JP2014143776A - ワイヤレス受電装置、ワイヤレス送電装置、およびワイヤレス給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】可変キャパシタの等価静電容量を所望の大きさに調整することができ、送受電コイル間の給電を高効率に行えるワイヤレス給電装置を提供する。
【解決手段】受電コイルＬ２と可変キャパシタＣ２とを備え、可変キャパシタＣ２は、第１のキャパシタＣ２ａを備えるとともに、第２のキャパシタＣ２ｂと直列に接続されたスイッチ１１とを第１のキャパシタＣ２ａに対して並列に接続されて構成され、かつ、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを検出し、その検出した端子電圧Ｖｄの大きさに基づいてスイッチ１１のオン時とオフ時の端子電圧Ｖｄが共に同じ値となるタイミングでスイッチ１１をオン／オフ制御する制御手段６〜１０を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は電磁誘導方式や磁界共鳴方式のワイヤレス受電装置、ワイヤレス送電装置、およびワイヤレス給電装置に関するものである。

ワイヤレス給電は、非接触給電とも呼ばれ、送電コイルで発生させた磁界を利用して、空間を隔てて配置された受電コイルに電力を伝送するものである。一般に、ワイヤレス給電方式として、電磁誘導方式と磁界共鳴方式が知られているが、最近では電磁誘導方式と磁界共鳴方式は同一の原理に基づくものであるため、磁界共鳴方式は電磁誘導方式の一形態として扱われている。したがって、この発明においても、特に電磁誘導方式と磁界共鳴方式は区別せず同一のものとして扱う。

ワイヤレス給電では、受電コイルにキャパシタを接続して共振回路を形成した受電回路が用いられる。この場合、受電回路の共振周波数を送電コイルで発生させた磁界の周波数に合わせることで高効率の電力伝送を可能にするため、キャパシタには可変キャパシタを用いて共振周波数を制御する技術が必要とされている。

そこで、下記の特許文献１記載の従来のワイヤレス給電装置では、第１のキャパシタと、第２のキャパシタとスイッチを直列に接続したものを並列に接続して可変キャパシタを構成し、この可変キャパシタを送電コイルあるいは受電コイルに直列に接続することで送電回路または受電回路としている。この場合、特許文献１の記載では、可変キャパシタの等価静電容量Ｃは、第１のキャパシタの静電容量をＣ１、第２のキャパシタの静電容量をＣ２、スイッチのオン時間の割合、すなわちデューティ比をｄとすると、次の式（１）で表されるとしている。

上記の従来技術では、送電回路または受電回路に用いられるスイッチは、送電コイルまたは受電コイルに流れる電流の振幅が最大となるタイミングが、スイッチのオン期間に含まれるようにオン／オフ制御される。特に、送電コイルまたは受電コイルに流れる電流の振幅が最大となるタイミングが、スイッチのオン期間の中心と一致することが最も望ましいとされている。また、スイッチのデューティ比は、送電コイルで発生させる磁界の周波数と、送電コイルまたは受電コイルのインダクタンスおよび可変キャパシタの等価静電容量Ｃから算出される共振周波数とが互いに一致するように、式（１）に基づいて決定される。すなわち、磁界の周波数に応じて一義的に決定されるデューティ比ｄでもってスイッチのスイッチング動作を制御している。

特開２０１２−５５１５７号公報

上記の特許文献１記載の従来技術では、第１のキャパシタと、第２のキャパシタとスイッチを直列に接続したものを並列に接続して構成された可変キャパシタを用い、そのスイッチングのデューティ比を変化させることで、式（１）に示した所望の等価静電容量Ｃが得られるとしている。

しかし、本発明者らの研究によれば、特許文献１に記載された通りにスイッチのオン／オフ制御を行っても、可変キャパシタの等価静電容量Ｃは所望の大きさとはならず、効率良く給電できない場合があることが分かった。

また、特許文献１には、送電コイルまたは受電コイルに対して可変キャパシタを直列に接続した構成は記載されているが、受電コイルに対して可変キャパシタを並列に接続した構成の受電回路については何ら提示されておらず、特許文献１に記載された通りに受電コイルに流れる電流に基づいてスイッチのオン期間を制御したのでは、可変キャパシタの等価静電容量が所望の大きさとはならず、効率良く給電できない場合があることが分かった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、可変キャパシタのスイッチのオン／オフのタイミングとオン期間の長さを適切に制御することにより、所望の等価静電容量を得ることができる可変キャパシタを用いたワイヤレス受電装置、ワイヤレス送電装置、およびワイヤレス給電装置を得ることを目的としている。

この発明に係るワイヤレス受電装置は、受電コイルと可変キャパシタとを備え、上記可変キャパシタは、第１のキャパシタを備えるとともに、第２のキャパシタと直列に接続されたスイッチとを上記第１のキャパシタに対して並列に接続されており、かつ、上記可変キャパシタの端子電圧を検出し、その検出した端子電圧の大きさに基づいて上記スイッチのオン時とオフ時の上記端子電圧が共に同じ値となるタイミングで上記スイッチをオン／オフ制御する制御手段を備えている。また、ワイヤレス送電装置の場合には、上記の受電コイルに代えて送電コイルが使用される。また、この発明に係るワイヤレス給電装置は、上記の構成を有するワイヤレス受電装置とワイヤレス送電装置の少なくとも一方の装置を用いることで構成される。

この発明によれば、可変キャパシタのスイッチのオン／オフのタイミングとオン期間の長さを適切に制御することにより、可変キャパシタの等価静電容量を所望の大きさに調整することができ、送受電コイル間の給電を高効率に行えるワイヤレス受電装置、ワイヤレス送電装置、およびワイヤレス給電装置を得ることができるといった、従来にない顕著な効果を奏することができる。

この発明の実施の形態１におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図である。 図１のワイヤレス給電装置の可変キャパシタで使用するスイッチの具体的な構成の一例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１におけるワイヤレス給電装置の他の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１におけるワイヤレス給電装置のさらに他の構成を示す回路図である。 図１に示すワイヤレス給電装置の制御器における規格化電圧Ｖｃと送受電コイル間の効率との関係の実験結果を示す特性図である。 図１に示すワイヤレス給電装置の可変キャパシタで使用するスイッチをオン／オフするゲート信号のデューティ比と送受電コイル間の効率との関係の実験結果を示す特性図である。 図１に示すワイヤレス給電装置について、実験結果に基づくコイル間効率の最大値と理論上のコイル間効率の最大値とを比較した特性図である。 図１に示すワイヤレス給電装置について、可変キャパシタで使用するスイッチのデューティ比と可変キャパシタの等価静電容量との関係を示す特性図である。 図１に示す構成のワイヤレス給電装置について、可変キャパシタの端子電圧の波形、受電コイルに流れる電流、およびスイッチに入力されるゲート信号の相互の関係を示すタイムチャートである。 図１に示すワイヤレス給電装置について、負荷の抵抗が異なる場合の最適な規格化電圧Ｖｃを比較した特性図である。 この発明の実施の形態２におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図である。 図１１のワイヤレス給電装置の制御器における規格化電圧Ｖｃと送受電コイル間の効率との関係の実験結果を示す特性図である。 図１１のワイヤレス給電装置の可変キャパシタで使用するスイッチをオン／オフするゲート信号のデューティ比と送受電コイル間の効率との関係の実験結果を示す特性図である。 図１１のワイヤレス給電装置について、実験結果に基づくコイル間効率の最大値と理論上のコイル間効率の最大値とを比較した特性図である。 図１１のワイヤレス給電装置について、可変キャパシタで使用するスイッチのデューティ比と可変キャパシタの等価静電容量との関係を示す特性図である。 この発明の実施の形態１に示した構成（並列共振型）のワイヤレス給電装置と、実施の形態２で示した構成（直列共振型）のワイヤレス給電装置について、コイル間効率が最適時のスイッチのデューティ比を比較して示す特性図である。 図１１に示すワイヤレス給電装置について、可変キャパシタの端子電圧の波形、受電コイルに流れる電流、およびスイッチに入力されるゲート信号の相互の関係を示すタイムチャートである。 図１１に示すワイヤレス給電装置について、負荷の抵抗が異なる場合の最適な規格化電圧Ｖｃを比較した特性図である。 この発明の実施の形態３におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図である。
この実施の形態１のワイヤレス給電装置は、ワイヤレス送電装置（以下、単に送電装置という）１と、ワイヤレス受電装置（以下、単に受電装置という）２から構成されている。

