電力を、インバータ回路で適切な交流電力に変換して用いるようにしてもよい。

本発明に係る非接触電力伝送システムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る非接触電力伝送システムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ’ 送電装置
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ 高周波電源装置
１１ 直流電源装置
１２ 電源制御装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０ コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ インダクタ
ＬＣ１ フィルタ
ＬＣ２ 共振回路（第２の共振回路）
ＬＣ３ 共振回路（第１の共振回路）
Ｑｓ スイッチング素子
Ｄ１ ダイオード
Ｋ 伝送線路
Ｋ’ 伝送線路部
Ｋ１ 伝送線路（第１の伝送線路）
Ｋ２ 伝送線路（第２の伝送線路）
２１，２２，２３ 送電ユニット
Ｌｔ１，Ｌｔ２，Ｌｔ３ 送電コイル
Ｃｔ１，Ｃｔ２，Ｃｔ３ 共振コンデンサ
５ 制御装置（制御手段）
６１，６２，６３ スイッチ
７ 通信装置
ＴＬ 伝送線路
Ｂ，Ｂ’，Ｂ” 受電装置
３１，３２，３３，３１’，３２’，３３’ 受電ユニット
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３ 受電コイル
Ｃｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３ 共振コンデンサ
４１，４２，４３ 整流平滑回路
８ 制御装置
９ 通信装置
１０，１０’ 電圧‐電流変換回路
Ｌ１１，Ｌ１２ インダクタ
Ｃ１１ コンデンサ
ＴＬ’ 伝送線路
Ｃ，Ｃ’，Ｃ”，Ｅ 非接触電力伝送システム
Ｄ バッテリ（蓄電装置）

Claims (5)

1. 送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、
   一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、
   送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えており、互いに直列に接続されている複数の送電ユニットと、
   を備え、
   前記受電装置は、
   前記各送電ユニットにそれぞれ対応付けられた受電ユニットを備え、
   前記各受電ユニットの出力が並列接続されて、負荷に出力されており、
   前記各受電ユニットは、対応する送電ユニットの送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに並列接続された共振コンデンサを備え、
   前記送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である、
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
2. 送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、
   一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、
   送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えており、互いに直列に接続されている複数の送電ユニットと、
   を備え、
   前記受電装置は、
   前記各送電ユニットにそれぞれ対応付けられた受電ユニットと、
   前記各受電ユニットの後段に接続され、それぞれ、前記各受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路と、
   を備え、
   前記各電圧‐電流変換回路の出力が並列接続されて、負荷に出力されており、
   前記各受電ユニットは、対応する送電ユニットの送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに直列接続された共振コンデンサを備え、
   前記送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である、
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
3. 前記受電装置は、前記各受電ユニットからの出力電流をそれぞれ整流する整流回路をさらに備えており、
   前記各整流回路の出力が並列接続されて、前記負荷に出力される、
   請求項１または２に記載の非接触電力伝送システム。
4. 前記送電ユニットが３つ備えられている、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
5. 前記高周波電源装置は、
   直流電圧を出力する直流電源装置と、
   入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
   前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、
   前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、
   を備えている、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。