JP6049669B2 - 直流電力供給装置および直流電力供給方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電力を発生し、その交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する直流電力供給装置および直流電力供給方法に関する。

交流電力を直流電力に変換して負荷に供給するシステムとして、二次電池を充電するために当該二次電池に直流電力を供給する充電システムが知られている。そして、電気自動車や産業用機器、携帯用電子機器等に内蔵された二次電池を充電する充電システムとして、送電装置と受電装置との間を一対のコイルで磁界結合し、送電装置で発生した交流電力を磁界結合した一対のコイルで受電装置に伝送するワイヤレス電力伝送技術を用いたワイヤレス充電システムが知られている。

ワイヤレス充電システムでは、受電装置に内蔵された二次電池がリチウム・イオン電池等の定電流定電圧充電方式で充電される二次電池の場合、例えば、特許文献１に示されるように、受電装置内に整流器、定電圧制御器、充電器を設け、整流器で交流電力を直流電力に変換した後、定電圧制御器でその直流電力を所定の定電圧で充電器に出力し、充電器で定電流定電圧充電方式により二次電池を充電する構成が知られている。定電流定電圧充電方式は、定電流で二次電池の充電を開始し、二次電池の電池電圧が所定の電圧に上昇すると、定電圧で充電電流が所定の電流値に低下するまで二次電池の充電を行う方式である。

従来、一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータを用い、二次電池の充電状態に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング制御を切り換えて定電流定電圧充電方式により二次電池を充電する構成が採用されている。

特開２０１３−７０５８１号 公報 特許第５４３１０３３号 公報

従来の構成では、二次電池の充電を定電流充電もしくは定電圧充電で制御するために、二次電池の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ等の充電制御機器を設けているので、充電装置内の直流電力変換後の回路構成が複雑になり、充電装置の小型化やコスト低減の障害になるという問題がある。

特に、ワイヤレス充電システムでは、受電装置側にＤＣ／ＤＣコンバータ等の充電制御機器が設けられるので、受電装置の大型化やコスト増を招くことになる。特に、携帯電話や携帯端末等の小型機器については、充電システムの小型化、コスト低減が求めらえる昨今、このような大型化やコスト増は重要な課題である。

上記の問題は、充電システムだけでなく、交流電力を直流電力に変換した後、その直流電力を定電流制御もしくは定電圧制御によって負荷に供給する直流電力供給装置に対しても同様に言えることである。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたもので、負荷の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ等の直流電力の供給を制御する制御機器を設けることなく、定電流方式もしくは定電圧方式により直流電力の供給を制御することができる直流電力供給装置および直流電力供給方法を提供することを目的とする。

本発明の第１の側面によって提供される直流電力供給装置は、高周波インバータを有し、高周波交流電力を出力する電力発生手段と、前記高周波交流電力を直流電力に変換し、負荷に供給する電力変換手段と、前記負荷に供給される直流電力に関する電気的な物理量を検出する検出手段と、前記高周波交流電力の周波数より低い周波数のパルス信号を発生させ、発生させた前記パルス信号に基づき、前記電力発生手段から出力される高周波交流電力を、前記高周波交流電力が第１レベルになる第１期間と前記高周波交流電力が前記第１レベルより低い第２レベルになる第２期間とを前記パルス信号の周波数で交互に繰り返すパルス状の高周波交流電力にし、前記検出手段により検出される物理量が所定の目標値となるように、前記パルス信号の波形を調整することで、前記電力発生手段を制御する制御手段と、を備え、前記電力発生手段は、前記高周波交流電力の周波数と同一周波数の高周波信号に基づき、入力される電力を前記高周波交流電力に変換する第１のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路に入力する電力のレベルを、前記パルス信号に基づき、前記第１レベルと前記第２レベルとで切り替える第２のスイッチング回路と、を有しており、前記制御手段は、前記第１のスイッチング回路に前記高周波信号を入力し、前記第２のスイッチング回路に前記パルス信号を入力することで、前記電力発生手段から出力される高周波交流電力を前記パルス状の高周波交流電力にする。

好ましくは、前記電力発生手段は、交流電力を整流し、直流電圧を発生させる整流回路と、前記整流回路から入力される直流電圧を、前記第１レベルの直流電圧と前記第２レベルの直流電圧とに分圧する複数のコンデンサと、をさらに有しており、前記第２のスイッチング回路は、前記パルス信号に基づき、前記第１レベルの直流電圧を前記第１のスイッチング回路に印加する状態と前記第２レベルの直流電圧を前記第１のスイッチング回路に印加する状態とを切り替える。

好ましくは、前記検出手段により検出される物理量と前記目標値との差分に基づき、前記パルス信号のパルス幅を調整する。

好ましくは、前記制御手段は、前記検出手段により検出される物理量と前記目標値との差分を算出し、当該差分情報を示す差分信号を発生する差分信号発生手段と、キャリア信号を発生させるキャリア信号発生手段と、前記差分信号と前記キャリア信号を比較し、その比較結果に基づき前記パルス信号を発生させる比較手段と、高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、を含んでおり、前記比較手段が発生させた前記パルス信号を前記第２のスイッチング回路に入力し、前記高周波信号発生手段が発生させた前記高周波信号を前記第１のスイッチング回路に入力する。

好ましくは、前記比較手段は、前記差分信号が前記キャリア信号より大きいときは、前記第１レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力されるようにし、一方、前記差分信号が前記キャリア信号以下のときは、前記第２レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力されるように、前記パルス信号を生成する。

あるいは、前記制御手段は、前記第１レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力される期間が、一定となり、前記第２レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力される期間が、前記検出手段により検出される物理量と前記目標値との差分に基づき変化するように、前記パルス信号を生成する。

好ましくは、前記検出手段で検出される物理量は、前記パルス信号の所定周期ごとの平均値であり、前記検出手段で検出される物理量は、直流電流、直流電圧、あるいは、直流電力のうち少なくとも１つである。

さらに、前記電力発生手段と前記電力変換手段の間に設けられ、前記電力発生手段の出力端における反射波電力が所定値以下となるように、前記出力端から前記負荷側をみたインピーダンスを調整するインピーダンス調整手段を、備える。

また、前記インピーダンス調整手段と前記電力変換手段との間に互いに磁気結合された一対のコイルが設けられ、前記電力発生手段から出力された交流電力が前記一対のコイルを介して非接触で前記電力変換手段に伝送される。

好ましくは、前記負荷は、二次電池または蓄電器である。

本発明に係る直流電力供給装置および直流電力供給方法によれば、電力発生手段から出力される高周波交流電力を、高周波交流電力がオン状態または第１レベルになる第１期間と高周波交流電力がオフ状態または第２レベルになる第２期間とを有するパルス状の高周波交流電力にし、負荷に供給される直流電力に関する電気的な物理量（直流電圧もしくは直流電流）が所定の値（定電流制御の場合の定電流値や定電圧制御の場合の定電圧値等）となるように、パルス状の高周波電力の第１期間と第２期間の長さを制御したので、電力変換手段と負荷との間に、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ等の当該負荷に供給される電気的な物理量を所定の値に制御する手段（定電流制御手段や定電圧制御手段等）を設ける必要がなくなる。従って、直流電力供給装置の構成の簡素化やコスト低減が可能になる。

本発明の実施形態に係る充電装置（直流電力供給装置）の構成例を示すブロック図である。 高周波インバータ回路（ハーフブリッジ型）の構成例を示す回路図である。 リチウム・イオン電池の充電特性を示す図である。 本発明の実施形態に係る高周波電源の出力電力を制御する制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る制御部が行う高周波電源の電力出力制御処理を示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係る制御部の各出力信号の波形を示す図である。 本発明の実施形態に係る制御信号ＳΔ_Pの変化に伴う、制御部の各出力信号の波形を示す図である。 本発明の実施形態の変形例に係る高周波電源の出力電力を制御する制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の変形例に係る制御部が行う高周波電源の電力出力制御処理を示すフローチャートである。 本発明の実施形態変形例に係る制御部の各出力信号の波形を示す図である。 本発明に係る充電装置（直流電力供給装置）の変形例の構成を示すブロック図である。 本発明に係る高周波電源の変形例１（ハーフブリッジ型）の構成例を示す回路図である。 本発明に係る高周波電源の変形例２（フルブリッジ型）の構成例を示す回路図である。

本発明に係る直流電力供給装置の実施形態として、電気自動車等に内蔵された二次電池を充電する充電装置を例に説明する。図１は、本発明に係る充電装置全体の構成例を示すブロック図である。