送電装置１は、数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚあるいは数ＭＨｚの高周波電力を出力する高周波電源３、キャパシタＣ１、および送電コイルＬ１を備えている。送電コイルＬ１はリッツ線などの導線で形成したコイルであり、ここでは導線の電気抵抗をＲ１として送電コイルＬ１に直列接続された状態で示している。

なお、図１ではキャパシタＣ１と送電コイルＬ１を直列に接続した場合について示しているが、並列に接続してもよい。また、キャパシタＣ１は、送電コイルＬ１とは別体の部品であってもよいが、高周波電源３の駆動周波数ｆが数ＭＨｚである場合には、送電コイルＬ１が有する自己キャパシタンスであってもよい。

一方、受電装置２は、受電コイルＬ２、可変キャパシタＣ２、整流回路４、および負荷５を備えている。
受電コイルＬ２は、送電コイルＬ１の場合と同様、その導線の電気抵抗をＲ２とし受電コイルＬ２に直列接続された状態で示している。受電コイルＬ２と可変キャパシタＣ２は並列に接続され、受電コイルＬ２のインダクタンスと可変キャパシタＣ２のキャパシタンスとで並列共振回路を構成している。そして、この並列共振回路から出力される交流電力は、整流回路４によって直流電力に変換されて負荷５に供給される。負荷５は、例えば充電回路と充電池、あるいは電気機器などである。

上記の可変キャパシタＣ２は、第１のキャパシタＣ２ａを備えるとともに、この第１のキャパシタＣ２ａに対して、第２のキャパシタＣ２ｂとスイッチ１１を直列に接続したものを、並列に接続して構成されている。スイッチ１１は、双方向に電流を流すことができるスイッチであり、後述のゲート回路１０からのゲート信号Ｖｇによってオン／オフ制御される。

図２は上記のスイッチ１１を半導体素子で実現する一例を示したものである。
このスイッチ１１は、図２（ａ）に示すように、例えば２個のＭＯＳＦＥＴを直列に接続して構成したり、図２（ｂ）に示すように２個のＩＧＢＴを並列に接続して構成したりすることができるが、これに限らず他の構成であってもよい。

上記の可変キャパシタＣ２は、後述の電流検出器７の一部を構成するカレントトランス７ａの１次側に直列に接続され、受電コイルＬ２とは並列に接続された構成となっている。すなわち、カレントトランス７ａの１次側は１ターンであり、単なる導線と考えることができるので、実質的に可変キャパシタＣ２と受電コイルＬ２が並列に接続されることになる。

また、この実施の形態１において、受電装置２は、電圧検出器６、電流検出器７、制御器８、比較器９、およびゲート回路１０を備えている。そして、これらの回路６〜１０が特許請求の範囲における制御手段に対応している。また、電流検出器７と制御器８が特許請求の範囲における基準電圧設定手段に対応している。

電圧検出器６は、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを検出し、この端子電圧Ｖｄを制御手段の各回路で取扱いできる大きさに縮小して全波整流した波形（脈流）の検出電圧Ｖａを出力するものであり、ここでは分圧回路６ａ、加減算器６ｂ、整流器６ｃ、および加減算器６ｄからなる。

分圧回路６ａは、可変キャパシタＣ２の両端にそれぞれ接続された直列抵抗からなり、この分圧回路６ａによって、可変キャパシタＣ２の一端と他端のそれぞれの電圧が１／ｎ（ｎは直列抵抗の比によって決定する任意定数）の大きさの電圧に変換され、次段の加減算器６ｂに入力される。

加減算器６ｂは、分圧回路６ａから出力された可変キャパシタＣ２の一端と他端の電圧の差を演算し、その結果を可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄとして出力する。なお、ここでは加減算器６ｂはオペアンプを用いているが、これに限るものではない。なお、加減算器６ｂから出力される端子電圧Ｖｄの値は、可変キャパシタＣ２の両端の実際の大きさの差電圧ではなく、制御手段の各回路で取扱いできる大きさに縮小（１／ｎ倍）された差電圧である。また、可変キャパシタＣ２の両端には交流電圧が生じるので、加減算器６ｂから出力される端子電圧Ｖｄも、可変キャパシタＣ２の両端に生じる交流電圧波形を１／ｎに縮小した交流電圧波形である。そして、加減算器６ｂからの出力は次段の整流器６ｃに入力される。

整流器６ｃは、ダイオードＤｃにより正電圧側と負電圧側に分けて整流される。すなわち、整流器６ｃの一方の出力（図１では上側）からは半波整流された負電圧波形が出力され、他方の出力（図１では下側）からは半波整流された正電圧波形が出力される。そして、これら整流器６ｃからの出力は次段の加減算器６ｄに入力される。

加減算器６ｄは、半波整流された正電圧波形と半波整流された負電圧波形の差を検出電圧Ｖａとして出力する。したがって、この加減算器６ｄから出力される検出電圧Ｖａの波形は、正電圧のみの全波整流波形（脈流）となる。

このように、電圧検出器６は、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを制御手段の各回路で取扱いできる大きさに縮小して正電圧のみの全波整流された波形（脈流）の検出電圧Ｖａを生成する。そして、この電圧検出器６からの検出電圧Ｖａが次段の比較器９の一方の入力端子（図１では−側）に入力される。

なお、ここで示した電圧検出器６の構成は一例であり、電圧検出器６は可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄ波形を全波整流して制御手段の各回路で取扱える大きさに変換して出力するものであれば他の構成であってもよい。

上記のように、電圧検出器６で生成された検出電圧Ｖａは、比較器９の一方の入力端子（図１では−側）に入力され、また、この比較器９の他方の入力端子（図１では＋側）には、検出電圧Ｖａの比較基準となる基準電圧Ｖｔが入力される。なお、この基準電圧Ｖｔを生成するための構成、およびその必要性については後に詳述する。

比較器９は、検出電圧Ｖａと基準電圧Ｖｔの大小関係に応じてスイッチ１１をオン／オフするための制御信号Ｓｇを出力する。すなわち、比較器９は、検出電圧Ｖａが基準電圧Ｖｔより小さいとき（Ｖａ＜Ｖｔ）には、ハイレベルの制御信号Ｓｇ（デジタル信号の“１”）を出力し、また、検出電圧Ｖａが基準電圧Ｖｔよりも大きいとき（Ｖａ＞Ｖｔ）には、ローレベルの制御信号Ｓｇ（デジタル信号の“０”）を出力する。そして、この制御信号Ｓｇは次段のゲート回路１０に入力される。

ゲート回路１０は、この制御信号Ｓｇに応じてスイッチ１１をオン／オフするためのゲート信号Ｖｇを出力する。すなわち、制御信号Ｓｇがハイレベル（デジタル信号の“１”）の場合にはスイッチ１１をオンし、逆に制御信号Ｓｇがローレベル（デジタル信号の“０”）の場合にはスイッチ１１をオフにするゲート信号Ｖｇを出力する。そして、このゲート信号Ｖｇによってスイッチ１１がオン／オフされる。

このことは、基準電圧Ｖｔの大きさがスイッチ１１のオン／オフのタイミングを決定するものであって、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄに比例する検出電圧Ｖａの絶対値が、基準電圧Ｖｔ以下である場合にスイッチ１１がオンされることを意味する。

なお、検出電圧Ｖａの絶対値が基準電圧Ｖｔ以下である場合にスイッチ１１がオンされるのであれば、比較器９およびゲート回路１０は、上記とは逆論理によってスイッチ１１をオン／オフ制御するように構成することも可能である。

検出電圧Ｖａの比較基準となる上述の基準電圧Ｖｔは、電流検出器７と制御器８とによって、次のようにして生成される。

電流検出器７は、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの大きさを検出し、その検出電流を平均化した大きさに比例した直流電圧Ｖｂを生成するものであり、カレントトランス７ａと平均化回路７ｂとからなる。

可変キャパシタＣ２と電流検出器７のカレントトランス７ａの１次側は直列に接続されているので、可変キャパシタＣ２を流れる電流Ｉｄと同じ大きさの電流がカレントトランス７ａの１次側に流れる。そうすると、カレントトランス７ａの二次側には、１次側に流れる電流に比例する大きさの電圧が発生し、これが次段の平均化回路７ｂに入力される。

