JP6699883B2 - 非接触電力伝送システム、および、送電装置 - Google Patents

Description

本発明は、非接触で電力の伝送を行う非接触電力伝送システム、および、送電装置に関する。

負荷と電源とを直接接続することなく、電源が出力する電力を非接触で負荷に伝送する技術が開発されている。当該技術は、一般的に、非接触電力伝送やワイヤレス給電と呼ばれている。当該技術は、携帯電話や家電製品、電気自動車、無人搬送車（ＡＧＶ：Automated Guided Vehicle）などへの電力伝送に応用されている。

非接触電力伝送では、高周波電源装置を備えている送電装置から、負荷に接続された受電装置に、非接触で送電を行う。送電装置には送電コイルが備えられており、受電装置には受電コイルが備えられている。送電コイルと受電コイルとが磁気的に結合されることで、非接触での送電が行われる。このような非接触電力伝送の技術を利用して、負荷としての蓄電デバイスに充電を行う充電システムが開発されている。

このような充電システムにおいて、蓄電デバイスが満充電になっているにも関わらず、送電装置から電力を送電し続けると、蓄電デバイスが過充電となり、蓄電デバイスの寿命を縮めることになる。また、無駄な電力消費にもなる。これを解消する方法として、送電装置と受電装置にそれぞれ通信装置を設け、蓄電デバイスの電圧が所定の電圧になった場合に、受電装置から送電装置に送電を停止させるための信号を送信する方法が考えられる。しかしながら、通信装置を設けると大がかりなシステムになり、システムが大型化してしまう。特に受電装置は小型化が要求されるので、通信装置を用いることなく、満充電を送電装置側で検出できるシステムが望まれている。

例えば、送電装置が反射波電力の時間変化率を算出し、当該時間変化率に基づいて蓄電デバイス（二次電池）の充電が完了したか否かを判断するワイヤレス充電装置が開示されている（特許文献１）。特許文献１に記載されているように、蓄電デバイスを充電する過程で、反射波電力は徐々に変化（増加）する。このとき、満充電（充電率が１００％）に近づくにつれ、反射波電力の時間変化率は小さくなっている。そして、その時間変化率が閾値以下となった時に、充電が完了したと判断し、送電を停止している。

特開２０１３−７０５８１号公報

しかしながら、特許文献１に記載の発明は、反射波電力を検出して、その時間変化率を算出する必要がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、通信装置を備えることなく、受電装置に接続された蓄電デバイスの充電が完了したことをより容易に判断して、送電を停止することができる送電装置、および、当該送電装置を備えた非接触電力伝送システムを提供することを目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される送電装置は、蓄電手段を定電流充電するための非接触電力伝送システムにおいて、受電装置に非接触で電力を伝送する送電装置であって、送電コイル、および、前記送電コイルに接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、前記送電ユニットに高周波電力を出力する高周波電源装置と、前記高周波電源装置の出力または入力に関する電気信号を検出する検出手段と、前記検出手段が検出した電気信号に基づく検出値が、前記蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、前記高周波電源装置の出力を停止させる制御手段とを備え、前記送電ユニットから前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式であることを特徴とする。この構成によると、検出手段が検出した、高周波電源装置の出力または入力に基づく検出値が、蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、制御手段が、高周波電源装置の出力を停止させる。これにより、蓄電手段の充電が完了したことを、送電装置側でより容易に判断して、送電を停止することができる。送電装置側で判断できるので、通信装置を設ける必要がない。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記検出手段は、前記高周波電源装置の出力電流を検出する。この構成によると、高周波電源装置の出力電流に基づいて、蓄電手段の充電が完了したことを判断できる。出力電流のみで判断できるので、出力電圧を検出したり、出力電力を演算する必要がない。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記検出手段は、前記高周波電源装置の入力電力を検出する。この構成によると、高周波電源装置の入力電力に基づいて、蓄電手段の充電が完了したことを判断できる。したがって、高周波電源装置の入力電圧が変動する場合でも、適切に判断することができる。

本発明の第２の側面によって提供される送電装置は、蓄電手段を定電流充電するための非接触電力伝送システムにおいて、受電装置に非接触で電力を伝送する送電装置であって、送電コイル、および、前記送電コイルに接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、インバータ回路を有しており、前記送電ユニットに高周波電力を出力する高周波電源装置と、前記インバータ回路の入力に関する電気信号を検出する検出手段と、前記検出手段が検出した電気信号に基づく検出値が、前記蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、前記高周波電源装置の出力を停止させる制御手段とを備え、前記送電ユニットから前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式であることを特徴とする。この構成によると、検出手段が検出した、インバータ回路の入力に基づく検出値が、蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、制御手段が、高周波電源装置の出力を停止させる。これにより、蓄電手段の充電が完了したことを、送電装置側でより容易に判断して、送電を停止することができる。送電装置側で判断できるので、通信装置を設ける必要がない。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記検出手段は、前記インバータ回路の入力電力を検出する。この構成によると、インバータ回路の入力電力に基づいて、蓄電手段の充電が完了したことを判断できる。したがって、インバータ回路の入力電圧が変動する場合でも、適切に判断することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記蓄電手段は、キャパシタである。この構成によると、充電による蓄電手段の電圧の変化が大きいので、検出値の変化も大きく、満充電を判断しやすい。また、充放電による劣化が少ないので、製品寿命が長くなる、さらに、大電流による急速充電が可能である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御手段は、前記検出値が、前記目標値以上である状態が所定時間継続した場合に、前記高周波電源装置の出力を停止させる。この構成によると、検出値が瞬時的に目標値に達したときに、高周波電源装置の出力を停止させてしまうことを防止することができる。

本発明の第３の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、本発明の第１または第２の側面によって提供される送電装置と、前記受電装置とを備えている非接触電力伝送システムであって、前記受電装置は、前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、前記受電ユニットからの出力電流を整流する整流回路とを備え、前記高周波電源装置は、一定の高周波電圧を出力し、前記送電ユニットは、前記送電コイルと送電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されていることを特徴とする。この構成によると、受電ユニットの出力電流を一定にすることができる。したがって、蓄電手段を定電流充電することができる。

本発明の第４の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、本発明の第１または第２の側面によって提供される送電装置と、前記受電装置とを備えている非接触電力伝送システムであって、前記受電装置は、前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、前記受電ユニットからの出力電流を整流する整流回路とを備え、前記高周波電源装置は、一定の高周波電流を出力し、前記送電ユニットは、前記送電コイルと送電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが並列接続されていることを特徴とする。この構成によると、受電ユニットの出力電流を一定にすることができる。したがって、蓄電手段を定電流充電することができる。