図１に示す充電装置は、非接触電力伝送システム１を利用して受電装置３内の二次電池３４（充電式電池。以下、バッテリ３４という。）を充電する構成である。非接触電力伝送システム１は、磁気共鳴方式により送電装置２から受電装置３に数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波交流電力を非接触で伝送するシステムである。なお、本実施形態では、１３．５６ＭＨｚの高周波交流電力を非接触で伝送するシステムを例にとって説明する。図１のブロック構成では、バッテリ３４を除いた部分が充電装置の構成となる。バッテリ３４を非接触で充電する非接触電力伝送システム１として、電気自動車に搭載されたバッテリを充電する充電システムが周知である。以下の説明では、電気自動車の充電システムを例に説明する。

送電装置２は、高周波電源２１、インピーダンス整合器２２、送電部２３、制御部２４、および通信ユニット２５を含み、受電装置３は、受電部３１、整流平滑回路３２、電圧・電流検出器３３、バッテリ３４および通信ユニット３５を含んで構成される。

高周波電源２１は、商用電源から入力される商用電力（交流電力）を全波整流し、直流電力に変換する整流回路２１１と、整流回路２１１から入力される直流電力を高周波交流電力に変換する高周波インバータ回路２１２と、高周波電源２１の出力端Ａで進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_rを検出する電力検出器２１３と、を含んで構成される。高周波インバータ回路２１２は、制御部２４からドライブ信号Ｓ_dが入力され、当該ドライブ信号Ｓ_dに基づき、内蔵するスイッチング素子をオンオフさせ、所定周波数（１３．５６ＭＨｚ）の高周波交流電力がオン状態になるハイレベル期間と、高周波交流電力がオフ状態になるローレベル期間を有するパルス状の高周波交流電力を発生させる。また、高周波インバータ回路２１２は、所定周波数（１３．５６ＭＨｚ）の高周波交流電力の振幅が第１レベルになるハイレベル期間と、高周波交流電力の振幅が第１レベルより低い第２レベルになるローレベル期間と、を有するパルス状の高周波交流電力を発生させるようにしてもよい。（請求項において、「第１期間」が上記ハイレベル期間に、「第２期間」が上記ローレベル期間に相当。）

整流回路２１１は、商用電源より入力される交流電力から高周波インバータ回路２１２への入力電力Ｐ_CC（直流電圧Ｖ_CC）を生成するブロックである。整流回路２１１は、例えば、４個の半導体整流素子をブリッジ接続した整流回路で商用電源から入力される商用電圧（例えば、ＡＣ１００［Ｖ］）を全波整流し、整流後のレベルを平滑回路で平滑化して直流電圧Ｖ_CCを生成する周知の電源回路で構成される。なお、本発明の実施形態では、整流回路２１１に平滑回路を備えていなくてもよい。

高周波インバータ回路２１２は、整流回路２１１から入力される直流電力を、制御部２４から入力されるドライブ信号Ｓ_dに基づき、ハイレベル期間とローレベル期間とを有するパルス状の高周波交流電力に変換して、出力するブロックである。高周波インバータ回路２１２の直流入力部には、高周波電流を供給するキャパシタを備えている。

高周波インバータ回路２１２は、例えば、図２に示すハーフブリッジ型のスイッチング・アンプで構成される。同図に示すスイッチング・アンプは、一対の電源端子ｂ、ｂ’の間に２つの同一タイプの半導体スイッチング素子Ｑ_Bの直列回路を接続したスイッチング回路と、そのスイッチング回路にドライブ信号を入力するドライブ回路と、そのスイッチング回路から出力される高周波交流電力を外部に出力する出力回路と、で構成される。

ドライブ回路は、一次巻線に、互いに逆方向に巻かれた２つの二次巻線を結合したトランスＴ１で構成される。トランスＴ１の一次巻線には、制御部２４から出力されるドライブ信号Ｓ_d（出力制御信号Ｓ_dともいう）が入力され、トランスＴ１の一方の二次巻線（図２では上側の巻線）からドライブ信号Ｓ_dと同相の高周波信号ｖ’が出力され、トランスＴ１の他方の二次巻線（図２では下側の巻線）からドライブ信号Ｓ_dと逆相の高周波信号−ｖ’が出力される。

出力回路は、キャパシタＣ₁とインダクタが直列接続された共振回路と、インダクタとキャパシタＣ₂がＬ型接続されたインピーダンス変換回路と、を接続したフィルタ回路と絶縁用のトランスＴ２で構成される。図２のインダクタＬ₁は、共振回路のインダクタとインピーダンス変換回路のインダクタを兼ねている。フィルタ回路は、スイッチング回路よりパルス出力される高周波交流電力から直流成分と不要な高周波成分（ノイズ成分）を除去する。フィルタ回路から出力される高周波交流電力は、トランスＴ２の一次巻線に入力される。トランスＴ２の二次巻線からパルス出力された高周波交流電力Ｐ_out（高周波交流電圧Ｖ_out）は、インピーダンス整合器２２に出力される。

一対の半導体スイッチング素子Ｑ_BにはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられるが、バイポーラトランジスタ等の他の種類のトランジスタを用いることができる。また、一対の半導体スイッチング素子Ｑ_BをＮチャネル型とＰチャネル型を組み合わせたコンプリメンタル型にしてもよい。この場合は、トランスＴ１の二次巻線は１つでよく、高周波電圧ｖ’のパルス出力をそれぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに入力すればよい。本実施形態では、高周波インバータ回路２１２をハーフブリッジ型のスイッチング・アンプで構成しているが、フルブリッジ型やプッシュプル型のスイッチング・アンプなどにより構成してもよい。また、本実施形態では、ドライブ回路にトランスＴ１を用いているが、矩形波の信号でドライブする場合は、デジタル・アイソレータを用いて構成することもできる。

ドライブ信号Ｓ_dをＳ_d＝Ｖ・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋φ）（ｆ：基本周波数、φ：初期位相）とすると、トランスＴ１の一次巻線にドライブ信号Ｓ_dが入力されている期間では、トランスＴ１の一方の二次巻線から同相の高周波電圧ｖ’＝Ｖ’・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋φ）が出力され、トランスＴ１の他方の二次巻線から逆相の高周波電圧−ｖ’＝−Ｖ’・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋φ）が出力される。同相の高周波電圧ｖ’は、一方の半導体スイッチング素子Ｑ_B（図２では上側の半導体スイッチング素子Ｑ_B）に入力され、逆相の高周波電圧−ｖ’は、他方の半導体スイッチング素子Ｑ_B（図２では下側の半導体スイッチング素子Ｑ_B）に入力される。２つの半導体スイッチング素子Ｑ_Bは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるから、一方の半導体スイッチング素子Ｑ_Bは、高周波電圧ｖ’がハイレベルのときにオン動作をし、他方の半導体スイッチング素子Ｑ_Bは、高周波電圧−ｖ’がハイレベルのときにオン動作をする。従って、２つの半導体スイッチング素子Ｑ_Bは、高周波電圧ｖ’の半周期毎に交互にオンオフ動作を繰り返す。

２つの半導体スイッチング素子Ｑ_Bが交互にオンオフ動作を繰り返すことによって、接続点ａの電圧Ｖ_aはｖ’＞０の期間に「Ｖ_CC」となり、ｖ’≦０の期間にゼロレベルとなるように矩形波状に変化する。出力回路のフィルタ回路でその矩形波出力から直流成分とスイッチングノイズが除去されて、絶縁用のトランスＴ２を介して高周波交流電圧Ｖ_outが出力端子ｃ、ｃ’から出力される。

電力検出器２１３は、高周波インバータ回路２１２から出力される高周波交流電力の進行波電力Ｐ_fおよび反射波電力Ｐ_rを検出するものであり、例えば、双方向性結合器と、その双方向性結合器から出力される進行波検出信号Ｖ_fと反射波検出信号Ｖ_rを検出する一対の電圧計と、進行波検出信号Ｖ_fと反射波検出信号Ｖ_rをそれぞれ進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_rに変換する変換器とで構成される。電力検出器２１３で検出された進行波電力Ｐ_fと反射波電力Ｐ_rは制御部２４に入力される。