カレントトランス７ａの二次側から出力される電圧波形は交流電圧波形である。この交流電圧波形が、平均化回路７ｂの入力端に設けられたダイオードＤｂにより半波整流波形に変換され、抵抗ＲｂとキャパシタＣｂからなるローパスフィルタに入力される。これにより、平均化回路７ｂからは可変キャパシタＣ２を流れる電流Ｉｄの大きさを平均化した大きさに比例した直流電圧Ｖｂが出力される。こうして、電流検出器７により生成された直流電圧Ｖｂは、次段の制御器８に入力される。

なお、平均化回路７ｂは、上記の構成に限らず、例えばカレントトランス７ａから出力される電圧波形を全波整流波形に変換したのちに平均化して直流電圧Ｖｂを出力するものであってもよい。

制御器８は、可変電圧設定器８ａと乗算器８ｂとからなり、電流検出器７で生成された上記の直流電圧Ｖｂに対して、可変電圧設定器８ａから出力される規格化電圧Ｖｃを乗算器８ｂで乗算し、その乗算した結果を前述の基準電圧Ｖｔ（＝Ｖｂ×Ｖｃ）として出力する。

次に、直流電圧Ｖｂに規格化電圧Ｖｃを乗算し、これにより得られた基準電圧Ｖｔを検出電圧Ｖａと比較することで、ゲート信号Ｖｇを生成する理由について説明する。

後述の検証結果から一層明確になるように、高周波電源３の駆動周波数ｆに応じて、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２のコイル間効率が最大となる適切な共振周波数が存在するので、受電装置２の可変キャパシタＣ２の等価静電容量をその適切な共振周波数が得られるように調整する必要がある。この場合、可変キャパシタＣ２の等価静電容量は、スイッチ１１をオン／オフ制御するゲート信号Ｖｇのデューティ比によって調整することができる。

ここで、可変キャパシタＣ２の等価静電容量が変化すると、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄが変化する。したがって、可変キャパシタＣ２が所望の等価静電容量になるようにゲート信号Ｖｇのデューティ比が変更される場合でも、常に適切なタイミングでスイッチ１１のオン／オフが行われるようにするには、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに応じて、スイッチ１１のオンとオフのタイミングを決定する基準電圧Ｖｔの大きさを変更する必要がある。

そのため、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさの変化に追従して基準電圧Ｖｔの大きさも変化するように、そのパラメータとして、ここでは、電流検出器７で可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄを検出してその電流値の平均値である直流電圧Ｖｂを求める。その場合、可変キャパシタＣ２の等価静電容量の変化に応じて、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの値も変化するので、直流電圧Ｖｂの大きさも変化する。

そこで、次に、制御器８でこの直流電圧Ｖｂに規格化電圧Ｖｃを乗算することにより、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに対して基準電圧Ｖｔの大きさが常に所定の割合になるようにしている。したがって、この場合、直流電圧Ｖｂに乗算する規格化電圧Ｖｃは、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに対して基準電圧Ｖｔの大きさが常に所定の割合になるように決めるための一種の比例係数に相当する。

これにより、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに応じて、スイッチ１１のオンとオフのタイミングを決定する基準電圧Ｖｔの大きさも変更されるので、常に適切なタイミングでスイッチ１１のオン／オフが行われることになる。

このようにすれば、スイッチ１１がオンする際の可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさと、スイッチ１１がオフする際の可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさとが常に一致するようになるので、第１のキャパシタＣ２ａから第２のキャパシタＣ２ｂに電荷が放電したり、あるいはその逆に第２のキャパシタＣ２ｂから第１のキャパシタＣ２ａに電荷が放電したりする不具合が無くなり、可変キャパシタＣ２が所望の等価静電容量として機能することになる。

なお、制御器８は、図１に示したような乗算器８ｂに限られるものではなく、例えば、マイコンなどの演算処理装置を用いて、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの値を計測し、それに応じて演算処理装置内のプログラムによる処理によって基準電圧Ｖｔを決定するものであってもよい。

前述の説明から分かるように、スイッチ１１のオンとオフのタイミングを決定する基準電圧Ｖｔの大きさは、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに応じて変更できればよい。したがって、必ずしも図１に示したように、可変キャパシタＣ２の電流値の平均値に比例した直流電圧Ｖｂを制御器８に入力する必要はなく、例えば、図３あるいは図４に示す構成とすることも可能である。

すなわち、図３の構成では、基準電圧Ｖｔを生成する場合に、電圧検出器６により可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに対応して得られる検出電圧Ｖａをローパスフィルタからなる平均化回路７ｂに入力し、この検出電圧Ｖａを平均化することで直流電圧Ｖｂを生成し、この直流電圧Ｖｂを制御器８に入力している。つまり、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの平均値に比例した電圧を直流電圧Ｖｂとして制御器８に入力して基準電圧Ｖｔを生成している。

なお、制御器８が高速ＡＤ変換可能な演算処理装置である場合には、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの値や端子電圧Ｖｄを平均化処理せずに制御器８に直接入力し、制御器８の演算処理装置内のプログラムによる処理で基準電圧Ｖｔを決定してもよい。あるいは、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄや可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの最大値を検出するピーク検出回路などにより最大値を検出し、この値に基づいて基準電圧Ｖｔを決定してもよい。

また、図４の構成では、基準電圧Ｖｔを生成する場合に、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの値や可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄをモニタせず、制御器８の可変電圧設定器８ａにより可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに応じて予め設定した電圧を直接に基準電圧Ｖｔとして比較器９に入力している。

高周波電源３の入力電力がほぼ一定、あるいは負荷５での消費電力がほぼ一定などの場合には、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさの変化も限られるので、基準電圧Ｖｔを生成する際に、図１や図３に示したような可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの値や端子電圧Ｖｄをモニタする手段を省略することが可能である。また、入力電力や消費電力が変化する場合であっても、その情報を制御器８に入力して、制御器８が演算処理して適切な基準電圧Ｖｔを出力してもよい。

なお、図４に示す構成において、電圧検出器６は、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを全波整流して得られる検出電圧Ｖａを比較器９の一端に入力するもので、電圧検出回路６ｅと絶対値回路６ｆから構成されている。

この場合、電圧検出回路６ｅは、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを検出して制御手段の各回路で扱える大きさに変化するもので、例えば図１に示したような分圧回路６ａと加減算器６ｂで構成することができるが、その他の構成であってもよい。以後、電圧検出回路６ｅを図４に示す記号で表現する場合の機能はここで述べたものと同一とする。

また、絶対値回路６ｆは、電圧検出回路６ｅから出力される電圧波形を全波整流する一種の全波整流回路であり、例えば図１に示したような整流器６ｃと加減算器６ｄで構成することができるが、その他の構成であってもよい。以後、絶対値回路６ｆを図４に示す記号で表現する場合の機能は、ここで述べたものと同一とする。

次に、この実施の形態１（図１）の構成を備えたワイヤレス給電装置について、回路シミュレーションを用いた実験結果について説明する。

実験では図１に示した構成のワイヤレス給電装置について、回路シミュレーションによりその動作を検証した。
この回路シミュレーションにおいて、送電コイルＬ１のインダクタンスを２８１μＨ、抵抗Ｒ１を１５１ｍΩ、受電コイルＬ２のインダクタンスを３５．９μＨ、抵抗Ｒ２を３５ｍΩとした。これらは、実際に作製した送電コイルＬ１と受電コイルＬ２（以下、両コイルＬ１、Ｌ２を略称するときには送受電コイルという）の３０ｋＨｚのときのインピーダンスを測定した結果と同じである。また、送受電コイルＬ１、Ｌ２の結合係数ｋを０．１５とした。また、可変キャパシタＣ２の第１のキャパシタＣ２ａの静電容量を０．２２μＦ、第２のキャパシタＣ２ｂの静電容量を０．６８μＦとした。

送電装置１のキャパシタＣ１と送電コイルＬ１のインダクタンスとの共振周波数が高周波電源３の駆動角周波数ω（ω＝２πｆ）と同じものとすれば、キャパシタＣ１の静電容量は、同じ符号Ｃ１を用いると、次の式（２）で求めることができる。