本発明の第５の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、本発明の第１または第２の側面によって提供される送電装置と、前記受電装置とを備えている非接触電力伝送システムであって、前記受電装置は、前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路と、前記電圧‐電流変換回路からの出力電流を整流する整流回路とを備え、前記高周波電源装置は、一定の高周波電流を出力し、前記送電ユニットは、前記送電コイルと送電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されていることを特徴とする。この構成によると、受電ユニットの出力電流を一定にすることができる。したがって、蓄電手段を定電流充電することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、直流電圧を出力する直流電源装置と、入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路とを備えている。この構成によると、スイッチング素子に入力する高周波制御信号にデッドタイムを設ける必要がないので、ドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、発生した高周波電流のうちの２次高調波成分を第２の共振回路に流すことができるので、２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。よって、スイッチング素子を高耐圧のものにする必要がない。

本発明によると、検出手段が検出した電気信号に基づく検出値が、蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、制御手段が、高周波電源装置の出力を停止させるようにした。これにより、蓄電手段の充電が完了したことを、送電装置側でより容易に判断して、送電を停止することができる。送電装置側で判断できるので、通信装置を設ける必要がない。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの主要部分の回路を、等価回路で説明するための図である。 高周波電源装置の出力電流の実効値、および、蓄電デバイスの電圧の時間変化を示す図である。 第１実施形態に係る送電装置の変形例を示す図である。 第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。 第２実施形態に係る受電装置の変形例を示す図である。 第２実施形態に係るインバータ回路の変形例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣの全体構成を示す図である。

図１に示すように、非接触電力伝送システムＣは、送電装置Ａと受電装置Ｂとを備えている。送電装置Ａは、高周波電力を発生させ、発生させた高周波電力を非接触で受電装置Ｂに送電する。受電装置Ｂは、送電装置Ａから送電された高周波電力を非接触で受電する。受電装置Ｂは、受電した高周波電力を、蓄電デバイスＤの充電に適した電力に変換し、蓄電デバイスＤに供給する。これにより、蓄電デバイスＤの充電が行われる。つまり、非接触電力伝送システムＣは、送電装置Ａから送電される電力を受電装置Ｂが非接触で受電し、受電した電力を用いて蓄電デバイスＤを充電するワイヤレス充電システムである。

非接触電力伝送システムＣは、例えば、無人搬送車や電気自動車、電動工具、家電製品、携帯電話など様々な電気機器に内蔵された蓄電デバイスＤを充電するために用いることができる。そして、各電気機器は、蓄電デバイスＤに蓄積された電力を用いて各種動作する。受電装置Ｂは、これらの電気機器に備えられている。

送電装置Ａは、高周波電源装置１、送電ユニット２、および、制御装置３を備えている。

高周波電源装置１は、高周波電力を送電ユニット２に供給するものである。高周波電源装置１は、一定の大きさの高周波電圧を出力するものであり、いわゆる定電圧源である。高周波電源装置１は、整流回路１１、平滑コンデンサ１２、および、インバータ回路１３を備えている。

整流回路１１は、商用電源から入力される交流電圧（例えば、商用電圧２００［Ｖ］など）を整流して、直流電圧として出力する。平滑コンデンサ１２は、整流回路１１から出力された直流電圧を平滑化してインバータ回路１３に出力する。

インバータ回路１３は、直流電力を高周波電力に変換するものであり、平滑コンデンサ１２より入力される直流電圧を高周波電圧に変換して、送電ユニット２に出力する。インバータ回路１３は、例えば、単相フルブリッジ型のインバータ回路であり、４個のスイッチング素子を備えている。本実施形態では、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。

インバータ回路１３は、図示しない制御回路から高周波制御信号を入力され、当該高周波制御信号に応じて各スイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切り替えることで、直流電力を高周波電力に変換する。高周波制御信号は、所定の周波数ｆ₀（例えば、８５［ｋＨｚ］や１３．５６［ＭＨｚ］など）でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）である。周波数ｆ₀は、スイッチング素子をスイッチングさせる周波数なので、以下では「スイッチング周波数ｆ₀」と記載する場合がある。スイッチング素子は、高周波制御信号がローレベルのときオフ状態になり、高周波制御信号がハイレベルのときオン状態になる。

インバータ回路１３の出力端には、出力電圧を検出するための電圧センサ（図示なし）が設けられている。制御回路は、当該電圧センサが検出した出力電圧を、所定の目標電圧に一致させるようにフィードバック制御を行っている。具体的には、制御回路は、電圧センサが検出した出力電圧と設定された目標電圧との偏差をゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路で増幅して、高周波制御信号としてインバータ回路１３に出力する。これにより、インバータ回路１３の出力電圧は、設定された目標電圧に制御される。なお、インバータ回路１３および制御回路の構成は上記したものに限られず、出力電圧を設定された目標電圧に制御できるものであればよい。

なお、高周波電源装置１の構成は、上記したものに限定されない。例えば、平滑コンデンサ１２とインバータ回路１３の間に、ＤＣ−ＤＣコンバータを設けて、平滑コンデンサ１２が出力する電圧を昇圧（または降圧）してからインバータ回路１３に入力するようにしてもよい。また、インバータ回路１３に入力される直流電圧が所定のレベル（目標電圧）になるように、制御するようにしてもよい。高周波電源装置１は、所定の高周波電圧を出力するものであればよい。

送電ユニット２は、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔを備えている。送電コイルＬｔは、高周波電源装置１より供給される高周波電力を、受電装置Ｂに送電するものである。送電コイルＬｔの形状および巻き数は、限定されず、送電コイルＬｔの配置状態や、送電時の受電コイルＬｒとの関係に応じて、適宜設計される。共振コンデンサＣｔは、送電コイルＬｔに直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。

送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔは、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。すなわち、送電コイルＬｔの自己インダクタンスＬ_Rと、共振コンデンサＣｔのキャパシタンスＣ_Rとが、下記（１）式の関係になるように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、送電コイルＬｔの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｔとして用いるようにしてもよい。

制御装置３は、送電装置Ａを制御するものである。制御装置３は、蓄電デバイスＤが満充電状態になったことを検知して、高周波電源装置１を停止させる。制御装置３の詳細については、後述する。