インピーダンス整合器２２は、高周波電源２１から出力された進行波がインピーダンス整合器２２の入力部で反射される量（反射波電力Ｐ_r）を抑えるために、高周波電源２１の出力端Ａから負荷側を見たインピーダンスＺ_A（以下、「負荷側インピーダンスＺ_A」）を調整するものである。インピーダンス整合器２２は、例えば、第１のキャパシタ（図示しない）、インダクタ（図示しない）、および第２のキャパシタ（図示しない）をπ型に接続したπ型回路で構成される。高周波電源２１は、特性インピーダンスＺ_o（例えば、５０［Ω］）の負荷が接続された場合に最適な伝送効率で高周波交流電力を出力するように設計されている。制御部２４は、負荷側インピーダンスＺ_Aが特性インピーダンスＺ_Oとなって、高周波電源２１に戻ってくる反射波電力Ｐ_rが小さくなるように、インピーダンス整合器２２を制御する。例えば、制御部２４は、電力検出器２１３から入力される反射波電力Ｐ_rをモニタしながら、第１、第２のキャパシタの各キャパシタンスやインダクタのインダクタンスを変化させ、反射波電力Ｐ_rが所定値以下となる値に設定する。なお、インピーダンス整合器２２は、π型回路の他、Ｌ型回路、逆Ｌ型回路、Ｔ型回路などで構成されていてもよい。また、インピーダンス整合器２２は、フェライトコアと一次巻線と二次巻線からなるトランスを用い、その巻数比を変化させて、インピーダンスを変化させるものであってもよい。

送電部２３は、インピーダンス整合器２２から出力される高周波交流電力を受電装置３の受電部３１に無線で伝送する。送電部２３は、例えば、複数ターンの円形コイルからなるインダクタ２３１とそのインダクタ２３１に直列に接続されたキャパシタ２３２との直列共振回路で構成される。送電部２３では、直列共振回路の直列共振周波数ｆ_o（＝１／［２π・√（Ｌ・Ｃ）］）（Ｌ：インダクタ２３１の自己インダクタンス、Ｃ：キャパシタ２３２のキャパシタンス）が高周波電源２１から出力される高周波交流電力の周波数ｆ_g（以下、電源周波数ｆ_g）［ＭＨｚ］に調整されている。

制御部２４は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵなどを備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などで構成される。制御部２４は、後述する電圧・電流検出器３３から入力される電流値（直流電流）・電圧値（直流電圧）が設定電流や設定電圧になるように、高周波電源２１の高周波インバータ回路２１２にドライブ信号Ｓ_dを出力し、高周波電源２１から出力される高周波交流電力を制御する。

本実施形態では、バッテリ３４は、一般に電気自動車に搭載されるリチウム・イオン電池である。リチウム・イオン電池は、定電流で充電を開始し、電池電圧が所定の電圧に上昇すると、定電圧に切り換えて充電電流が所定の電流に変化するまで充電を行う定電流定電圧充電方式の二次電池である。制御部２４は、定電流定電圧充電方式によるバッテリ３４の充電プロセスにおける定電流充電制御と定電圧充電制御を高周波電源２１から出力される高周波交流電力（出力電力）を制御することによって実現する。この制御部２４についての詳細は、後述する。

通信ユニット２５は、受電装置３内に設けられた通信ユニット３５と無線通信を行って、受電装置３から電圧・電流検出器３３で検出されたバッテリ３４の充電電流Ｉ_jと電池電圧Ｖ_jの検出データを受信する。通信ユニット２５は、受信回路、周波数変換回路および復調回路を含み、受信回路で通信ユニット３５から送信される無線通信信号を受信し、周波数変換回路でその無線通信信号の周波数を所定の低周波に変換した後、復調回路で充電電流Ｉ_jと電池電圧Ｖ_jの検出データを復調する。通信ユニット２５が受信した充電電流Ｉ_jと電池電圧Ｖ_jの検出データは制御部２４に入力される。

受電部３１は、送電装置２の送電部２３との間で磁界結合をして送電部２３からパルス状の高周波交流電力を受電する。受電部３１は、送電部２３と同一の構成を有し、複数ターンの円形コイルからなるインダクタ３１１とそのインダクタ３１１に直列に接続されたキャパシタ３１２との直列共振回路で構成される。受電部３１も、直列共振回路の直列共振周波数ｆ_o（＝１／［２π・√（Ｌ・Ｃ）］）（Ｌ：インダクタ３１１の自己インダクタンス、Ｃ：キャパシタ３１２のキャパシタンス）が電源周波数ｆ_g［ＭＨｚ］に調整されている。

整流平滑回路３２は、受電部３１から出力される高周波交流を整流し、平滑化する。整流平滑回路３２は、例えば、４個の整流素子をブリッジ回路構成にした整流回路部と、コンデンサを用いた平滑回路部で構成される。送電部２３から出力する周波数がＨＦ帯の場合、４個の整流素子にはショートキーバリアーダイオードが用いられる。なお、整流素子には素子内部に並列にキャパシタが形成され、ＨＦ帯では、このキャパシタを通して進相の高周波電流が流れるので、この進相の高周波電流をキャンセルするためにブリッジ回路の入力端に、インダクタを並列接続したり、インダクタを直列接続したりするとよい。

電圧・電流検出器３３は、直流電圧計と直流電流計を含み、直流電圧計で整流平滑回路３２からバッテリ３４に印加される直流電圧（電池電圧）Ｖ_jを計測し、直流電流計で整流平滑回路３２からバッテリ３４に供給される直流電流（充電電流）_jを計測する。電圧・電流検出器３３で検出された電池電圧Ｖ_jと充電電流Ｉ_jは、通信ユニット３５、２５を介して、送電装置２の制御部２４に入力される。電圧・電流検出器３３が検出する電池電圧Ｖ_jと充電電流Ｉ_jは、後述するキャリア条件設定部２４Ｈに設定されるキャリア信号の所定周期（例えば１周期）ごとの平均値により測定される。もしくは、キャリア信号発生部２４Ｉから出力されるキャリア信号Ｓ_FLの所定周期であってもよく、比較部２４Ｊから出力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFの所定周期であってもよい。さらに、送電装置２から出力されたパルス状の高周波交流電力に基づき、１つのハイレベル期間と１つのローレベル期間とを１周期として、所定周期毎の平均値により測定するようにしてもよい。

バッテリ３４は、充電により電池として繰り返し使用可能な二次電池で、例えば、ニッケル水素電池、ニッカド電池、リチウム・イオン電池等が含まれる。なお、鉛蓄電池であってもよい。本実施形態では、図３に示す充電特性を有するリチウム・イオン電池である例を説明する。

通信ユニット３５は、送電装置２内に設けられた通信ユニット２５と無線通信を行って、電圧・電流検出器３３で検出されたバッテリ３４の充電電流Ｉ_jと電池電圧Ｖ_jの検出データを送電装置２に送信する。通信ユニット３５は、変調信号生成回路、キャリア発生回路、変調回路および送信回路を含み、変調信号生成回路で充電電流Ｉ_jおよび電池電圧Ｖ_jの情報を含む変調信号を生成し、キャリア発生回路で発生したキャリア信号を所定の変調方式により変調回路で変調して通信用信号を生成し、送信回路でその通信用信号を増幅した後、アンテナを介して空中に放射する（通信ユニット２５に送信する）。

次に、本実施形態に係る制御部２４のフィードバック制御による高周波電源２１から出力される高周波交流電力の出力制御について、説明する。図４は、制御部２４の高周波電源２１の出力電力を制御する制御系の構成を示すブロック図である。図４に示すように、制御部２４は、３個の加算器２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｆと、３個の誤差増幅部２４Ｃ、２４Ｄ、２４Ｇと、制御切換部２４Ｅと、キャリア条件設定部２４Ｈと、キャリア信号発生部２４Ｉと、比較部２４Ｊと、高周波条件設定部２４Ｋと、高周波信号発生部２４Ｌと、ドライブ信号発生部２４Ｍと、出力停止制御部２４Ｎと、を含んで構成される。

本実施形態では、高周波電源２１の出力電力を制御することによってバッテリ３４の定電流充電と定電圧充電の両制御を行うので、制御部２４には、定電流充電制御に基づいて出力制御信号Ｓ_dを生成する処理回路と定電圧充電制御に基づいて出力制御信号Ｓ_dを生成する処理回路とが設けられている。加算器２４Ａおよび誤差増幅部２４Ｃは、定電圧充電制御に基づいて、出力制御信号Ｓ_dを生成する処理回路であり、加算器２４Ｂおよび誤差増幅部２４Ｄは、定電流充電制御に基づいて、出力制御信号Ｓ_dを生成する処理回路である。