また、負荷５は抵抗とし、その抵抗値をＲｍａｘとすると、この抵抗値Ｒｍａｘは次の式（３）で与えられる。

ここで、Ｑ１＝ω・Ｌ１／Ｒ１、Ｑ２＝ω・Ｌ２／Ｒ２であり、それぞれ送受電コイルＬ１、Ｌ２のＱファクターと呼ばれる。

式（３）で与えられた抵抗値Ｒｍａｘは、電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）（ＩＥＥＪ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）Ｖｏｌ．１３２ Ｎｏ．１ｐｐ．１２３−１２４（以下、先行技術文献２という）に記載された、並列共振型のワイヤレス給電装置において、コイル間効率が最大となる負荷抵抗の大きさである。また、同文献にはそのときの送受電コイルＬ１、Ｌ２間の最大効率ηｍａｘが次式で表されると記載されている。

また、回路シミュレーションによる実験では、制御部分を除く送受電系の抵抗は、送電コイルＬ１の抵抗Ｒ１、受電コイルＬ２の抵抗Ｒ２、負荷５の抵抗Ｒｍａｘのみであり、スイッチ１１やキャパシタなどには抵抗は無く損失はないものとした。すなわち、実験により正しく可変キャパシタＣ２の静電容量を変化させて受電装置２の共振周波数を高周波電源３の駆動周波数ｆに合わせることができれば、式（４）で与えられるコイル間の最大効率ηｍａｘが得られることになる。

図５は、上述の条件の下で、高周波電源３の駆動周波数ｆを２９ｋＨｚ〜５０ｋＨｚまで変化させたときの、制御器８の規格化電圧Ｖｃと送受電コイルＬ１、Ｌ２のコイル間効率との関係を示した実験結果である。また、図６は図５に基づく実験において、ゲート信号Ｖｇのデューティ比とコイル間効率との関係を示した実験結果である。

図５から分かるように、コイル間効率は、規格化電圧Ｖｃによって変化し、各駆動周波数ｆにおいて個別の規格化電圧Ｖｃで最大のコイル間効率を得ている。そして、規格化電圧Ｖｃの大きさによって基準電圧Ｖｔの大きさが変わるため、スイッチ１１のデューティ比が変化することは上述した。そして、図６から明らかなように、駆動周波数ｆ毎にコイル間効率が最大となるデューティ比が存在するので、高周波電源３の駆動周波数ｆが変化した場合には、これに応じてゲート信号Ｖｇのデューティ比を変化させて可変キャパシタＣ２の等価静電容量を調整することで、コイル間効率を最大にできることが分かる。

次に、上記のようにゲート信号Ｖｇのデューティ比を変化させて可変キャパシタＣ２の等価静電容量を調整して受電装置２の共振周波数を高周波電源３の駆動周波数ｆに合せることでコイル間効率を高めることができるということを確認するため、図５および図６に示した実験結果に基づく各駆動周波数ｆの下での最大のコイル間効率と、式（４）で表された理論上の各駆動周波数ｆの下での最大のコイル間効率とを比較検証した。その結果を図７に示す。

図７から明らかなように、各駆動周波数ｆにおいて理論上の最大のコイル間効率と実験結果で得られる最大のコイル間効率との差は０．３ポイント以下であり、両者は非常によく一致している。すなわち、この発明に記載した方法により、ゲート信号Ｖｇのデューティ比を制御して可変キャパシタＣ２で得られる等価静電容量を調整することにより、受電装置２の共振周波数を高周波電源３の駆動周波数ｆに正しく合わせることができることが分かる。

図８は、ゲート信号Ｖｇのデューティ比と可変キャパシタＣ２の等価静電容量との関係を示したものである。図８の黒丸でプロットしたものが今回の回路シミュレーションの実験結果から得た可変キャパシタＣ２の等価静電容量である。また、図８の黒丸でプロットした実験結果を結んだ近似式を実線で示している。さらに、特許文献１に記載された式（１）から計算されるデューティ比に対する等価静電容量の関係を破線で示している。

次に、送受電コイルＬ１、Ｌ２のコイル間効率が最大となるデューティ比における可変キャパシタＣ２の等価静電容量（図８の黒丸でプロットした値）の求め方について説明する。

図７に示したように、ゲート信号Ｖｇのデューティ比を適切に制御すれば、高周波電源３の駆動周波数ｆに受電装置２の共振周波数を合わせてコイル間効率を理論上の最大効率にすることができる。

受電装置２の共振周波数は、受電コイルＬ２のインダクタンスと可変キャパシタＣ２の等価静電容量から、その共振周波数を計算により求めることができる。いま、高周波電源３の駆動周波数ｆと、受電装置２の共振周波数とが同じ値とする。また、可変キャパシタＣ２の等価静電容量を同じ符号Ｃ２で表すと、図６においてコイル間効率が最大となる各デューティ比における可変キャパシタＣ２の等価静電容量は、次の式（５）により求めることができる。なお、式（５）でω＝２πｆである。

図８の黒丸でプロットした実験結果を結んだ近似式（実線）は、ゲート信号Ｖｇのデューティ比をｄ、第１のキャパシタＣ２ａの静電容量を同じ符号Ｃ２ａで、第２のキャパシタＣ２ｂの静電容量を同じ符号Ｃ２ｂでそれぞれ表すと、次の式（６）となる。

図８から分かるように、実験結果から得られる可変キャパシタＣ２の等価静電容量の近似式は、ｓｉｎの１．７乗の関数であり、特許文献１に記載されたように、可変キャパシタＣ２の等価静電容量はゲート信号Ｖｇのデューティ比に対して１次関数にはならなかった。また、発明者らの研究では、図８ではｓｉｎの１．７乗の近似式で近似したが、必ずしもこの近似式で表されるものではなく、第１のキャパシタＣ２ａと第２のキャパシタＣ２ｂの静電容量の大きさの比や、負荷５の種類によって近似式は異なるものになることが分かっている。

このように、特許文献１に記載のように、可変キャパシタＣ２の等価静電容量がデューティ比に対して１次関数で変化する場合があっても、それはごく限られた場合であって、多くの場合には特許文献１に記載された通りにゲート信号Ｖｇのデューティ比を制御しても、所望の等価静電容量を得ることができないことが分かる。

図９は、今回の回路シミュレーションの実験において、高周波電源３の駆動周波数ｆが４０ｋＨｚのときのコイル間効率が最大となる規格化電圧Ｖｃの下での可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの波形、受電コイルＬ２に流れる電流、およびスイッチ１１に入力されるゲート信号Ｖｇの関係を示すタイムチャートである。なお、図９のグラフでは縦軸の数値を示していないので、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの波形は、可変キャパシタＣ２の両端に印加される実際の端子電圧と解釈してもよいが、以後の説明では、前述のように、図１の分圧回路６ａと加減算器６ｂとによって制御手段の各回路で扱える大きさに縮小された電圧波形とする。

前述したように、制御手段の各回路で扱える大きさに変換された可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄに比例した大きさの検出電圧Ｖａの絶対値が基準電圧Ｖｔよりも小さいときには、ゲート回路１０からはスイッチ１１をオンするためのゲート信号Ｖｇが出力されるので、スイッチ１１がオンになる。そして、スイッチ１１がオンのとき、可変キャパシタＣ２の第１のキャパシタＣ２ａと第２のキャパシタＣ２ｂの合成容量が可変キャパシタＣ２の静電容量となるため、端子電圧Ｖｄの波形の傾きが緩やかである。次に、スイッチ１１がオフ期間になると、第１のキャパシタＣ２ａの静電容量のみが可変キャパシタＣ２の静電容量となるので、端子電圧Ｖｄの波形の傾きが急になり、やがて最大値を迎えて傾きの極性が反転する。続いて、ゲート信号Ｖｇがオフからオンになると、再び第１のキャパシタＣ２ａと第２のキャパシタＣ２ｂの合成容量が可変キャパシタＣ２の静電容量となるため、端子電圧Ｖｄの波形の傾きが緩やかになる。

なお、ゲート信号Ｖｇがオンの期間に第２のキャパシタＣ２ｂに充電された電荷は、ゲート信号Ｖｇがオフの期間はそのまま保持され、再びゲート信号がオンになると保持した電荷を受電コイルＬ２側に放電するので、理論上は、損失は生じないが、実際のワイヤレス給電装置では、スイッチ１１を構成するＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子が抵抗を有するので、これによる損失が発生する。

次に、図９において、ゲート信号Ｖｇのオン期間と可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄ、および受電コイルＬ２に流れる電流波形の関係について検討する。