受電装置Ｂは、受電ユニット４および整流平滑回路５を備えている。

受電ユニット４は、受電コイルＬｒ、および、共振コンデンサＣｒを備えている。受電コイルＬｒは、送電コイルＬｔと磁気結合して、非接触で受電するものである。受電コイルＬｒの形状および巻き数は、限定されず、受電コイルＬｒの配置状態や、送電時の送電コイルＬｔとの位置関係などに応じて、適宜設計される。例えば、非接触電力伝送システムＣが無人搬送車の充電に用いられる場合、送電コイルＬｔおよび受電コイルＬｒは、渦巻状に巻回された平面コイルとし、互いに対向する位置にできるように配置される。この場合、受電コイルＬｒをコイル面が床面に対して略垂直になるように無人搬送車の車体側面に配置して、送電コイルＬｔをコイル面が床面に対して略垂直になるように配置すればよい。また、受電コイルＬｒをコイル面が床面に対して略平行になるように無人搬送車の車体底面に配置して、送電コイルＬｔをコイル面が床面に対して略平行になるように床面に配置してもよい。共振コンデンサＣｒは、受電コイルＬｒに直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。

受電コイルＬｒおよび共振コンデンサＣｒは、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔと同様に、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、受電コイルＬｒの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒとして用いるようにしてもよい。

受電コイルＬｒが送電コイルＬｔと磁気結合することで、受電装置Ｂは、送電装置Ａから送電される高周波電力を受電する。すなわち、送電コイルＬｔに高周波電流が流れることで磁束が変化し、この磁束に鎖交する受電コイルＬｒに高周波電流が流れる。これにより、送電装置Ａから受電装置Ｂに、非接触で電力を供給することができる。図１は、受電コイルＬｒが送電コイルＬｔと磁気結合した状態を示している。

送電ユニット２および受電ユニット４は、いずれも共振回路であり、共鳴して結合される。すなわち、送電ユニット２から受電ユニット４へは、磁界共鳴方式により、非接触で電力伝送が行われる。受電ユニット４が受電した電力は、整流平滑回路５に出力される。

整流平滑回路５は、受電ユニット４より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換するものである。整流平滑回路５は、４つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路を備えている。また、整流平滑回路５は、整流後の出力を平滑するための平滑回路も備えている。なお、整流平滑回路５の構成は限定されず、高周波電流を直流電流に変換するものであればよい。整流平滑回路５から出力される直流電流は、蓄電デバイスＤに供給される。

蓄電デバイスＤは、電気を蓄積するものであり、例えば、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタなどのキャパシタである。キャパシタは、他の蓄電デバイスと比較すると、充放電による劣化が少なく製品寿命が長いこと、また、大電流による急速充電が可能といった特徴を有しており、充放電を繰り返し行う充電システムの場合には、キャパシタを利用する方が適している。蓄電デバイスＤは、１つのキャパシタだけで、必要な充電容量が得られない場合、複数のキャパシタを直列接続したり、並列接続したりすればよい。蓄電デバイスＤは、整流平滑回路５より出力される直流電力によって充電され、図示しないモータなどの負荷に電力を供給する。蓄電デバイスＤには、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく、一定の大きさの電流が入力される。

次に、送電装置Ａの制御装置３が行う、高周波電源装置１の停止処理について説明する。

制御装置３は、送電装置Ａを制御するものであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）およびＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で構成される。

以下に、図２を参照して、蓄電デバイスＤに供給される電流が、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく一定になることを説明する。

図２（ａ）は、図１に示す非接触電力伝送システムＣの主要部分を抜き出したものである。

高周波電源装置１の出力電圧をＶ₁、出力電流をＩ₁とする。また、整流平滑回路５に印加される電圧をＶ₂、整流平滑回路５に入力される電流をＩ₂とする。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂および各電流Ｉ₁，Ｉ₂は、いずれもベクトルである。

一般的に、非接触電力伝送システムの等価回路は、磁気結合した送電コイルと受電コイルとを、３つのコイルで構成されたＴ型回路に置き換えて表すことができる。図２（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図２（ｂ）に示す回路になる。図２（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ３として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ３は、いずれもベクトルである。Ｔ型回路のコイルのうちの送電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ１に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。Ｔ型回路のコイルのうちの受電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ３に含まれるコイル）のインダクタンスは、受電コイルＬｒの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。また、Ｔ型回路のコイルのうちの並列接続されたコイル（インピーダンスＺ２に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスとなる。したがって、各インピーダンスＺ１〜Ｚ３は、下記（２）〜（４）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔおよび受電コイルＬｒのインダクタンスを、それぞれ、Ｌ_tおよびＬ_rとし、共振コンデンサＣｔおよび共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを、それぞれ、Ｃ_tおよびＣ_rとしている。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋとしている。

図２（ｃ）は、図２（ｂ）に示す回路を、Ｆパラメータを用いて表した等価回路を示す図である。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルであり、Ｆパラメータは、下記（５）式のようになる。

磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＝０を、上記（５）式に代入すると、下記（６）式になる。これより、下記（７）式および上記（３）式から、下記（８）式が求められる。

送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（８）式より、受電ユニット４から出力される電流I₂の大きさは、送電ユニット２に入力される電圧Ｖ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２に入力される電圧Ｖ₁は、高周波電源装置１の出力電圧Ｖ₁である。高周波電源装置１は出力電圧Ｖ₁の大きさを一定に制御している。したがって、受電ユニット４の出力電流I₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット４の出力は、一定の大きさの電流I₂を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット４の出力電流Ｉ₂の大きさが一定なので、整流平滑回路５によって整流および平滑化された電流も一定になる。したがって、蓄電デバイスＤに供給される電流Ｉ₃は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく一定になる。つまり、非接触電力伝送システムＣは、定電流充電を行う。

蓄電デバイスＤに定電流充電を行った場合、蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃は、充電時間に比例して線形的に増加する。電流Ｉ₃は一定なので、蓄電デバイスＤに入力される電力Ｐ₃（＝Ｖ₃×Ｉ₃）も充電時間に比例して線形的に増加する。また、電力の伝送効率が変化しなければ、送電ユニット２から出力される電力Ｐ₁（＝Ｖ₁×Ｉ₁）も、充電時間に比例して線形的に増加する。一方、電圧Ｖ₁の大きさは一定なので、電流Ｉ₁の大きさは、充電時間に比例して線形的に増加する。したがって、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁を監視することで、蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃を検出することができる。

図３は、電流Ｉ₁の実効値Ｉ_1rmsと電圧Ｖ₃の時間変化を示す図である。図に示すように、電流実効値Ｉ_1rmsおよび電圧Ｖ₃は、充電時間に比例して線形的に増加している。このような特性があることから、蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃の目標電圧Ｖ₃ ^*（満充電であると判断するための基準値）に対応した電流実効値Ｉ_1rmsの目標値Ｉ_1rms ^*を、あらかじめ測定しておくことができる。そして、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁を検出して、電流実効値Ｉ_1rmsが目標値Ｉ_1rms ^*になった時に、蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃が目標電圧Ｖ₃ ^*になって、満充電になったと判断することができる。