バッテリ３４は、使用したい電圧や容量に合わせて直並列できるリチウム・イオン電池が使用される。リチウム・イオン電池は一般に、図３に示すように、充電開始からバッテリ３４の電池電圧Ｖ_jが所定の電圧Ｖ_thに上昇するまでは定電流充電制御が行われ、電池電圧Ｖ_jが電圧Ｖ_thに上昇した後は充電電流Ｉ_jが最低充電電流Ｉ_jminに低下するまで定電圧充電制御が行われる。制御部２４には、ユーザによってバッテリ３４の定電流充電制御における定電流値Ｉ_cjと、定電圧充電制御における定電圧値Ｖ_cjと、最低充電電流Ｉ_jminと、電圧Ｖ_thが設定される。

加算器２４Ａは、定電圧充電制御における定電圧値Ｖ_cjと電圧・電流検出器３３で検出された電池電圧Ｖ_jの差電圧ΔＶ_j（＝Ｖ_cj−Ｖ_j）を演算し、誤差増幅部２４Ｃはその差電圧ΔＶ_jに所定のフィードバックゲインを乗じて高周波電源２１の出力電力の制御目標値Ｐ_CVを生成する処理を行う。加算器２４Ｂは、定電流充電制御における定電流値Ｉ_cjと電圧・電流検出器３３で検出された充電電流Ｉ_jの差電流ΔＩ_j（＝Ｉ_cj−Ｉ_j）を演算し、誤差増幅部２４Ｄはその差電流ΔＩ_jに所定のフィードバックゲインを乗じて高周波電源２１の出力電力の制御目標値Ｐ_CIを生成する処理を行う。

制御切換部２４Ｅは、定電圧充電制御と定電流充電制御を切り換える処理を行うものである。具体的には、加算器２４Ｆに出力する、差電圧ΔＶ_jに基づく制御目標値Ｐ_CVと差電流ΔＩ_jに基づく制御目標値Ｐ_CIとを切り換える制御を行う。制御切換部２４Ｅには、ユーザによって設定された電圧Ｖ_th（定電流充電制御を定電圧充電制御に切り換える電池電圧Ｖ_jの閾値）と電圧・電流検出器３３で検出された電池電圧Ｖ_jとが入力され、制御切換部２４Ｅは、電池電圧Ｖ_jと電圧Ｖ_thを比較し、Ｖ_j＜Ｖ_thであれば、差電流ΔＩ_jに基づく制御目標値Ｐ_CIを加算器２４Ｆに出力し、Ｖ_j≧Ｖ_thであれば、差電圧ΔＶ_jに基づく制御目標値Ｐ_CVを加算器２４Ｆに出力する。

加算器２４Ｆと誤差増幅部２４Ｇは、制御目標値Ｐ_CVまたは制御目標値Ｐ_CIと電力検出器２１３で検出された進行波電力Ｐ_fとの差電力ΔＰ_fに基づいて、制御信号ＳΔ_Pを生成する処理回路である。加算器２４Ｆには、電力検出器２１３で検出された進行波電力Ｐ_fが入力され、加算器２４Ｆは、その進行波電力Ｐ_fと制御切換部２４Ｅから入力される制御目標値Ｐ_CVまたは制御目標値Ｐ_CIとの差電力ΔＰ_f（＝Ｐ_CV−Ｐ_fまたはＰ_CI−Ｐ_f）を演算する。そして、誤差増幅部２４Ｇは、その差電力ΔＰ_fに所定のフィードバックゲインを乗じた制御信号ＳΔ_Pを後述する比較部２４Ｊに出力する。

キャリア条件設定部２４Ｈは、予め設定されたプログラムによって生成されるキャリア信号Ｓ_FLの周波数ｆ_p、振幅Ａ等のパラメータを、キャリア信号発生部２４Ｉに設定する。周波数ｆ_pは、例えば、後述する高周波条件設定部２４Ｋに設定される高周波電圧Ｖ_oの周波数ｆ（１３．５６ＭＨｚ）に対して百分の１〜千分の１の低い周波数が設定される。なお、キャリア信号Ｓ_FLの周波数ｆ_p、振幅Ａ等のパラメータは、利用者によって変更可能なようにしておいてもよい。

キャリア信号発生部２４Ｉは、キャリア条件設定部２４Ｈに設定された周波数ｆ_p、振幅Ａ等のパラメータに基づき、鋸波形状（鋸型）または三角波状のキャリア信号Ｓ_FLを発生させ、比較部２４Ｊに出力する。以下、鋸型のキャリア信号Ｓ_FLを用いて説明する。

比較部２４Ｊは、誤差増幅部２４Ｇから入力される制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号発生部２４Ｉから入力されるキャリア信号Ｓ_FLとを比較して、後述する高周波信号発生部２４Ｌでの高周波信号の発生を制御するためのパルス信号（以下、オンオフ信号）Ｓ_ON-OFFを生成して出力する。具体的には、比較部２４Ｊは、誤差増幅部２４Ｇから入力される制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号発生部２４Ｉから入力される鋸型のキャリア信号Ｓ_FLを比較し、制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号Ｓ_FLより大きいときにオン電圧となるように、一方、制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号Ｓ_FL以下のときにオフ電圧となるように、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成する。よって、比較部２４Ｊから出力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFは、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pに応じて、パルス幅（あるいはデューティ比）が調整される。

高周波条件設定部２４Ｋは、予め設定されたプログラムによって生成される高周波電圧Ｖ_oの周波数ｆ（１３．５６ＭＨｚ）、初期位相φ等のパラメータを、高周波信号発生部２４Ｌに設定する。なお、高周波電圧Ｖ_oの周波数ｆ、初期位相φ等のパラメータは、利用者によって変更可能なようにしておいてもよい。

高周波信号発生部２４Ｌは、高周波条件設定部２４Ｋから入力される周波数ｆおよび初期位相φ、比較部２４Ｊから入力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFに基づき、高周波信号がオン状態または高周波信号の振幅がハイレベルになるハイレベル期間と、高周波信号がオフ状態または高周波信号の振幅がハイレベルより低いローレベルになるローレベル期間と、をオンオフ信号Ｓ_ON-OFFの周波数で交互に繰り返すパルス状の高周波信号Ｓ_FHを生成する。具体的には、比較部２４Ｊから入力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFがオン電圧のとき、例えばダイレクト・デジタル・シンセサイザーによりＡ_n・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋φ）（Ａ_n：既定の振幅）で表わされる正弦波の高周波電圧Ｖ_o（高周波信号Ｓ_F）を発生させ、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFがオフ電圧のとき、高周波電圧Ｖ_oを発生させない。これにより、高周波信号がオン状態になるハイレベル期間と高周波信号がオフ状態になるローレベル期間とを有するパルス状の高周波信号Ｓ_FHが生成される（後述する図６（ｃ））。そして、高周波信号発生部２４Ｌは、生成したパルス状の高周波信号Ｓ_FHをドライブ信号発生部２４Ｍに出力する。

または、比較部２４Ｊから入力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFがオン電圧のとき、上記ダイレクト・デジタル・シンセサイザーによりＡ₁・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋φ）（Ａ₁：ハイレベルの振幅）で表わされる正弦波の高周波電圧Ｖ_o（高周波信号Ｓ_F）を発生させ、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFがオフ電圧のとき、Ａ₂・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋φ）（Ａ₂：ローレベルの振幅；０≦Ａ₂＜Ａ₁）で表わされる正弦波の高周波電圧Ｖ_o（高周波信号Ｓ_F）を発生させる。これにより、高周波信号の振幅がハイレベルになるハイレベル期間と高周波信号の振幅がローレベルになるローレベル期間とを有するパルス状の高周波信号Ｓ_FHが生成される。なお、以下、本実施形態の説明では、高周波信号発生部２４Ｌは、オン状態になるハイレベル期間とオフ状態になるローレベル期間を有するパルス状の高周波信号Ｓ_FHを生成する例を説明する。

ドライブ信号発生部２４Ｍは、高周波信号発生部２４Ｌにより入力されるパルス状の高周波信号Ｓ_FHに基づき、高周波インバータ回路２１２のドライブ回路を駆動するためのドライブ信号（出力制御信号）Ｓ_dを発生させ、高周波インバータ回路２１２のドライブ回路に出力する。

出力停止制御部２４Ｎは、高周波電源２１の電力出力を停止させる（バッテリ３４の充電を停止する）処理を行う。出力停止制御部２４Ｎは、定電圧充電制御でバッテリ３４の充電電流Ｉ_jが最低充電電流Ｉ_jminに低下すると、充電完了と見做して高周波電源２１の電力出力を停止させる。また、電力検出器２１３による反射波電力Ｐ_rの検出値がユーザによって予め設定されたＰ_rthを超える場合も、反射波電力により高周波電源２１の損失が増加したり、高周波電源２１とインピーダンス整合器２２との間の無効電力が増加したりするため、高周波電源２１の電力出力を停止させる。