特許文献１記載の内容では、受電コイルＬ２に流れる電流の振幅が最大のタイミングがゲート信号Ｖｇのオン期間に含まれるのがよく、特に受電コイルＬ２に流れる電流の振幅が最大となるタイミングがゲート信号Ｖｇのオン期間の中心に一致するのがよいと記載されている。

しかし、図９に示した実験結果に基づけば、受電コイルＬ２に流れる電流の振幅が最大となるタイミングは、ゲート信号Ｖｇがオンからオフに切り替わる時刻の付近に位置しており、ゲート信号Ｖｇのオン期間中に含まれているとは明言できない。すなわち、特許文献１に記載された通りに、式（１）に示した適切なデューティ比のゲート信号Ｖｇでスイッチ１１をオン／オフ制御しても、可変キャパシタＣ２の等価静電容量として所望の大きさを得ることができず、所望の特性の装置が得られない。実際に発明者らが行った今回の回路シミュレーションによる実験では、図９のゲート信号Ｖｇと同じデューティ比で、オン期間の中心が受電コイルＬ２に流れる電流の振幅が最大となるタイミングに一致するように調整すると、送受電コイルＬ１、Ｌ２間の効率は低くなった。

その理由は、受電コイルＬ２に流れる電流の振幅が最大となるタイミングをゲート信号Ｖｇのオン期間の中心と一致するようにすると、スイッチ１１がオンからオフになるときの可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄと、スイッチ１１がオフからオンになるときの可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄとが異なった値になるために、スイッチ１１がオンあるいはオフになった瞬間に第１のキャパシタＣ２ａから第２のキャパシタＣ２ｂへ放電したり、あるいはその逆に第２のキャパシタＣ２ｂから第１のキャパシタＣ２ａへ放電したりするので、共振状態が崩れてしまい、送受電コイルＬ１、Ｌ２間の効率が悪くなるものと考えられる。

これに対して、この実施の形態１のワイヤレス給電装置は、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄ（したがって、検出電圧Ｖａ）の大きさを基準電圧Ｖｔの大きさと比較して、ゲート信号を出力しているので、ゲート信号Ｖｇがオンからオフになるタイミングとオフからオンになるタイミングの可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさは同じであり、ゲート信号Ｖｇがオンからオフになった際の第２のキャパシタＣ２ｂに充電された電荷の値と、ゲート信号Ｖｇがオフからオンになった際の第２のキャパシタＣ２ｂに充電された電荷の値が常に同じ値になる。そのため、上記のような第１のキャパシタＣ２ａから第２のキャパシタＣ２ｂに放電したり、あるいはその逆方向に放電したりするといった不具合が生じないので、所望の等価静電容量として機能する可変キャパシタＣ２とすることができる。

図１０は図１の構成のワイヤレス給電装置において、負荷５を抵抗とし、その抵抗値を式（３）で示したＲｍａｘ、Ｒｍａｘの５倍、Ｒｍａｘの０．５倍としたときの各駆動周波数ｆにおいて送受電コイルＬ１、Ｌ２のコイル間効率が最大となるときの制御器８の規格化電圧Ｖｃを示したものである。この場合、制御器８の規格化電圧Ｖｃを０．１刻みで変化させて行った。したがって、各駆動周波数ｆでスイッチ１１のデューティ比が最適となる規格化電圧Ｖｃの大きさには０．１程度の誤差がある。なお、負荷５の抵抗値以外のパラメータは、上記図５〜図９に示した回路シミュレーションによる実験と同一である。また、図１０の縦軸の規格化電圧Ｖｃは、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを電圧検出器６での分圧比率を変化させてどの程度縮小するかによって変化する値であるので、あえて単位は示していない。

図１０から分かるように、負荷５の抵抗値がＲｍａｘ、Ｒｍａｘ×５、Ｒｍａｘ×０．５と変化しても、各駆動周波数ｆにおいて可変キャパシタＣ２の等価静電容量を最適にするための規格化電圧Ｖｃの大きさは、負荷５の抵抗値に影響されず誤差の範囲において略同一である。したがって、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄは、負荷５の消費電力の大きさによっても変化するものの、各駆動周波数ｆに適合した規格化電圧Ｖｃを設定すれば、可変キャパシタＣ２の等価静電容量は常に最適な値となる。

受電装置２の受電コイルＬ２のインダクタンス、可変キャパシタＣ２を構成する第１、第２のキャパシタＣ２ａ、Ｃ２ｂの各静電容量は、予め受電装置２の製作者が知ることができる。そのため、各高周波電源３の駆動周波数ｆに対して可変キャパシタＣ２の等価静電容量が最適となる規格化電圧Ｖｃの値を予め調べ、これを受電装置２の例えば制御器８に設けたメモリなどの記憶手段に記憶しておくことができる。また、送電装置１の高周波電源３の駆動周波数ｆは、受電装置２の受電コイルＬ２や可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの周波数と同一であるので、受電装置２側のみで容易に測定することができる。

すなわち、受電装置２と送電装置１の製作者が異なり、受電装置２側で送電装置１の状態が未知な場合であっても、受電装置２側で送電装置１の駆動周波数ｆを測定し、その駆動周波数ｆに対応した規格化電圧Ｖｃの値を受電装置２の制御器８が持つ記憶手段から読み出せば、送電装置１から最適な状態で電力を受電できるように受電装置２側で可変キャパシタＣ２の等価静電容量を設定することができる。

図１０において、受電装置２の負荷５の抵抗値が異なる場合であっても、規格化電圧Ｖｃは略同一であることから、負荷５として抵抗が変化するような機器が接続されている場合であっても最適に動作されることが分かる。抵抗値が変化するような負荷５とは、例えば電気自動車のバッテリーなど、充放電可能な二次電池や、状況に応じて消費電力が変動する機器などが挙げられる。受電装置２に負荷５として二次電池が接続されており、二次電池を定電力で受電するような場合、二次電池の電圧は充電の進捗状況に応じて変化するから、これに伴って二次電池の抵抗値も変化することになる。

電気自動車にワイヤレス給電装置を適用した場合には、送電装置１と受電装置２は、互いに特定された組合せとなるだけでなく、送受電装置１、２が例えばガソリンスタンドや店舗に設置された場合、送受電装置１、２は不特定の組合せとなる場合が生じる。このような場合、受電装置２が電力を受電する際、送電装置１の高周波電源３の駆動周波数ｆが様々な場合があり得る。このような状況においても、受電装置２の可変キャパシタＣ２の等価静電容量を最適な値に制御して、二次電池の充電状況に応じて二次電池の抵抗値が変化しても、送電装置１の駆動周波数ｆと受電装置２の共振周波数を一致させることができるので、送受電コイルＬ１、Ｌ２間の電力伝送効率を高くしてワイヤレス電力伝送を行うことができる。また、特許文献１に記載されるように、電流波形の振幅の最大となるタイミングとゲート信号Ｖｇがオンとなる期間の中心のタイミングとを合わせるといった複雑な操作が不要となるので、受電装置２を簡略化でき、安価に製作できるといったメリットも得られる。

実施の形態２．
図１１はこの実施の形態２におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図であり、実施の形態１（図１）と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

上記の実施の形態１では、受電装置２の受電コイルＬ２に可変キャパシタＣ２を並列に接続した並列共振型の構成のものについて説明したが、この実施の形態２のワイヤレス給電装置は、受電装置２の受電コイルＬ２に可変キャパシタＣ２を直列に接続した直列共振型の構成となっている。

すなわち、この実施の形態２のワイヤレス給電装置の受電装置２において、可変キャパシタＣ２は、実施の形態１の場合と同様、第１のキャパシタＣ２ａを備えるとともに、この第１のキャパシタＣ２ａに対して、第２のキャパシタＣ２ｂとスイッチ１１とを直列に接続したものを並列に接続して構成されており、この可変キャパシタＣ２が受電コイルＬ２に直列に接続されている。

また、この実施の形態２の受電装置２においても、実施の形態１と同様、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを検出してこれに対応した検出電圧Ｖａを生成する電圧検出器６と、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄをモニタするための電流検出器７を備えている。

電圧検出器６は、可変キャパシタＣ２の電圧波形を検出する電圧検出回路６ｅと、検出した電圧波形を全波整流する絶対値回路６ｆからなり、これらの構成は実施の形態１（図４）と同じ記号で表しており同じ機能をする。