制御装置３は、機能的ブロックとして、図１に示すように、電流検出部３２、目標設定部３３、および、判断部３４を備えている。

電流検出部３２は、高周波電源装置１の出力電流の実効値Ｉ_1rmsを検出するものである。電流検出部３２は、高周波電源装置１の出力線に配置された電流センサ３１が検出した電流信号Ｉ₁に基づいて、電流実効値Ｉ_1rmsを検出する。具体的には、電流検出部３２は、電流センサ３１より入力される電流信号Ｉ₁をデジタル変換し、デジタル化された電流信号から実効値を演算する。算出された電流実効値Ｉ_1rmsは、判断部３４に出力される。

目標設定部３３は、目標値Ｉ_1rms ^*を設定するものである。蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃の目標電圧Ｖ₃ ^*に対応した電流実効値Ｉ_1rmsの目標値Ｉ_1rms ^*は、あらかじめ測定により取得されて、目標設定部３３に記憶されている。具体的には、非接触電力伝送システムＣにおいて、高周波電源装置１を稼働させて、電流実効値Ｉ_1rmsおよび蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃を検出しながら、蓄電デバイスＤの充電を行う。そして、電圧Ｖ₃が目標電圧Ｖ₃ ^*になった時の電流実効値Ｉ_1rmsを、目標値Ｉ_1rms ^*として記憶する。なお、複数回測定を繰り返した平均値を目標値Ｉ_1rms ^*として記憶するようにしてもよい。目標値Ｉ_1rms ^*は、判断部３４に出力される。

判断部３４は、蓄電デバイスＤが満充電になったことを判断するものである。判断部３４は、電流検出部３２より入力される電流実効値Ｉ_1rmsと、目標設定部３３より入力されて設定された目標値Ｉ_1rms ^*とを比較し、電流実効値Ｉ_1rmsが目標値Ｉ_1rms ^*以上になった場合に、蓄電デバイスＤが満充電になったと判断する。この場合、判断部３４は、高周波電源装置１に、出力を停止させるための停止信号を出力する。停止信号を入力された高周波電源装置１は、インバータ回路１３に入力される高周波制御信号を停止させることで、出力を停止させる。なお、判断部３４は、電流実効値Ｉ_1rmsが目標値Ｉ_1rms ^*以上になった状態が所定時間以上継続した場合に、蓄電デバイスＤが満充電になったと判断するようにしてもよい。この場合、瞬時的に電流実効値Ｉ_1rmsが目標値Ｉ_1rms ^*以上になったときに、高周波電源装置１の出力を停止させてしまうことを防止することができる。

なお、電流検出部３２は、電流実効値Ｉ_1rmsを検出する代わりに、電流信号Ｉ₁の大きさまたは平均値などを検出するようにしてもよい。この場合、比較のための目標値も、電流信号Ｉ₁の大きさまたは平均値などの目標値とする必要がある。なお、制御装置３は、高周波電源装置１に含まれていてもよい。また、インバータ回路１３の制御回路が、制御装置３の機能を有するようにしてもよい。

次に、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣの作用効果について説明する。

本実施形態によると、制御装置３は、電流検出部３２が検出した、高周波電源装置１の出力電流の実効値Ｉ_1rmsを、目標設定部３３に記憶された目標値Ｉ_1rms ^*と比較することで、蓄電デバイスＤが満充電になったか否かを判断する。そして、制御装置３は、電流実効値Ｉ_1rmsが目標値Ｉ_1rms ^*以上になった場合に、蓄電デバイスＤが満充電になったと判断して、高周波電源装置１に停止信号を出力することで、高周波電源装置１の出力を停止させる。したがって、蓄電デバイスＤの充電が完了したことを、送電装置Ａ側でより容易に判断して、送電を停止することができる。送電装置Ａ側で判断できるので、送電装置Ａおよび受電装置Ｂに通信装置を設ける必要がない。

また、本実施形態によると、送電ユニット２および受電ユニット４は直列共振回路である。また、高周波電源装置１は送電ユニット２に一定の大きさの高周波電圧を出力し、送電ユニット２から受電ユニット４へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、受電ユニット４の出力が定電流源の出力と等価になる。よって、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく、蓄電デバイスＤに出力される電流は一定になる。つまり、蓄電デバイスＤを、定電流で充電することができる。

また、本実施形態によると、電流センサ３１で検出した高周波電源装置１の出力電流に基づいて、蓄電デバイスＤの充電が完了したことを判断できる。出力電流のみで判断できるので、出力電圧を検出したり、出力電力を演算する必要がない。

なお、本実施形態においては、蓄電デバイスＤとしてキャパシタを用いた場合について説明したが、これに限られない。蓄電デバイスＤとして鉛蓄電池またはリチウムイオン電池などの二次電池を用いるようにしてもよい。ただし、二次電池の場合、電圧Ｖ₃の変化が小さいので、電流実効値Ｉ_1rmsの変化も小さい。一方、キャパシタの場合は、電圧Ｖ₃の変化が大きいので、電流実効値Ｉ_1rmsの変化も大きい。電流実効値Ｉ_1rmsの変化が大きい方が満充電を判断しやすいので、蓄電デバイスＤとしては、キャパシタを用いることが望ましい。

また、本実施形態においては、送電ユニット２および受電ユニット４をどちらも直列共振回路としているが、両者を並列共振回路としてもよい。

本実施形態においては、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁に基づいて、蓄電デバイスＤの充電状態を判断する場合について説明したが、これに限られない。高周波電源装置１の出力電圧Ｖ₁の大きさは一定なので、高周波電源装置１の出力電力Ｐ₁も、充電時間に比例して線形的に増加する。したがって、高周波電源装置１の出力電力Ｐ₁に基づいて、蓄電デバイスＤの充電状態を判断するようにしてもよい。この場合、電流信号Ｉ₁と、インバータ回路１３の出力電圧制御のために設けられている電圧センサ（図示なし）が検出した電圧信号Ｖ₁とに基づいて、出力電力Ｐ₁を演算すればよい。

また、インバータ回路１３での電力変換効率が変化しなければ、インバータ回路１３に入力される電力Ｐ₄および高周波電源装置１に入力される電力Ｐ₅も、充電時間に比例して線形的に増加する。したがって、インバータ回路１３の入力電力Ｐ₄または高周波電源装置１の入力電力Ｐ₅に基づいて、蓄電デバイスＤの充電状態を判断するようにしてもよい。インバータ回路１３の入力電力Ｐ₄に基づいて充電状態を判断する場合について、以下に説明する。