出力停止制御部２４Ｎには、ユーザによって設定された反射波電力の閾値Ｐ_rthおよび最低充電電流Ｉ_jminと、電圧・電流検出器３３による充電電流Ｉ_jの検出値と、電力検出器２１３による反射波電力Ｐ_rの検出値が入力される。出力停止制御部２４Ｎは、反射波電力Ｐ_rの検出値と閾値Ｐ_rthを比較し、Ｐ_rth＜Ｐ_rであれば、出力停止信号Ｓ_stopを誤差増幅部２４Ｃ、２４Ｄに出力する。また、出力停止制御部２４Ｎは、充電電流Ｉ_jの検出値と最低充電電流Ｉ_jminを比較し、Ｉ_j≦Ｉ_jminになると、出力停止信号Ｓ_stopを誤差増幅部２４Ｃ、２４Ｄに出力する。誤差増幅部２４Ｃ、２４Ｄは、出力停止信号Ｓ_stopが入力されると、出力電力の制御目標値Ｐ_CV、Ｐ_CIをゼロにする。これにより、高周波電源２１からの出力電力をゼロにする出力制御信号Ｓ_dが高周波電源２１に出力されるので、高周波電源２１の出力電力が強制的にゼロとなるように制御される。

次に、本実施形態に係る制御部２４が行う高周波電源２１の電力出力制御の処理について、図５、図６を用いて説明する。以下の説明では、バッテリ３４の残容量が「充電要」となったので、電気自動車が所定の充電位置に駐車され、受電装置３から送電装置２に出力される電力供給要求に基づいて制御部２４が高周波電源２１の出力を制御する場合について説明する。なお、受電装置３から送電装置２に出力される電力供給要求は、例えば、通信ユニット３５、２５による無線通信によって行われる。また、制御部２４は、電力検出器２１３からの反射波電力Ｐ_rの検出値に基づき、インピーダンス整合器２２のインピーダンス調整や出力停止処理を行うが、これらの処理についての詳細は割愛する。

上述する受電装置３から送電装置２に出力される電力供給要求により、高周波電源２１からの電力出力が開始されると、制御部２４は、電圧・電流検出器３３で検出された電池電圧Ｖ_jと充電電流Ｉ_jを、通信ユニット３５、２５を介して、読み込む（ステップＳ１０１）。ここで、電圧・電流検出器３３は、電池電圧Ｖ_jと充電電流Ｉ_jを検出するとき、キャリア信号発生部２４Ｉが発生するキャリア信号Ｓ_FLの周期または比較部２４Ｊから出力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFの周期毎の平均値によりそれらの値を検出する。そして、制御部２４は、電池電圧Ｖ_jが予め設定された電圧Ｖ_th以上であるか否かを判別する（ステップＳ１０３）。制御部２４は、Ｖ_j＜Ｖ_thであれば（ステップＳ１０３；ＮＯ）、ステップＳ１０７に移行して定電流充電制御を行う。一方、Ｖ_j≧Ｖ_thであれば（ステップＳ１０３；ＹＥＳ）、電圧・電流検出器３３で検出された充電電流Ｉ_jと予め設定された最低充電電流Ｉ_jminを比較し（ステップＳ１０５）、Ｉ_j＞Ｉ_jmin（ステップＳ１０５；ＹＥＳ）であれば、ステップＳ１１１に移行して定電圧充電制御を行う。

通常、バッテリ３４が満充電状態でなければ、出力制御の開始後の最初のステップＳ１０３の処理ではＶ_j＜Ｖ_thとなるので、制御部２４は、ステップＳ１０７に移行して最初に定電流充電制御で受電装置３への高周波交流電力の供給を制御し（バッテリ３４を定電流制御で充電し）、この定電流充電制御で電池電圧Ｖ_jが閾値Ｖ_thに上昇すると（ステップＳ１０３；ＹＥＳ）、定電圧充電制御に切り換えて受電装置３への高周波交流電力の供給を制御する（バッテリ３４を定電圧制御で充電する）。

定電流充電制御では、制御部２４は、予め設定された定電流Ｉ_cjと電圧・電流検出器３３で検出された充電電流Ｉ_jの差電流ΔＩ_j（＝Ｉ_cj−Ｉ_j）を算出し（ステップＳ１０７）、その差電流ΔＩ_jに所定のフィードバックゲインを乗じて制御目標値Ｐ_CIを生成する（ステップＳ１０９）。その後、さらに、その制御目標値Ｐ_CIと電力検出器２１３で検出された進行波電力Ｐ_fとの差電力ΔＰ_f（＝Ｐ_CI−Ｐ_f）を算出し、誤差増幅部２４Ｇは、その差電力ΔＰ_fに所定のフィードバックゲインを乗じて、制御信号ＳΔ_P（図６（ａ）破線）を生成する（ステップＳ１１５）。そして、誤差増幅部２４Ｇは、生成した制御信号ＳΔ_Pを比較部２４Ｊに出力する。このとき、キャリア信号発生部２４Ｉは、キャリア条件設定部２４Ｈに設定されるキャリア条件を満たす鋸波形状のキャリア信号Ｓ_FL（図６（ａ）実線）を発生させ、比較部２４Ｊに出力する。

続いて、比較部２４Ｊは、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号発生部２４Ｉからの所定周波数のキャリア信号Ｓ_FLを比較し、その比較結果となるオンオフ信号Ｓ_ON-OFF（図６（ｂ））を生成し、高周波信号発生部２４Ｌに出力する（ステップＳ１１７）。具体的には、比較部２４Ｊは、制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号Ｓ_FLより大きいとき（Ｔ１）には、オン電圧になるように、一方、制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号Ｓ_FL以下のとき（Ｔ２）には、オフ電圧となるように、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成する。

高周波信号発生部２４Ｌは、入力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFがオン電圧であるときに、高周波条件設定部２４Ｋに設定される高周波条件の高周波信号を発生させ、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFがオフ電圧であるときに、高周波信号を発生させない。これにより、高周波信号発生部２４Ｌは、高周波信号がオン状態になるハイレベル期間と高周波信号がオフ状態になるローレベル期間とをオンオフ信号Ｓ_ON-OFFの周波数で交互に繰り返すパルス状の高周波信号Ｓ_FH（図６（ｃ））を生成し、ドライブ信号発生部２４Ｍに出力する（ステップＳ１１９）。

ドライブ信号発生部２４Ｍは、高周波信号発生部２４Ｌから出力されるパルス状の高周波信号Ｓ_FHに基づき、ドライブ回路を駆動させるための、ドライブ信号Ｓ_d（図６（ｃ）と同様の波形）を発生させ、高周波インバータ回路２１２のドライブ回路に出力する（ステップＳ１２１）。高周波インバータ回路２１２は、このドライブ信号Ｓ_dに基づき、ドライブ回路を動作させ、パルス状の高周波交流電力を生成し、受電装置３に供給する。高周波インバータ回路２１２から出力される高周波交流電力は、進行波電力Ｐ_fに相当するので、受電装置３にはその進行波電力Ｐ_fから反射が電力Ｐ_rを差し引いた電力Ｐ_L（＝Ｐ_f−Ｐ_r）が供給される。

その後、定電流充電制御で電池電圧Ｖ_jが閾値Ｖ_thに上昇すると（ステップＳ１０３；ＮＯ）、制御部２４は、ステップＳ１０５の判定処理を行うが、この時には充電電流Ｉ_jはＩ_jmin＜Ｉ_jであるので、制御切換部２４Ｅは、ステップＳ１１１に移行し、定電圧充電制御に切り換えて高周波電源２１の出力電力の制御を行う。

定電圧充電制御では、制御部２４は、予め設定された定電圧Ｖ_cjと電圧・電流検出器３３で検出された電池電圧Ｖ_jの差電圧ΔＶ_j（＝Ｖ_cj−Ｖ_j）を算出し（ステップＳ１１１）、その差電圧ΔＶ_jに所定のフィードバックゲインを乗じて制御目標値Ｐ_CVを生成する（ステップＳ１１３）。その後、さらに、その制御目標値Ｐ_CVと電力検出器２１３で検出された進行波電力Ｐ_fとの差電力ΔＰ_f（＝Ｐ_CV−Ｐ_f）を算出し、誤差増幅部２４Ｇは、その差電力ΔＰ_fに所定のフィードバックゲインを乗じて、制御信号ＳΔ_P（図６（ａ）破線）を生成する（ステップＳ１１５）。その後、定電流充電制御の場合と同様に、ステップＳ１１７〜ステップＳ１２１の処理が行われ、高周波インバータ回路２１２のドライブ回路にドライブ信号発生部２４Ｍが生成したドライブ信号Ｓ_dが入力され、高周波インバータ回路２１２からパルス状の高周波交流電力が出力され、受電装置３に電力が供給される。