電流検出器７は、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄを検出する電流センサ７ａと、この電流センサ７ａで得られる電流値を平均化する平均化回路７ｂからなる。その場合、電流センサ７ａは、図１１に示すような簡略化した記号で表しているが、具体的には、例えば実施の形態１（図１）と同様なカレントトランスであってもよいし、シャント抵抗であってもよい。また、ホール素子などを用いた他の電流センサであってもよい。

そして、電流検出器７で可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄをモニタし、これにより制御器８の基準電圧Ｖｔの大きさを調整している。すなわち、電流検出器７を構成する電流センサ７ａは、可変キャパシタＣ２と直列に接続されているので、電流センサ７ａには可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄと同じ電流が流れる。そして、電流センサ７ａからは可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄに比例した電圧波形が出力される。この電圧波形は交流であるので、これを絶対値回路７ｂ１とローパスフィルタ７ｂ２からなる平均化回路７ｂで平均化することにより、平均化回路７ｂからは、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの大きさに比例した直流電圧Ｖｂが出力される。そして、制御器８で、この直流電圧Ｖｂに規格化電圧Ｖｃを乗算することにより基準電圧Ｖｔが生成される。

なお、ここでは可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの大きさをモニタして、その大きさに応じて制御器８からの基準電圧Ｖｔを調整する構成としているが、実施の形態１の図３に関して説明したように、基準電圧Ｖｔを生成する上では、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄをモニタしてその大きさに応じて制御器８から出力される基準電圧Ｖｔの大きさを調整してもよい。あるいは、実施の形態１の図４に関して説明したように、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄや電流をモニタせずに、端子電圧Ｖｄの大きさに応じた基準電圧Ｖｔを独自に生成してもよい。

この直列共振型の受電装置２においても、実施の形態１と同様に、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを全波整流して得られる正電圧のみの検出電圧Ｖａと、制御器８からの基準電圧Ｖｔとを比較器９に入力して検出電圧Ｖａと基準電圧Ｖｔを比較する。そして、検出電圧Ｖａが基準電圧Ｖｔより小さいとき（Ｖａ＜Ｖｔ）には、比較器９はハイレベルの制御信号Ｓｇをゲート回路１０に出力し、これに応じてゲート回路１０はスイッチ１１がオンするゲート信号Ｖｇを出力する。また、検出電圧Ｖａが基準電圧Ｖｔよりも大きいとき（Ｖａ＞Ｖｔ）には、比較器９はローレベルの制御信号Ｓｇをゲート回路１０に出力し、これに応じてゲート回路１０はスイッチ１１をオフするゲート信号Ｖｇを出力する。

このように、この実施の形態２の直列共振型の受電装置２においても、実施の形態１に示した並列共振型の受電装置２の場合と同様に、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを検出して得られる検出電圧Ｖａの絶対値が、所定の基準電圧Ｖｔよりも小さいときにスイッチ１１がオンするように制御することで、所望の等価静電容量が得られる可変キャパシタＣ２を実現することができる。

次に、この実施の形態２（図１１）の構成を備えたワイヤレス給電装置について、回路シミュレーションを用いた実験結果について説明する。

この回路シミュレーションにおいて、送電コイルＬ１のインダクタンスを２８１μＨ、抵抗Ｒ１を１５１ｍΩ、受電コイルＬ２のインダクタンスを３５．９ｍＨ、抵抗Ｒ２を３５ｍΩ、送受電コイルＬ１、Ｌ２の結合係数ｋを０．１５とした。また、可変キャパシタＣ２を構成する第１のキャパシタＣ２ａの静電容量を０．１μＦ、第２のキャパシタＣ２ｂの静電容量を０．６８μＦとし、スイッチ１１は抵抗が無いものとした。また、送電装置１のキャパシタＣ１と送電コイルＬ１のインダクタンスとの共振周波数が高周波電源３の駆動周波数ｆと同一になるようにした。さらに、負荷５は抵抗とし、その抵抗値Ｒｍａｘは次の式（７）で示す大きさとした。

ここで、Ｑ１、Ｑ２は送受電コイルＬ１、Ｌ２のＱファクターである。式（７）の抵抗値Ｒｍａｘは、実施の形態１で引用した先行技術文献２に記載された、送受電コイルＬ１、Ｌ２間の効率が最大となる負荷抵抗の抵抗値である。

図１２は、上記の条件の下で、高周波電源３の駆動周波数ｆを３０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚまで変化させたときの、制御器８の規格化電圧Ｖｃと送受電コイルＬ１、Ｌ２のコイル間効率との関係を示した実験結果である。また、図１３は図１２に基づく実験において、ゲート信号Ｖｇのデューティ比とコイル間効率との関係を示した実験結果である。

図１２から分かるように、実施の形態１の実験結果と同様、コイル間効率は、規格化電圧Ｖｃによって変化し、各駆動周波数ｆにおいて個別の規格化電圧Ｖｃで最大のコイル間効率を得ている。また、図１３から明らかなように、駆動周波数ｆ毎にコイル間効率が最大となるゲート信号Ｖｇのデューティ比が存在するので、高周波電源３の駆動周波数ｆが変化した場合には、これに応じてデューティ比を変化させて可変キャパシタＣ２の等価静電容量を調整することで、コイル間効率を最大にできることが分かる。

なお、図１２、図１３において、３５ｋＨｚ、４０ｋＨｚ、４５ｋＨｚにおいてコイル間効率が最大の規格化電圧Ｖｃより大きいところで、規格化電圧Ｖｃとコイル間効率が不連続になっているが、これは受電装置２の共振が不安定になったためである。しかし、可変キャパシタＣ２の実際の使用では、送電装置１の駆動周波数ｆと受電装置２の共振周波数が一致した状態でコイル間効率が最大となるように使用するので、何ら問題は無い。

図１４は、図１２および図１３に示した実験結果に基づく各駆動周波数ｆの下での最大のコイル間効率と、前述の式（４）で表された理論上の各駆動周波数ｆの下での最大のコイル間効率とを比較検証した結果を示している。

図１４から明らかなように、各駆動周波数ｆにおいて理論上の最大のコイル間効率と実験結果で得られる最大のコイル間効率との差は０．３ポイント以下であり、両者は非常によく一致している。すなわち、この実施の形態２におけるワイヤレス給電装置において、受電装置２が直列共振型の場合であっても、この発明に記載した方法により、ゲート信号Ｖｇのデューティ比を制御して可変キャパシタＣ２で得られる等価静電容量を調整することにより、受電装置２の共振周波数を高周波電源３の駆動周波数ｆに正しく合わせることができることが分かる。

図１５はゲート信号Ｖｇのデューティ比と可変キャパシタＣ２の等価静電容量の関係を示したものである。図１５の黒丸でプロットしたものが今回の回路シミュレーションの実験結果から得た可変キャパシタＣ２の等価静電容量である。また、図８の黒丸でプロットした実験結果を結んだ近似式を実線で示している。さらに、特許文献１に記載された前述の式（１）から計算されるデューティ比に対する等価静電容量の関係を破線で示している。なお、実験結果の近似式は、次の式（８）で表される。

図１５から分かるように、実験結果から得られる可変キャパシタＣ２の等価静電容量の近似式は、ｓｉｎの２乗の関数であり、特許文献１に記載されたような直列共振型のものであっても、可変キャパシタＣ２の等価静電容量はデューティ比に対して１次関数的にはならない場合がある。特許文献１では、第２のキャパシタＣ２ｂは第１のキャパシタＣ２ａに比べて静電容量が小さいため、可変キャパシタＣ２の等価静電容量は、スイッチ１１のオン期間に対して近似的に１次関数で表されると考えたのではないかと推察される。

図１６は、この実施の形態２における受電装置２が直列共振型の場合の実験結果と、実施の形態１で述べた受電装置２が並列共振型の場合の実験結果に基づいて、各駆動周波数ｆにおいて可変キャパシタＣ２の等価静電容量が最適になったときのゲート信号Ｖｇのデューティ比を比較したものである。なお、上記直列共振型と並列共振型の受電装置２における各受電コイルＬ２のインダクタンスは同じであるので、最適時の可変キャパシタＣ２の等価静電容量は、直列共振型も並列共振型も同じである。また、可変キャパシタＣ２の第１のキャパシタＣ２ａと第２のキャパシタＣ２ｂの静電容量の値も同じである。