図４（ａ）は、第１実施形態に係る送電装置Ａの変形例を示している。図４（ａ）において、第１実施形態に係る送電装置Ａ（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図４（ａ）に示す送電装置Ａは、電流センサ３１がインバータ回路１３の入力線に配置されており、インバータ回路１３の入力電圧を検出する電圧センサ３５が追加されている点と、制御装置３が電流検出部３２に代えて電力検出部３６を備えている点とで、図１に示す送電装置Ａと異なる。

図４（ｂ）は、インバータ回路１３の入力電力Ｐ₄と電圧Ｖ₃の時間変化を示す図である。図に示すように、入力電力Ｐ₄および電圧Ｖ₃は、充電時間に比例して線形的に増加している。このような特性があることから、蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃の目標電圧Ｖ₃ ^*（満充電であると判断するための基準値）に対応した入力電力Ｐ₄の目標値Ｐ₄ ^*を、あらかじめ測定しておくことができる。そして、インバータ回路１３の入力電力Ｐ₄を検出して、入力電力Ｐ₄が目標値Ｐ₄ ^*になった時に、蓄電デバイスＤの電圧Ｖ₃が目標電圧Ｖ₃ ^*になって、満充電になったと判断することができる。

電流センサ３１は、インバータ回路１３に入力される電流を検出し、検出した電流信号Ｉ₄を制御装置３の電力検出部３６に出力する。電圧センサ３５は、平滑コンデンサ１２の端子間電圧を検出し、検出した電圧信号Ｖ₄を電力検出部３６に出力する。電力検出部３６は、電流センサ３１より入力される電流信号Ｉ₄と、電圧センサ３５より入力される電圧信号Ｖ₄とに基づいて、インバータ回路１３の入力電力Ｐ₄を演算する。演算された入力電力Ｐ₄は、判断部３４に出力される。

目標設定部３３は、あらかじめ測定によって取得された、目標電圧Ｖ₃ ^*に対応する入力電力Ｐ₄の目標値Ｐ₄ ^*を記憶しており、判断部３４に出力する。判断部３４は、電力検出部３６より入力される入力電力Ｐ₄と、目標設定部３３より入力されて設定された目標値Ｐ₄ ^*とを比較し、入力電力Ｐ₄が目標値Ｐ₄ ^*以上になった場合に、蓄電デバイスＤが満充電になったと判断する。

当該変形例においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、インバータ回路１３の入力電力Ｐ₄に基づいて、蓄電デバイスＤの充電が完了したことを判断できる。したがって、インバータ回路１３の入力電圧Ｖ₄が変動する場合でも、適切に判断することができる。なお、インバータ回路１３の入力電圧Ｖ₄が一定の場合、または、入力電圧Ｖ₄の変動が小さい場合、インバータ回路１３の入力電流Ｉ₄に基づいて、蓄電デバイスＤの充電状態を判断するようにしてもよい。また、高周波電源装置１の入力電力Ｐ₅に基づいて充電状態を判断する場合は、電流センサ３１および電圧センサ３５の配置場所を変更して、それぞれ、高周波電源装置１の入力電流Ｉ₅および入力電圧Ｖ₅を検出するようにすればよい。この場合、高周波電源装置１の入力電圧（商用電源から入力される商用電圧）が変動する場合でも、適切に判断することができる。

上記第１実施形態においては、高周波電源装置１が一定の大きさの高周波電圧を出力する定電圧源である場合について説明したが、これに限られない。高周波電源装置１が一定の大きさの高周波電流を出力する定電流源である場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図５は、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ’を説明するための図である。図５（ａ）は非接触電力伝送システムＣ’の全体構成を示す図であり、図５（ｂ）はインバータ回路１３ａの内部構成を示す回路図である。図５（ａ）において、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣ（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。非接触電力伝送システムＣ’は、送電装置Ａ’の高周波電源装置１’が定電流源である点と、受電装置Ｂ’の受電ユニット４’が並列共振回路である点とで第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣと異なる。

高周波電源装置１’は、高周波電力を送電ユニット２に供給するものである。高周波電源装置１’は、いわゆる定電流源であり、一定の大きさの高周波電流を出力する。高周波電源装置１’は、直流電源装置１４、インバータ回路１３ａ、および、制御回路１５を備えている。

直流電源装置１４は、直流電力を生成して出力するものである。直流電源装置１４は、第１実施形態に係る整流回路１１および平滑コンデンサ１２を備えており、さらに、平滑コンデンサ１２の後段に図示しないＤＣ−ＤＣコンバータを備えている。直流電源装置１４は、商用電源から入力される交流電圧（例えば、商用電圧２００［Ｖ］など）を整流回路１１によって整流し、平滑コンデンサ１２によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータによって、所定のレベル（目標電圧）の直流電圧に変換する。直流電源装置１４は、制御回路１５から入力される電圧制御信号Ｓ１によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換動作を制御することにより、整流、平滑後の直流電圧を所定のレベルの直流電圧に変換する。なお、直流電源装置１４の構成は限定されず、所定の高周波電圧を出力するものであればよい。

図５（ｂ）に示すように、インバータ回路１３ａは、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えている。スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０は、いわゆるＥ級アンプと同様の回路を構成する。Ｅ級アンプは、直流電力を入力され、高周波電力を生成して出力する。

コンデンサＣ１０は、直流電源装置１４に並列接続されており、直流電源装置１４より入力される直流電圧を平滑化するものである。

インダクタＬ１は、直流電源装置１４の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓとの間に直列接続されている。直流電源装置１４が一定の直流電圧を出力することにより、インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑｓに一定の直流電流を供給する。

スイッチング素子Ｑｓは、制御回路１５から入力される高周波制御信号Ｓ２に応じて、オン状態とオフ状態とを切り替えるものである。本実施形態では、スイッチング素子ＱｓとしてＭＯＳＦＥＴを使用している。なお、スイッチング素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどであってもよい。スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子は、インダクタＬ１の一方の端子（直流電源装置１４の出力端子に接続されたのとは異なる方の端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのソース端子は、直流電源装置１４の低電位側の出力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのゲート端子には、制御回路１５から高周波制御信号Ｓ２が入力される。高周波制御信号Ｓ２は、スイッチング周波数ｆ₀でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である。スイッチング素子Ｑｓは、高周波制御信号Ｓ２がローレベルのときオフ状態になり、高周波制御信号Ｓ２がハイレベルのときオン状態になる。