この定電圧充電制御により、バッテリ３４に充電が行われていき、充電電流Ｉ_jが最低充電電流Ｉ_jminに低下し、Ｉ_j≦Ｉ_jminとなると（ステップＳ１０５；ＮＯ）、出力停止制御部２４Ｎは、充電が完了したと見做して、ステップＳ１２３に移行し、出力停止制御部２４Ｎにより出力停止処理が行われ、電力出力制御を終了する。

以上のように、制御部２４が高周波電源２１の高周波インバータ回路２１２を制御することで、高周波電源２１からパルス状の高周波交流電力が出力され、制御目標値Ｐ_CV、Ｐ_CIに応じて調整された出力電力がバッテリ３４に供給される。

次に、バッテリ３４に供給される電力（高周波電源２１からの出力電力）が制御目標値Ｐ_CVまたはＰ_CIに対して、大きい状態のときと小さい状態のときとの各出力信号の波形を、図７を用いて説明する。

まず、高周波電源２１から出力される進行波電力Ｐ_fが制御目標値Ｐ_CVまたはＰ_CIよりも大きい状態のときについて説明する。この状態では、進行波電力Ｐ_fが制御目標値Ｐ_CVまたはＰ_CIを上回っているため、その差電力ΔＰ_f（＝Ｐ_CV−Ｐ_fまたはＰ_CI−Ｐ_f）は負の値となる。この状態では、図７（ａ）に示すように、差電力ΔＰ_fに基づく制御信号ＳΔ_P（図において、破線で示す）は、図６の場合（一点鎖線で示す）と比べ低い値が出力される。そして、比較部２４Ｊが、この制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号Ｓ_FLを比較することで、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFが生成される。生成されたオンオフ信号Ｓ_ON-OFFは、図６の場合と比べ、オン電圧の期間が短く、オフ電圧の期間が長いオンオフ信号Ｓ_ON-OFFとなる。さらに、このオンオフ信号Ｓ_ON-OFFに基づきパルス状の高周波信号Ｓ_FHが生成されるので、ハイレベル期間が短く、ローレベル期間が長いパルス状の高周波信号Ｓ_FHが生成されることになる。そして、このパルス状の高周波信号Ｓ_FHと同様の出力波形となるドライブ信号Ｓ_dにより高周波インバータ回路２１２が制御されるので、高周波電源２１から出力される高周波電力Ｐ_fは小さくなり、制御目標値Ｐ_CVまたはＰ_CIとの差分が小さくなるように制御が行われる。

続いて、高周波電源２１から出力される進行波電力Ｐ_fが制御目標値Ｐ_CVまたはＰ_CIよりも小さい状態の時について説明する。この状態では、進行波電力Ｐ_fが制御目標値Ｐ_CVまたはＰ_CIを下回っているため、その差電力ΔＰ_f（＝Ｐ_CV−Ｐ_fまたはＰ_CI−Ｐ_f）が、正の値となる。この状態では、図７（ｂ）に示すように、差電力ΔＰ_fに基づく制御信号ＳΔ_P（図において、破線で示す）は、図６の場合（一点鎖線で示す）と比べ高い値が出力される。そして、比較部２４Ｊが、この制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号Ｓ_FLを比較することで、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFが生成される。生成されたオンオフ信号Ｓ_ON-OFFは、図６の場合と比べ、オン電圧の期間が長く、オフ電圧の期間が短いオンオフ信号Ｓ_ON-OFFとなる。さらに、このオンオフ信号Ｓ_ON-OFFに基づきパルス状の高周波信号Ｓ_FHが生成されるので、ハイレベル期間が長く、ローレベル期間が短いパルス状の高周波信号Ｓ_FHが生成されることになる。このパルス状の高周波信号Ｓ_FHと同様の出力波形となるドライブ信号Ｓ_dにより高周波インバータ回路２１２が制御されるので、高周波電源２１から出力される高周波電力Ｐ_fは大きくなり、制御目標値Ｐ_CVまたはＰ_CIとの差分が小さくなるように制御が行われる。

以上で説明したように、本実施形態に係る送電装置２によれば、バッテリ３４の電池電圧Ｖ_jと充電電流Ｉ_jを制御部２４にフィードバックし、定電流充電制御期間では、高周波電源２１の出力電力を、充電電流Ｉｊを定電流Ｉ_Cjに制御するための補償値である制御目標値Ｐ_CIに制御し、定電圧充電制御期間では、高周波電源２１の出力電力を、電池電圧Ｖ_jを定電圧Ｖ_Cjに制御するための補償値である制御目標値Ｐ_CVに制御する。これにより、従来のように、バッテリ３４の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ等の充電制御機器を設け、その充電制御機器でバッテリ３４の定電流充電制御や定電圧充電制御を行わせる必要がなく、受電装置３の構成の簡素化やコスト低減を図ることができる。

また、高周波電源２１から、ハイレベル期間とローレベル期間とを有するパルス状の高周波交流電力を出力するようにしたので、送電装置２にＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力制御機器を設け、高周波電源２１から出力される電力の調整制御を行わせる必要がなく、送電装置２の構成の簡素化やコスト低減を図ることができる。

次に、本実施形態の変形例に係る制御部２４’のフィードバック制御による高周波電源２１から出力される高周波交流電力の出力制御について、説明する。なお、本実施形態に係る制御部２４と同じ構成については、同じ符号番号を付してその説明を省略する。

制御部２４’は、制御部２４に置き換えられたものであり、図８は、制御部２４’の高周波電源２１の出力電力を制御する制御系の構成を示すブロック図である。図８に示すように、制御部２４’は、３個の加算器２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｆと、３個の誤差増幅部２４Ｃ、２４Ｄ、２４Ｇと、制御切換部２４Ｅと、キャリア条件設定部２４Ｈと、キャリア信号発生部２４Ｉと、比較部２４Ｊ’と、高周波条件設定部２４Ｋと、高周波信号発生部２４Ｌ’と、乗算部２４Ｐと、ドライブ信号発生部２４Ｍと、出力停止制御部２４Ｎと、を含んで構成される。

比較部２４Ｊ’は、誤差増幅部２４Ｇから入力される制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号発生部２４Ｉから入力されるキャリア信号Ｓ_FLとを比較し、後述する高周波信号発生部２４Ｌ’で生成される高周波信号をオンオフ制御するためのパルス信号（以下、オンオフ信号）Ｓ_ON-OFFを乗算部２４Ｐに出力する。具体的には、比較部２４Ｊ’は、誤差増幅部２４Ｇから入力される制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号発生部２４Ｉから入力される鋸型のキャリア信号Ｓ_FLを比較し、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号発生部２４Ｉからのキャリア信号Ｓ_FLより大きいときにオン電圧となるように、一方、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号発生部２４Ｉからのキャリア信号Ｓ_FL以下のときにオフ電圧となるように、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成する。

高周波信号発生部２４Ｌ’は、高周波条件設定部２４Ｋから入力される周波数ｆおよび初期位相φに基づき、例えば、ダイレクト・デジタル・シンセサイザーによりＡ_n・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋φ）（Ａ_n：既定の振幅）で表わされる正弦波の高周波電圧Ｖ_o（高周波信号Ｓ_F）を生成する。そして、高周波信号発生部２４Ｌ’は、生成した高周波信号Ｓ_Fを乗算部２４Ｐに出力する。

乗算部２４Ｐは、比較部２４Ｊ’から入力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFと高周波信号発生部２４Ｌ’から入力される高周波信号Ｓ_Fとを乗算し、高周波信号がオン状態になるハイレベル期間と高周波信号がオフ状態になるローレベル期間とを、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFの周波数で交互に繰り返すパルス状の高周波信号Ｓ_FHを生成する。そして、乗算部２４Ｐは、生成したパルス状の高周波信号Ｓ_FHをドライブ信号発生部２４Ｍに出力する。ドライブ信号発生部２４Ｍは、入力されるパルス状の高周波信号Ｓ_FHによりドライブ回路を駆動するためのドライブ信号Ｓ_dを発生させ、高周波インバータ回路２１２のドライブ回路に出力する。