図１６は、各周波数における可変キャパシタＣ２の等価静電容量は、直列共振型であっても並列共振型であっても、スイッチ１１のオン期間のデューティ比は同じではないことを示している。デューティ比の差は僅かであるので実験結果の誤差とも考えられるが、直列共振型と並列共振型では可変キャパシタＣ２などに流れる電流波形や可変キャパシタＣ２に電圧波形が異なるため、第１、第２のキャパシタＣ２ａ、Ｃ２ｂの充放電のされ方が異なり、図１６のようにデューティ比が異なったとも考えられる。

この結果より、直列共振型であっても並列共振型であっても、可変キャパシタＣ２は使用できるが、可変キャパシタＣ２の等価静電容量は、前述の式（１）のように、第１のキャパシタＣ２ａの静電容量と第２のキャパシタＣ２ｂの静電容量とゲート信号Ｖｇのデューティ比だけでは決定されない可能性があると言える。

図１７は、今回の回路シミュレーションによる実験において、高周波電源３の駆動周波数ｆが４０ｋＨｚのときのコイル間効率が最大となる規格化電圧Ｖｃの下での可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの波形、受電コイルＬ２に流れる電流、およびスイッチ１１に入力されるゲート信号Ｖｇの関係を示すタイムチャートである。

図１７から分かるように、直列共振型の場合でも、可変キャパシタＣ２の動作は実施の形態１で述べた並列共振型の場合と基本的に同じである。ただし、この実施の形態２のような直列共振型の場合には、受電コイルＬ２に流れる電流波形とゲート信号Ｖｇとの関係は、特許文献１に記載されているように、電流波形の振幅が最大となるタイミングがゲート信号Ｖｇのオン期間中のほぼ中心となっている。

図１８は、実施の形態１の場合と同様に、図１１の構成のワイヤレス給電装置において負荷５を抵抗とし、その抵抗値を式（７）で示したＲｍａｘ、Ｒｍａｘの５倍、Ｒｍａｘの０．５倍としたときの、各駆動周波数ｆにおいて送受電コイルＬ１、Ｌ２のコイル間効率が最大となる制御器８の規格化電圧Ｖｃを示したものである。なお、負荷５の抵抗値以外のパラメータは、上記図１２〜図１７に示した回路シミュレーションによる実験と同一である。

図１８から分かるように、この実施の形態２の受電装置２が直列共振型の場合であっても、実施の形態１で述べた並列共振型の受電装置２の場合と同様に、各駆動周波数ｆにおいて最適となる規格化電圧Ｖｃの大きさは負荷５の抵抗値に影響されず略同一である。したがって、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄは、負荷５の消費電力の大きさによっても変化するものの、各駆動周波数ｆに適合した規格化電圧Ｖｃを設定すれば、可変キャパシタＣ２の等価静電容量は常に最適な値となる。

すなわち、実施の形態１で説明したように、予め各駆動周波数ｆにおいて最適となる規格化電圧Ｖｃの大きさを調べておき、受電装置２の例えば制御器８に設けたメモリなどの記憶手段に記憶しておく。そうすることで、駆動周波数ｆが未知の送電装置１から受電装置２が送電を受けた場合でも、その駆動周波数ｆを受電装置２で検知して、記憶手段から最適な規格化電圧Ｖｃを読み出して設定することで、可変キャパシタＣ２の等価静電容量の大きさを最適な値に設定することができる。

実施の形態３．
図１９はこの実施の形態３におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図であり、実施の形態１（図１）と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

前述の実施の形態１では、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを、可変キャパシタＣ２の両端に接続された電圧検出器６により検出する場合について述べたが、この実施の形態３では、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを、整流回路４の出力端で検出するようにしている。なお、この実施の形態３においても、受電装置２の受電コイルＬ２に可変キャパシタＣ２を並列に接続した並列共振型の構成のものである点は、実施の形態１と同じである。

上記実施の形態１、２のワイヤレス給電装置において、整流回路４は全波整流回路、半波整流回路、倍電圧全波整流回路など、その種別を問わないが、この実施の形態３の整流回路４は、ダイオードを４個用いたダイオードブリッジにより構成される全波整流回路である。そして、この整流回路４の出力端には、リアクトルＬ３と電解コンデンサなどのキャパシタＣ３からなる平滑回路１２が接続され、この平滑回路１２の出力端に負荷５が接続されている。また、整流回路４と平滑回路１２との間に整流回路４の出力電圧を検出するための分圧回路６ａが設けられている。

なお、実施の形態１、２のワイヤレス給電装置であっても、整流回路４の出力端には、負荷５の種類によっては平滑回路が接続されるが、実施の形態１、２では平滑回路は必須ではないので、負荷５には平滑回路が含まれているものとした。この実施の形態３においても負荷５が純抵抗として扱える場合には平滑回路１２は無くてもよいが、負荷５がコンバータやインバータなど直流電圧が入力されて動作するような機器の場合には、通常、キャパシタＣ３を有するので、その場合には、この実施の形態３の発明を実施するにはリアクトルＬ３が必須となる。

一般に知られるように、整流回路４の出力端にキャパシタＣ３のみを接続したとき、整流回路４からは脈流の直流電圧が出力されるが、この電圧がキャパシタＣ３の端子電圧以上になったときに整流回路４のダイオードがオンになり、整流回路４からキャパシタＣ３に充電電流が流れる。このような場合、整流回路４から出力される電流は、ダイオードによってオン／オフされ、このとき可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを全波整流した波形を整流回路４の出力端で検出することができない。

これに対して、所定の大きさのリアクトルＬ３を整流回路４とキャパシタＣ３との間に挿入すること、整流回路４から出力される電流が整流回路４のダイオードによってオン／オフされることなく、常に整流回路４から電流が出力される状態で使用できるようになる。整流回路４から電流が常に出力されるためのリアクトルＬ３の大きさは、負荷５の抵抗の大きさによって異なり、負荷５の抵抗が大きいほどリアクトルＬ３のインダクタンスは大きいものが必要になる。リアクトルＬ３のインダクタンスの大きさと負荷５の抵抗の大きさとの関係は回路設計手法により求めることができるので、ここでは詳しく述べないが、負荷５の抵抗が変動する場合であっても、負荷５の抵抗が最大のときに整流回路４から電流が常に出力されるように設計すればよい。

この実施の形態３において、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄは、整流回路４により全波整流され、分圧回路６ａによって制御手段の各回路で扱える大きさの検出電圧Ｖａに変換された後、比較器９の一方の入力端子に入力される。また、この検出電圧Ｖａは、ローパスフィルタからなる平均化回路７ｂに入力されて平均化されることにより、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄを全波整流した電圧の大きさに比例した直流電圧Ｖｂが生成される。そして、実施の形態１で述べたように、この直流電圧Ｖｂは制御器８に入力され、制御器８からは基準電圧Ｖｔが出力されて比較器９の他方の入力端子に入力される。これにより、比較器９からは、スイッチ１１のオンとオフを制御するための制御信号Ｓｇが出力される。

なお、この実施の形態３の場合でも、基準電圧Ｖｔを生成する上では、実施の形態１（図１）のように、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄの大きさに比例した電圧を検出して直流電圧Ｖｂを生成し、これを制御器８に入力してもよく、また、実施の形態１（図４）のように、可変キャパシタＣ２に流れる電流Ｉｄや端子電圧Ｖｄをモニタする回路を省略してもよい。
その他の構成、および作用は実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

以上のように、この実施の形態３では、ダイオードブリッジで構成された整流回路４の出力電圧を分圧回路６ａで検出することで、可変キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｄの大きさに対応した検出電圧Ｖａを生成してスイッチ１１をオン／オフ制御する構成とすることにより、実施の形態１に記載した場合と同様の作用、効果が得られる。

実施の形態４．
図２０はこの実施の形態４におけるワイヤレス給電装置の構成を示す回路図であり、実施の形態１（図１）と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

上記各実施の形態１〜３のワイヤレス給電装置では、可変キャパシタＣ２を受電装置２に設けた構成について説明したが、この実施の形態４のワイヤレス給電装置では、送電装置１に可変キャパシタＣ２が設けられている。