ダイオードＤ１は、いわゆるフライホイールダイオードであって、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とソース端子との間に、逆並列に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端子はスイッチング素子Ｑｓのソース端子に接続され、ダイオードＤ１のカソード端子はスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続されている。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑｓの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子Ｑｓに印加されないようにするためのものである。なお、スイッチング素子Ｑｓが内部にダイオードの動作をする機能を有する場合は、ダイオードＤ１を設けないようにしてもよい。

コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑｓに並列接続されており、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態のときに電流が流れて、電気エネルギーを蓄積する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がピークになった後は放電を行い、電気エネルギーを放出する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がゼロになったタイミングで、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態からオン状態に切り替わる。

インダクタＬ３とコンデンサＣ３とは、直列接続されて共振回路ＬＣ３を構成している。インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀と一致するように設計される。共振回路ＬＣ３は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とインダクタＬ１の一方の端子との接続点と送電ユニット２との間に、直列接続されている。共振回路ＬＣ３の共振特性により、出力電流が、共振周波数（スイッチング周波数ｆ₀）の正弦波状になる。なお、当該共振回路ＬＣ３が、本発明の「第１の共振回路」に相当する。

コンデンサＣ４は、共振回路ＬＣ３の出力側に、直流電源装置１４に対して並列となるように、接続されている。コンデンサＣ４、インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、インピーダンス整合回路として機能する。また、コンデンサＣ３は、高周波電源装置１’から出力される高周波電流から直流成分をカットする。

以上の構成から、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えたＥ級アンプは、制御回路１５より入力される高周波制御信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｑｓがスイッチングすることで、スイッチング周波数ｆ₀の高周波電流を生成して出力する。

また、本実施形態においては、インバータ回路１３ａは、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とが直列接続された共振回路ＬＣ２を、スイッチング素子Ｑｓに並列接続させている。インダクタＬ２およびコンデンサＣ２は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数と一致するように設計される。共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。なお、当該共振回路ＬＣ２が、本発明の「第２の共振回路」に相当する。

また、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１からなるフィルタＬＣ１も、共振回路ＬＣ２と組み合わせて、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなるように設計される。なお、コンデンサＣ１のキャパシタンスは、スイッチング素子Ｑｓの内部の容量成分も考慮して設計される。

以上の構成から、発生した高周波電流のうちの２次高調波成分が共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

制御回路１５は、高周波電源装置１’を制御するものであり、ＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭを備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡで構成される。

制御回路１５は、フィードバック制御によって、直流電源装置１４から出力される直流電圧のレベルを制御する。具体的には、制御回路１５は、直流電源装置１４の出力電圧と設定された目標電圧との偏差をゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動できるレベルに増幅して、電圧制御信号Ｓ１として直流電源装置１４に出力する。これにより、制御回路１５は、直流電源装置１４から出力される直流電圧を目標電圧に制御して、直流電源装置１４から一定の直流電圧を出力させることができる。また、制御回路１５は、目標電圧を変更することで、直流電源装置１４の出力電圧のレベルを変更する。

また、制御回路１５は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数ｆ₀のパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）を生成し、当該パルス信号を図示しないドライブ回路でスイッチング素子Ｑｓを駆動できるレベルに増幅して、高周波制御信号Ｓ２としてスイッチング素子Ｑｓのゲート端子に出力する。

受電ユニット４’は、共振コンデンサＣｒが受電コイルＬｒに並列接続されており、並列共振回路を構成している。受電コイルＬｒおよび共振コンデンサＣｒは、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔと同様に、共振周波数が高周波電源装置１’より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。なお、高周波電源装置１’が出力する高周波電流の周波数が高い場合は、受電コイルＬｒの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒとして用いるようにしてもよい。

本実施形態において、第１実施形態と同様に、図２に示す等価回路への変換と同様の変換を行って演算を行うと、下記（９）式が求められる。

送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（９）式より、受電ユニット４から出力される電流Ｉ₂の大きさは、送電ユニット２に入力される電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２に入力される電流Ｉ₁は、高周波電源装置１’の出力電流Ｉ₁である。直流電源装置１４が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１’の出力電流Ｉ₁の大きさは一定である。したがって、受電ユニット４の出力電流Ｉ₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット４の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₂を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット４の出力電流Ｉ₂の大きさが一定なので、整流平滑回路５によって整流および平滑化された電流も一定になる。したがって、蓄電デバイスＤに供給される電流Ｉ₃は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく一定になる。つまり、非接触電力伝送システムＣ’も、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＣと同様に、定電流充電を行う。

したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

また、第２実施形態によると、送電ユニット２は直列共振回路であり、受電ユニット４’は並列共振回路である。また、高周波電源装置１’は送電ユニット２に一定の大きさの高周波電流を出力し、送電ユニット２から受電ユニット４’へは磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、受電ユニット４’の出力が定電流源の出力と等価になる。よって、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく、蓄電デバイスＤに出力される電流は一定になる。つまり、蓄電デバイスＤを、定電流で充電することができる。

第２実施形態によると、インバータ回路１３ａは、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を、送電ユニット２に出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子Ｑｓに出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。

第２実施形態によると、インバータ回路１３ａのスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。当該共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。したがって、インバータ回路１３ａで発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。よって、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がない。

なお、第２実施形態においては、送電ユニット２を直列共振回路とし、受電ユニット４を並列共振回路としているが、これに限られず、送電ユニット２を並列共振回路とし、受電ユニット４を直列共振回路としてもよい。また、他の構成として、蓄電デバイスＤに定電流充電を行うようにしてもよい。

図６（ａ）は、第２実施形態に係る受電装置Ｂ’の変形例を示している。図６（ａ）において、第２実施形態に係る受電装置Ｂ’（図５参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図６（ａ）に示す受電装置Ｂ’は、受電ユニット４’に代えて受電ユニット４（図１参照）を備えている点と、受電ユニット４と整流平滑回路５との間に、電圧‐電流変換回路６が設けられている点とで、図５に示す受電装置Ｂ’と異なる。

電圧‐電流変換回路６は、電圧出力を電流出力に変換するものである。電圧‐電流変換回路６は、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とを、Ｔ型に配置した回路である。インダクタＬ１１とインダクタＬ１２とは直列接続されており、受電ユニット４と整流平滑回路５との間に、直列接続されている。そして、インダクタＬ１１とインダクタＬ１２との接続点に、コンデンサＣ１１が並列接続されている。スイッチング周波数ｆ₀におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２およびコンデンサＣ１１の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスおよびキャパシタンスを決定している。