また他の態様では、比較部２４Ｊ’は、誤差増幅部２４Ｇから入力される制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号発生部２４Ｉから入力される鋸型のキャリア信号Ｓ_FLを比較し、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号発生部２４Ｉからのキャリア信号Ｓ_FLより大きいときにハイレベルの電圧となるように、一方、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pがキャリア信号発生部２４Ｉからのキャリア信号Ｓ_FL以下のときにハイレベルより低いローレベルの電圧となるように、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成するようにしておく。そして、乗算部２４Ｐは、比較部２４Ｊ’から入力されるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFと高周波信号発生部２４Ｌ’から入力される高周波信号Ｓ_Fとを乗算し、高周波信号の振幅がハイレベルになるハイレベル期間と高周波信号の振幅がローレベルになるローレベル期間と、を有するパルス状の高周波信号Ｓ_FHを生成するようにしてもよい。

次に、本実施形態の変形例に係る制御部２４’が行う高周波電源２１の電力出力制御の処理について、図９、図１０を用いて説明する。以下の説明では、バッテリ３４の残容量が「充電要」となったので、電気自動車が所定の充電位置に駐車され、受電装置３から送電装置２に出力される電力供給要求に基づいて制御部２４が高周波電源２１の出力を制御する場合について説明する。図９に示すように、図５のフローチャートと比べ、ステップＳ１１９のパルス状の高周波信号Ｓ_FHの生成処理が、ステップＳ１１９’に置き換わっている。ステップＳ１１９’において、乗算部２４Ｐは、ステップＳ１１７で比較部２４Ｊ’により生成されたオンオフ信号Ｓ_ON-OFF（図１０（ｂ））と、高周波信号発生部２４Ｌ’により生成された高周波信号Ｓ_F（図１０（ｃ））と、を乗算し、ハイレベル期間とローレベル期間とを、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFの周波数で交互に繰り返すパルス状の高周波信号Ｓ_FH（図１０（ｄ））を生成する。

以上で説明したように、本実施形態の変形例においても、バッテリ３４の電池電圧Ｖ_jと充電電流Ｉ_jを制御部２４にフィードバックし、定電流充電制御期間では、高周波電源２１の出力電力を、充電電流Ｉ_jを定電流Ｉ_Cjに制御するための補償値である制御目標値Ｐ_CIに制御し、定電圧充電制御期間では、高周波電源２１の出力電力を、電池電圧Ｖ_jを定電圧Ｖ_Cjに制御するための補償値である制御目標値Ｐ_CVに制御する。これにより、従来のように、バッテリ３４の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ等の充電制御機器を設け、その充電制御機器でバッテリ３４の定電流充電制御や定電圧充電制御を行わせる必要がなく、受電装置３の構成の簡素化やコスト低減を図ることができる。

また、高周波電源２１から、ハイレベル期間とローレベル期間とを有するパルス状の高周波交流電力を出力するようにしたので、送電装置２にＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力制御機器を設け、高周波電源２１から出力される電力の調整制御を行わせる必要がなく、送電装置２の構成の簡素化やコスト低減を図ることができる。

上記実施形態では、比較部２４Ｊ、２４Ｊ’が誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pとキャリア信号発生部２４Ｉからのキャリア信号Ｓ_FLとを比較し、オンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成する例を説明したが、これに限らない。例えば、比較部２４Ｊ、２４Ｊ’の代わりにオンオフ信号発生部を備え、当該オンオフ信号発生部は、ある一定のオン電圧の期間と、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pの大きさに従ったオフ電圧の期間とからなるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成するようにしてもよい。具体的には、オンオフ信号発生部は、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pが基準値（ゼロ）（換言すれば、高周波電源２１からの出力電力と制御目標値とが同じ）の場合、ある一定期間のオン電圧と、その期間と同一のオフ電圧と、からなるオンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成し、誤差増幅部２４Ｇからの制御信号ＳΔ_Pが基準値より大きくなるに従い（高周波電源２１からの出力電力が制御目標値より小さくなるに従い）、オフ電圧の期間を短くさせ、一方、制御信号ＳΔ_Pが基準値より小さくなる（高周波電源２１からの出力電力が制御目標値より大きくなるに従い）にオフ電圧の期間を長くさせたオンオフ信号Ｓ_ON-OFFを生成する。よって、誤差増幅部２４Ｇから出力される制御信号ＳΔ_Pに応じてオンオフ信号Ｓ_ON-OFFのデューティ比を変化させ、高周波電源２１から出力される高周波交流電力を調整するようにしてもよい。

また、上記実施形態では、バッテリ３４が定電流定電圧充電方式の二次電池であるので、高周波電源２１の出力制御を定電流充電制御と定電圧充電制御を切り換えて行う構成としたが、バッテリ３４が定電流充電方式もしくは定電圧充電方式で充電可能であれば、その一方のみを行うような構成であってもよい。この場合、定電流充電方式では、図４において、定電圧制御に関する加算器２４Ａと誤差増幅部２４Ｃ、および、制御切換部２４Ｅの構成を削除し、また、定電圧充電方式では、定電流制御に関する加算器２４Ｂと誤差増幅部２４Ｄ、および、制御切換部２４Ｅの構成を削除すればよい。

さらに、上記実施形態では、高周波電源２１から出力される進行波電力Ｐ_fを制御していたが、進行波電力Ｐ_fに代えて受電装置３に供給される電力Ｐ_L（進行波電力Ｐ_fから反射波電力Ｐ_rを差し引いた電力）を制御するようにしてもよい。この場合は、図４において、加算器２４Ｆと電力検出器２１３との間に進行波電力Ｐ_fから反射波電力Ｐ_rを減算して電力Ｐ_Lを算出する電力演算部を設け、その電力演算部から加算器２４Ｆに電力Ｐ_Lを入力するようにすればよい。

また、進行波電力Ｐ_fに代えて高周波電源２１から出力される有効電力Ｐを制御するようにしてもよい。この場合は、電力検出器２１３に変えてＲＦ検出器を設けるとともに、ＲＦ検出器と加算器２４Ｆの間に電力演算部を設け、ＲＦ検出器で高周波電源２１の出力端Ａにおける高周波（ＲＦ）電圧ｖ、高周波（ＲＦ）電流ｉおよび位相差θ（ＲＦ電圧ｖとＲＦ電流ｉの位相差）を検出し、電力演算部でこれらの検出値から有効電力Ｐを算出し、加算器２４Ｆに入力すればよい。なお、有効電力Ｐは、ＲＦ電圧ｖとＲＦ電流ｉの振幅をそれぞれＶ_m、Ｉ_mとすると、Ｐ＝Ｖ_m・Ｉ_m・ｃｏｓ（θ）／２の演算式により算出される。

また、電力演算部で無効電力Ｑを演算し、反射波電力Ｐ_rに代えて無効電力Ｑを用いて出力停止の制御をするようにしてもよい。この場合は、出力停止制御部２４Ｎに無効電力Ｑの閾値Ｑ_thを設定するとともに、電力演算部で算出した無効電力Ｑを入力し、出力停止制御部２４Ｎでその無効電力Ｑと閾値Ｑ_thを比較し、Ｑ_th＜Ｑの場合に出力停止信号Ｓ_stopを誤差増幅部２４Ｃ、２４Ｄに出力させるようにすればよい。

その他、上記実施形態では、非接触電力伝送システム１を用いた電気自動車の充電システムについて説明したが、本発明は、電気自動車の充電システムに限定されるものではなく、携帯電話や携帯端末等の二次電池を充電する非接触の充電装置にも適用することができる。

また、図１１に示すように、図１において、無線で高周波交流電力をバッテリ３４側に伝送する構成（送電部２３と受電部３１）と無線で電池電圧Ｖ_jと充電電流Ｉ_jの検出値を制御部２４に通信する構成（通信ユニット２５、３５）を除去し、インピーダンス整合器２２と整流平滑回路３２を直結するとともに電圧・電流検出器３３と制御部２４を接続して、充電装置４を有線により高周波交流電力と電池電圧Ｖ_jおよび充電電流Ｉ_jの検出値を伝送する構成にしてもよい。