すなわち、この実施の形態４において、可変キャパシタＣ２は、送電コイルＬ１と直列に接続された状態で高周波電源３に接続されている。この場合の可変キャパシタＣ２の構成は、実施の形態２で説明した場合と同様である。そして、送電装置１に可変キャパシタＣ２を設けている関係上、電圧検出器６、電流検出器７、制御器８、比較器９、ゲート回路１０も送電装置１側に設けられている。なお、電圧検出器６、電流検出器７、制御器８、比較器９、ゲート回路１０の構成とその動作は、実施の形態２に説明した場合と同様である。

送電装置１は、可変キャパシタＣ２の等価静電容量と送電コイルＬ１のインダクタンスから決まる共振周波数が高周波電源３の駆動周波数ｆに近いときに、高周波電源３から大きな電力を出力することができる。

また、送電装置１は自身が高周波電源３を有しているので、高周波電源３の駆動周波数ｆや出力電力を自身で知ることができる。したがって、送電装置１と受電装置２の製作者が全く別人の場合など、送電装置１側で受電装置２側の共振周波数が未知の場合には、送電装置１側で高周波電源３の駆動周波数ｆと可変キャパシタＣ２の等価静電容量を変化させて、すなわち駆動周波数ｆをスキャンして、自動的に受電装置２の共振周波数に高周波電源３の駆動周波数ｆを合わせることで、可変キャパシタＣ２の等価静電容量をそれに応じた最適な大きさに調整することができる。

高周波電源３の駆動周波数ｆが受電装置２の共振周波数に一致すると、高周波電源３の出力電圧と出力電流から算出した抵抗値が大きくなる。通常、高周波電源３はスイッチング素子により構成されるインバータであり、自身の出力を制御するために出力電圧と出力電流をモニタする手段を備えているから、高周波電源３が自ら出力電圧と出力電流とから抵抗値を算出して受電装置２の共振周波数に一致した駆動周波数ｆで高周波電源３を駆動すればよい。このとき、可変キャパシタＣ２の等価静電容量は、送電コイルＬ１のインダクタンスとで決まる共振周波数の近辺に調整される。送電装置１は、高周波電源３の駆動周波数ｆと共振周波数が完全に一致している必要性はなく、駆動周波数ｆの近辺に共振周波数が設定されると、高周波電源３からの出力電力が大きくなるので、高周波電源３の出力電力あるいは入力電力が所望の大きさの電力になるように制御器８の規格化電圧Ｖｃを調整すればよい。

なお、この実施の形態４では、送電装置１の送電コイルＬ１に可変キャパシタＣ２を直列に接続した直列共振型の構成のもの場合について示したが、これに限らず、送電装置１の送電コイルＬ１に可変キャパシタＣ２を並列に接続した並列共振型の構成の場合であっても、同様の作用、効果が得られる。

以上のように、この実施の形態４のワイヤレス給電装置にあっては、送電装置１の駆動周波数ｆを広い範囲において調整できるので、異なる共振周波数の受電装置２に対して送電できるといった効果が得られる。

なお、この発明は、上記の実施の形態１〜４の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、各実施の形態１〜４の構成を適宜組み合わせたり、各実施の形態１〜４について各種の変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。

１ 送電装置、２ 受電装置、３ 高周波電源、４ 整流回路、５ 負荷、
６ 電圧検出器、６ａ 分圧回路、６ｂ 加減算器、６ｃ 整流器、６ｄ 加減算回路、６ｅ 電圧検出回路、６ｆ 絶対値回路、７ 電流検出器、７ａ カレントトランス、
７ｂ 平均化回路、８ 制御器、８ａ 可変電圧設定器、８ｂ 乗算器、９ 比較器、
１０ ゲート回路、１１ スイッチ、１２ 平滑回路、Ｌ１ 送電コイル、
Ｒ１ 送電コイルの抵抗、Ｌ２ 受電コイル、Ｒ２ 受電コイルの抵抗、
Ｌ３ リアクトル、Ｃ１ キャパシタ、Ｃ２ 可変キャパシタ、
Ｃ２ａ 第１のキャパシタ、Ｃ２ｂ 第２のキャパシタ、Ｃ３ キャパシタ、
Ｖｄ 可変キャパシタの端子電圧、Ｉｄ 可変シャパシタに流れる電流、
Ｖａ 検出電圧、Ｖｃ 規格化電圧、Ｖｔ 基準電圧、Ｓｇ 制御信号、
Ｖｇ ゲート信号、ｆ 高周波電源の駆動周波数。

Claims (14)

1. 受電コイルと可変キャパシタとを備え、上記可変キャパシタは、第１のキャパシタを備えるとともに、第２のキャパシタと直列に接続されたスイッチとを上記第１のキャパシタに対して並列に接続してなるワイヤレス受電装置であって
   上記可変キャパシタの端子電圧を検出し、検出した上記端子電圧の大きさに基づいて上記スイッチのオン時とオフ時の上記端子電圧が共に同じ値となるタイミングで上記スイッチをオン／オフ制御する制御手段を備えることを特徴とするワイヤレス受電装置。
2. 上記可変キャパシタと上記受電コイルは並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電装置。
3. 上記可変キャパシタと上記受電コイルは直列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電装置。
4. 上記可変キャパシタの両端にダイオードブリッジからなる全波整流回路の入力端が接続され、上記全波整流回路の出力端にリアクトルとキャパシタからなる平滑回路が接続され、上記制御手段が検出する上記可変キャパシタの上記端子電圧の絶対値は、上記全波整流回路の出力端で検出するものであることを特徴とする請求項２に記載のワイヤレス受電装置。
5. 上記制御手段は、上記可変キャパシタの端子電圧または上記可変キャパシタに流れる電流の大きさに応じて上記スイッチのオン／オフのタイミングを決める基準電圧を設定する基準電圧設定手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のワイヤレス受電装置。
6. 上記可変キャパシタの端子電圧または上記可変キャパシタに流れる電流の大きさは、上記可変キャパシタの端子電圧を全波整流した平均値または上記可変キャパシタに流れる電流を全波整流した平均値であることを特徴とする請求項５に記載のワイヤレス受電装置。
7. 上記基準電圧設定手段は、上記可変キャパシタの端子電圧の大きさに対して上記基準電圧の大きさが一定の割合になるように規定する規格化電圧を、上記受電コイルに流れる電流の周波数に対応して記憶する記憶手段を備えるとともに、上記記憶手段から上記周波数に対応した上記規格化電圧を読み出し、上記規格化電圧に基づいて上記基準電圧を設定するものである、ことを特徴とする請求項５または請求項６に記載のワイヤレス受電装置。
8. 高周波電源、送電コイル、および可変キャパシタを備え、上記可変キャパシタは、第１のキャパシタを備えるとともに、第２のキャパシタと直列に接続されたスイッチとを上記第１のキャパシタに対して並列に接続してなる可変キャパシタを有するワイヤレス送電装置であって
   上記可変キャパシタの端子電圧を検出し、検出した上記端子電圧の大きさに基づいて上記スイッチのオン時とオフ時の上記端子電圧が共に同じ値となるタイミングで上記スイッチをオン／オフ制御する制御手段を備えることを特徴とするワイヤレス送電装置。
9. 上記可変キャパシタと上記送電コイルは並列に接続されていることを特徴とする請求項８に記載のワイヤレス送電装置。
10. 上記可変キャパシタと上記送電コイルは直列に接続されていることを特徴とする請求項８に記載のワイヤレス送電装置。
11. 上記制御手段は、上記可変キャパシタの端子電圧または上記可変キャパシタに流れる電流の大きさに応じて上記スイッチのオン／オフのタイミングを決める基準電圧を設定する基準電圧設定手段を備えることを特徴とする請求項８から請求項１０のいずれか１項に記載のワイヤレス送電装置。
12. 上記可変キャパシタの端子電圧または上記可変キャパシタに流れる電流の大きさは、上記可変キャパシタの端子電圧を全波整流した平均値または上記可変キャパシタに流れる電流を全波整流した平均値であることを特徴とする請求項１１に記載のワイヤレス送電装置。
13. 上記基準電圧設定手段は、上記高周波電源の出力電力または入力電力に応じて、上記可変キャパシタの端子電圧の大きさに対して上記基準電圧の大きさが一定の割合になるように規定する規格化電圧を調整し、この規格化電圧に基づいて上記基準電圧を設定するものであることを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載のワイヤレス送電装置。
14. 請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のワイヤレス受電装置と、請求項８から請求項１３のいずれか１項に記載のワイヤレス送電装置の内、少なくとも一方の装置を備えていることを特徴とするワイヤレス給電装置。

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