当該変形例では、送電ユニット２および受電ユニット４がともに直列共振回路なので、図２に示す等価回路への変換を行って演算を行うと、上記（７）式および上記（３）式から下記（１０）が求められる。

送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（１０）式より、受電ユニット４から出力される電圧Ｖ₂の大きさは、送電ユニット２に入力される電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２に入力される電流Ｉ₁は、高周波電源装置１’の出力電流Ｉ₁である。直流電源装置１４が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１’の出力電流Ｉ₁の大きさは一定である。したがって、受電ユニット４の出力電圧Ｖ₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット４の出力は、一定の大きさの電圧Ｖ₂を出力する定電圧源と考えることができる。また、電圧‐電流変換回路６は、電圧出力を電流出力に変換するので、受電ユニット４より一定の大きさの電圧Ｖ₂を入力されることにより、一定の大きさの電流Ｉ₂’を出力する。電圧‐電流変換回路６の出力電流Ｉ₂’の大きさが一定なので、整流平滑回路５によって整流および平滑化された電流も一定になる。したがって、蓄電デバイスＤに供給される電流Ｉ₃は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく一定になる。つまり、本変形例においても、非接触電力伝送システムＣ’は、定電流充電を行う。

したがって、本変形例においても、第２実施形態と同様の効果を奏することができる。

なお、本変形例においては、電圧‐電流変換回路６を、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１とをＴ型に配置した回路とした場合について説明したが、電圧‐電流変換回路６の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、１つのインダクタと２つのコンデンサとをＴ型に配置した回路としてもよいし、２つのインダクタと１つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよいし、１つのインダクタと２つのコンデンサとをπ型に配置した回路としてもよい。

また、電圧‐電流変換回路６は、インダクタとコンデンサを組み合わせた回路に限定されない。電圧‐電流変換回路６は、受電ユニット４からの電圧出力を電流出力に変換するものであればよい。例えば、図６（ｂ）に示すように、受電ユニット４と整流平滑回路５との間に直列接続される伝送線路ＴＬを備える電圧‐電流変換回路６’を用いるようにしてもよい。伝送線路ＴＬは、例えば同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路ＴＬは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路ＴＬの長さは、受電ユニット４より入力される高周波（すなわち、高周波電源装置１’が出力する高周波）の基本波の、伝送線路ＴＬにおける伝送波長の略４分の１としている。高周波電源装置１’が出力する高周波の波長λは、周波数をｆとして、伝送線路ＴＬ内の電波の速度をνとすると、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。同軸ケーブル（ポリエチレン製）上の電波の速度νは、真空中の電波の速度（３．０×１０⁸［ｍ／ｓ］）の約６６％程度なので、例えば、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とすると、高周波電源装置１’が出力する高周波の波長λは、λ＝（３．０×１０⁸）×（６６／１００）／（１３．５６×１０⁶）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路ＴＬの長さは、この波長λの略１／４であるので、１４．６０×（１／４）≒３．６５［ｍ］となる。なお、上記同軸ケーブル上の電波の速度νを、真空中の電波の速度の約６６％としたが、同軸ケーブル上の電波の速度は、用いる同軸ケーブルの波長短縮率（詳細には同軸ケーブルの絶縁材料）により異なる。したがって、伝送線路ＴＬの長さは、用いる同軸ケーブルの種類に応じて、適宜変更すればよい。また、上記算出式から分かるように、高周波電源装置１’が出力する高周波の周波数が低ければ低いほど、波長λは長くなる。したがって、周波数が低い場合、長い伝送線路ＴＬを用いる必要があり、当該伝送線路ＴＬを受電装置Ｂ’の筺体に収容するために、受電装置Ｂ’の大きさを大きくしなければならない。よって、高周波電源装置１’が出力する高周波の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

また、本変形例においては、送電ユニット２および受電ユニット４をどちらも直列共振回路としているが、両者を並列共振回路としてもよい。

上記第２実施形態においては、高周波電源装置１’がインバータ回路１３ａを備える場合について説明したが、他のインバータ回路を備えるようにしてもよい。例えば、インバータ回路１３ａに代えて、共振回路ＬＣ２を設けないようにした、いわゆるＥ級アンプを用いたインバータ回路１３ｂを備えるようにてもよい（図７（ａ）参照）。インバータ回路１３ｂも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。なお、この場合、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧を抑制できないので、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がある。

また、インバータ回路１３ｂ（図７（ａ）参照）において、インダクタＬ１の代わりに伝送線路Ｋを設けたインバータ回路１３ｃを備えるようにしてもよい（図７（ｂ）参照）。伝送線路Ｋは、電力を伝送するための線路であり、直流電源装置１４の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子との間に直列接続されている。本変形例においては、伝送線路Ｋを同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路Ｋの長さは、インバータ回路１３ｃが出力する高周波の基本波の、伝送線路Ｋにおける伝送波長の略４分の１としている。つまり、上述した電圧‐電流変換回路６’の伝送線路ＴＬと同様のものを用いている。したがって、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］の場合、伝送線路Ｋの長さは、約３．６５［ｍ］となる。なお、スイッチング周波数ｆ₀が低ければ低いほど、伝送線路Ｋも長くする必要がある。したがって、伝送線路Ｋをインバータ回路１３ｃの筺体に収容することを考慮すると、スイッチング周波数ｆ₀は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子から伝送線路Ｋ側を見たインピーダンスは、スイッチング周波数ｆ₀の偶数倍の周波数成分に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその奇数倍の周波数成分に対して、高インピーダンスとなる。インバータ回路１３ｃも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、伝送線路Ｋが偶数次高調波成分に対して低インピーダンスとなるので、偶数次高調波成分が伝送線路Ｋに流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の偶数次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

また、インバータ回路１３ｂ（図７（ａ）参照）において、伝送線路部Ｋ’を設けたインバータ回路１３ｄを備えるようにしてもよい（図７（ｃ）参照）。伝送線路部Ｋ’は、インバータ回路１３ｄで生成される高周波から、所定次数の高調波成分を減衰させるものである。伝送線路部Ｋ’は、伝送線路Ｋ１および伝送線路Ｋ２を備えている。