上記実施形態では、パルス状の高周波交流電力の第１レベルと第２レベルとの切り替えを、制御部２４内で生成される高周波信号Ｓ_FHにハイレベルとローレベルとを設けることで行っているが、これに限定されるものではない。高周波信号Ｓ_FHにハイレベルとローレベルを設けるのではなく、高周波インバータ回路２１２のスイッチング回路に入力される電圧を切り替えることで行うようにしてもよい。例えば、図１２や図１３に示すように、商用電源から商用周波数の電圧を入力し、全波整流後、コンデンサ（図１２ではＣ₁₁とＣ₁₂、図１３ではＣ₂₁とＣ₂₂）を２直列させた回路に入力する。そして、２直列したコンデンサのプラス側出力端子、マイナス側出力端子、および、２直列接続部の端子の計３端子を、高周波インバータ回路２１２’に接続するようにして、パルス状の高周波電力を出力させるようにしてもよい。なお、図１２に示す構成は、ハーフブリッジ回路を変形した回路構成であり、図１３に示す構成は、フルブリッジ回路を変形した回路構成である。図１２および図１３において、Ｑ₁₁〜Ｑ₁₄、Ｑ₂₁〜Ｑ₂₆は、上記実施形態のＱ_Bと同様に、ＭＯＳＦＥＴである。

図１２において、制御部２４は、Ｑ₁₁およびＱ₁₂のゲートにオンオフ信号Ｓ_ON-OFFを入力し、Ｑ₁₃およびＱ₁₄のゲートに高周波信号Ｓ_Fに基づくドライブ信号を入力するように高周波電源２１を制御する。例えば、図１２（ａ）においては、Ｑ₁₁がオンでＱ₁₂がオフの場合、Ｑ₁₃およびＱ₁₄からなるスイッチング回路には、整流回路から出力される電圧が印加され、高周波交流電力Ｐ_out（高周波交流電圧Ｖ_out）は第１レベルとなる。また、Ｑ₁₁がオフでＱ₁₂がオンの場合、Ｑ₁₃およびＱ₁₄からなるスイッチング回路には、整流回路から出力される電圧をコンデンサＣ₁₁とＣ₁₂とで分圧した電圧が印加され、高周波交流電力Ｐ_out（高周波交流電圧Ｖ_out）は第２レベルとなる。これにより、高周波電源２１からパルス状の高周波交流電力が出力される。図１２（ｂ）は、Ｑ₁₁およびＱ₁₂を、Ｑ₁₃およびＱ₁₄からなるスイッチング回路の負極側に設けたものである。また、図１３においては、制御部２４は、Ｑ₂₁およびＱ₂₂のゲートにオンオフ信号Ｓ_ON-OFFを入力し、Ｑ₂₃ないしＱ₂₆のゲートに高周波信号Ｓ_Fに基づくドライブ信号を入力するように高周波電源２１を制御することで、高周波電源２１からパルス状の高周波交流電力が出力される。これにより、上記実施形態と同様に、高周波電源２１からパルス状の高周波交流電力を出力させることができ、さらには、高周波電源２１のスイッチングによる電力ロスをより少なくさせることが可能となる。

また、上記実施形態では、被充電体として二次電池を例に説明したが、被充電体は、直流で充電されるものであれば、二次電池に限定されるものではなく、畜電器（例えば、電気二重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタなど）であってもよい。また、上記実施形態では、被充電体を充電する充電装置について説明したが、本発明は、直流で電力の供給を受ける負荷に対して、交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を定電流制御もしくは定電圧制御で負荷に供給する直流電力供給装置に広く適用できる。

１ 非接触電力伝送システム
２ 送電装置
２１ 高周波電源（電力発生手段）
２１１ 整流回路
２１２ 高周波インバータ回路
２１３ 電力検出器
２２ インピーダンス整合器（インピーダンス調整手段）
２３ 送電部
２３１ インダクタ
２３２ キャパシタ
２４、２４’ 制御部（制御手段）
２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｆ 加算器
２４Ｃ、２４Ｄ、２４Ｇ 誤差増幅部
２４Ｅ 制御切換部
２４Ｈ キャリア条件設定部
２４Ｉ キャリア信号発生部（キャリア信号発生手段）
２４Ｊ、２４Ｊ’ 比較部（比較手段）
２４Ｋ 高周波条件設定部
２４Ｌ、２４Ｌ’ 高周波信号発生部（高周波信号発生手段）
２４Ｍ ドライブ信号発生部（ドライブ信号発生手段）
２４Ｎ 出力停止制御部
２４Ｐ 乗算部（高周波信号発生手段）
２５、３５ 通信ユニット
３ 受電装置
３１ 受電部
３１１ インダクタ
３１２ キャパシタ
３２ 整流平滑回路（電力変換手段）
３３ 電圧・電流検出器（検出手段）
３４ バッテリ（負荷）
４ 充電装置

Claims (11)

1. 高周波インバータを有し、高周波交流電力を出力する電力発生手段と、
   前記高周波交流電力を直流電力に変換し、負荷に供給する電力変換手段と、
   前記負荷に供給される直流電力に関する電気的な物理量を検出する検出手段と、
   前記高周波交流電力の周波数より低い周波数のパルス信号を発生させ、発生させた前記パルス信号に基づき、前記電力発生手段から出力される高周波交流電力を、前記高周波交流電力が第１レベルになる第１期間と前記高周波交流電力が前記第１レベルより低い第２レベルになる第２期間とを前記パルス信号の周波数で交互に繰り返すパルス状の高周波交流電力にし、前記検出手段により検出される物理量が所定の目標値となるように、前記パルス信号の波形を調整することで、前記電力発生手段を制御する制御手段と、
   を備え、
   前記電力発生手段は、前記高周波交流電力の周波数と同一周波数の高周波信号に基づき、入力される電力を前記高周波交流電力に変換する第１のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路に入力する電力のレベルを、前記パルス信号に基づき、前記第１レベルと前記第２レベルとで切り替える第２のスイッチング回路と、を有しており、
   前記制御手段は、前記第１のスイッチング回路に前記高周波信号を入力し、前記第２のスイッチング回路に前記パルス信号を入力することで、前記電力発生手段から出力される高周波交流電力を前記パルス状の高周波交流電力にする、
   ことを特徴とする直流電力供給装置。
2. 前記電力発生手段は、
   交流電力を整流し、直流電圧を発生させる整流回路と、
   前記整流回路から入力される直流電圧を、前記第１レベルの直流電圧と前記第２レベルの直流電圧とに分圧する複数のコンデンサと、
   をさらに有しており、
   前記第２のスイッチング回路は、前記パルス信号に基づき、前記第１レベルの直流電圧を前記第１のスイッチング回路に印加する状態と前記第２レベルの直流電圧を前記第１のスイッチング回路に印加する状態とを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電力供給装置。
3. 前記制御手段は、前記検出手段により検出される物理量と前記目標値との差分に基づき、前記パルス信号のパルス幅を調整する、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流電力供給装置。
4. 前記制御手段は、
   前記検出手段により検出される物理量と前記目標値との差分を算出し、当該差分情報を示す差分信号を発生する差分信号発生手段と、
   キャリア信号を発生させるキャリア信号発生手段と、
   前記差分信号と前記キャリア信号を比較し、その比較結果に基づき前記パルス信号を発生させる比較手段と、
   前記高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
   を含んでおり、
   前記比較手段が発生させた前記パルス信号を前記第２のスイッチング回路に入力し、前記高周波信号発生手段が発生させた前記高周波信号を前記第１のスイッチング回路に入力する、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の直流電力供給装置。
5. 前記比較手段は、前記差分信号が前記キャリア信号より大きいときは、前記第１レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力されるようにし、一方、前記差分信号が前記キャリア信号以下のときは、前記第２レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力されるように、前記パルス信号を生成する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の直流電力供給装置。
6. 前記制御手段は、前記第１レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力される期間が、一定となり、前記第２レベルの電力が前記第１のスイッチング回路に入力される期間が、前記検出手段により検出される物理量と前記目標値との差分に基づき変化するように、前記パルス信号を生成する、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流電力供給装置。
7. 前記検出手段で検出される物理量は、前記パルス信号の所定周期ごとの平均値である、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか一項に記載の直流電力供給装置。
8. 前記検出手段で検出される物理量は、直流電流、直流電圧、あるいは、直流電力のうち少なくとも１つである、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか一項に記載の直流電力供給装置。
9. 前記電力発生手段と前記電力変換手段の間に設けられ、前記電力発生手段の出力端における反射波電力が所定値以下となるように、前記出力端から前記負荷側をみたインピーダンスを調整するインピーダンス調整手段を、さらに備える、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか一項に記載の直流電力供給装置。
10. 前記インピーダンス調整手段と前記電力変換手段との間に互いに磁気結合された一対のコイルが設けられ、前記電力発生手段から出力された交流電力が前記一対のコイルを介して非接触で前記電力変換手段に伝送される、
    ことを特徴とする請求項９に記載の直流電力供給装置。
11. 前記負荷は、二次電池または蓄電器である、
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１０のいずれか一項に記載の直流電力供給装置。

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