伝送線路Ｋ１は、一端がスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続され、他端が開放された伝送線路である。伝送線路Ｋ２は、一端がスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続され、他端が短絡された伝送線路である。本変形例においては、伝送線路Ｋ１，Ｋ２を、同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋ１，Ｋ２は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路Ｋ１，Ｋ２の長さは、インバータ回路１３ｄが出力する高周波の基本波の、伝送線路Ｋ１，Ｋ２における伝送波長の略８分の１としている。上述したように、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とした場合、高周波電源装置１’が出力する高周波の基本波の、同軸ケーブル（ポリエチレン製）における伝送波長λは、約１４．６０［ｍ］となる。伝送線路Ｋ１，Ｋ２の長さは、この伝送波長λの略１／８であるので、１４．６０×（１／８）≒１．８［ｍ］となる。なお、スイッチング周波数ｆ₀が低ければ低いほど、伝送線路Ｋ１，Ｋ２も長くする必要がある。したがって、伝送線路Ｋ１，Ｋ２をインバータ回路１３ｄの筺体に収容することを考慮すると、スイッチング周波数ｆ₀は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。なお、当該伝送線路Ｋ１が、本発明の「第１の伝送線路」に相当し、当該伝送線路Ｋ２が、本発明の「第２の伝送線路」に相当する。

伝送線路部Ｋ’は、スイッチング周波数ｆ₀およびｆ₀の奇数倍の周波数で、インピーダンスが無限大になり、ｆ₀の偶数倍の周波数で、インピーダンスが０「Ω」になる。つまり、伝送線路部Ｋ’には、インバータ回路１３ｄで生成される高周波の基本波および奇数倍高調波（３次高調波、５次高調波など）の電流は流れず、偶数倍高調波（２次高調波、４次高調波など）の電流が流れて、スイッチング素子Ｑｓに発生する高調波成分の電圧を減衰させる。インバータ回路１３ｄも、スイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号Ｓ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。高周波制御信号Ｓ２にデッドタイムを設ける必要がないので、高周波制御信号Ｓ２をスイッチング素子に出力するためのドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、偶数倍高調波成分が伝送線路部Ｋ’に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

なお、インバータ回路１３ａ〜１３ｄ以外のインバータ回路であっても、一定の大きさの高周波電流を出力することができるインバータ回路であれば、本発明に用いることができる。

本発明に係る非接触電力伝送システムおよび送電装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る非接触電力伝送システムおよび送電装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ’ 送電装置
１，１’ 高周波電源装置
１１ 整流回路
１２ 平滑コンデンサ
１３，１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，３ｄ インバータ回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０ コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ インダクタ
ＬＣ１ フィルタ
ＬＣ２ 共振回路（第２の共振回路）
ＬＣ３ 共振回路（第１の共振回路）
Ｑｓ スイッチング素子
Ｄ１ ダイオード
Ｋ 伝送線路
Ｋ’ 伝送線路部
Ｋ１ 伝送線路（第１の伝送線路）
Ｋ２ 伝送線路（第２の伝送線路）
１４ 直流電源装置
１５ 制御回路
２ 送電ユニット
Ｌｔ 送電コイル
Ｃｔ 共振コンデンサ
Ｂ，Ｂ’ 受電装置
３ 制御装置
３１電流センサ
３２ 電流検出部
３３ 目標設定部
３４ 判断部
３５ 電圧センサ
３６ 電力検出部
４，４’ 受電ユニット
Ｌｒ 受電コイル
Ｃｒ 共振コンデンサ
５ 整流平滑回路
６，６’ 電圧-電流変換回路
Ｌ１１，Ｌ１２ インダクタ
Ｃ１１ コンデンサ
ＴＬ 伝送線路
Ｃ，Ｃ’ 非接触電力伝送システム
Ｄ 蓄電デバイス

Claims (4)

1. 受電装置と、前記受電装置に非接触で電力を伝送する送電装置とを備え、蓄電手段を定電流充電する非接触電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、
   送電コイル、および、前記送電コイルに接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、
   前記送電ユニットに高周波電力を出力する高周波電源装置と、
   前記高周波電源装置の出力電力を検出する検出手段と、
   前記検出手段が検出した電力値が、前記蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、前記高周波電源装置の出力を停止させる制御手段と、
   を備え、
   前記受電装置は、
   前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、
   前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路と、
   前記電圧‐電流変換回路からの出力電流を整流する整流回路と、
   を備え、
   前記高周波電源装置は、一定の高周波電流を出力し、
   前記送電ユニットは、前記送電コイルと送電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、
   前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、
   前記送電ユニットから前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式である、
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
2. 受電装置と、前記受電装置に非接触で電力を伝送する送電装置とを備え、蓄電手段を定電流充電する非接触電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、
   送電コイル、および、前記送電コイルに接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、
   前記送電ユニットに高周波電力を出力する高周波電源装置と、
   前記高周波電源装置の入力電力を検出する検出手段と、
   前記検出手段が検出した電力値が、前記蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、前記高周波電源装置の出力を停止させる制御手段と、
   を備え、
   前記受電装置は、
   前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、
   前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路と、
   前記電圧‐電流変換回路からの出力電流を整流する整流回路と、
   を備え、
   前記高周波電源装置は、一定の高周波電流を出力し、
   前記送電ユニットは、前記送電コイルと送電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、
   前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、
   前記送電ユニットから前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式である、
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
3. 受電装置と、前記受電装置に非接触で電力を伝送する送電装置とを備え、蓄電手段を定電流充電する非接触電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、
   送電コイル、および、前記送電コイルに接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、
   インバータ回路を有しており、前記送電ユニットに高周波電力を出力する高周波電源装置と、
   前記インバータ回路の入力電力を検出する検出手段と、
   前記検出手段が検出した電力値が、前記蓄電手段の満充電時の電圧に対応する目標値に達した場合に、前記高周波電源装置の出力を停止させる制御手段と、
   を備え、
   前記受電装置は、
   前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットと、
   前記受電ユニットからの電圧出力を電流出力に変換する電圧‐電流変換回路と、
   前記電圧‐電流変換回路からの出力電流を整流する整流回路と、
   を備え、
   前記高周波電源装置は、一定の高周波電流を出力し、
   前記送電ユニットは、前記送電コイルと送電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、
   前記受電ユニットは、前記受電コイルと受電側の前記共振コンデンサとが直列接続されており、
   前記送電ユニットから前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式である、
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
4. 前記高周波電源装置は、
   直流電圧を出力する直流電源装置と、
   入力される高周波制御信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
   前記直流電源装置と前記スイッチング素子との間に直列接続されたインダクタと、
   前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続点と前記送電ユニットとの間に直列接続され、前記高周波制御信号の周波数を共振周波数とする第１の共振回路と、
   前記スイッチング素子に並列接続され、前記高周波制御信号の周波数の２倍の周波数を共振周波数とする第２の共振回路と、
   を備えている、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。

Images