JP6035282B2 - 誘導電力伝送デバイス - Google Patents

Description

本発明は、広い電圧範囲で動作することができ、かつエネルギー損失を低減した誘導エネルギー伝達用の電力伝送デバイスに関する。

誘導エネルギー伝達の原理は、多数の用途の技術開発の物理的な基礎として複数の用途において役立つ。誘導エネルギー伝達のためのシステムの概略図を図１に示す。誘導エネルギー伝達の場合において不可欠な素子は、ゆるくカップリングした導体であり、これは、移動部１０４（対象デバイス）内の誘導子または磁気巻線とベース部または充電器または電力伝送デバイス１０２内の誘導子または磁気巻線の磁気カップリングを表す。図１（ａ）は、エネルギーがベース部１０２と移動部１０４との間で伝達されるときの、動作中の電力伝送デバイスを示す。移動部１０４の機能をイネーブルにするために、このエネルギーを利用することができる。あるいは、誘導で伝達されたエネルギーを蓄電池内にバッファすることができる（近年の応用例の場合、大部分はＬｉイオン・アキュムレータであるが、鉛型、ＮｉＣｄ型、ＮｉＭｈ型のような他の型の蓄電池を使用することができる）。移動部１０４が、図１ｂに示したようにベース部１０２から取り外されると、エネルギー伝達は、中断される。移動部１０４は、その時には前もって充電した内部エネルギー・ストレージによって供給を受けるか、またはベース部１０２との次の接触まで非アクティブ状態のままである。

移動部１０４がベース部１０２の近くに設置されたとき、ベース部から移動部へのエネルギー伝達を可能にするために、ベース部と移動部との間の磁気カップリングを得ることができる。このような誘導充電システムの最も一般的な例は、電気歯ブラシであり、これは、移動部１０４としての歯ブラシの非接触充電を可能にする。この文脈では、非接触という用語は、それぞれ移動部およびベース部上の対応する電気接点間でのいかなる電気的接続をも用いずに、エネルギー伝達を実現することができることを示すために使用される。

電気的接続の省略は、様々な分野の用途における多くの応用例にとって非常に重要なものである。これは、特に電源とシンクとの間の電気的接続の機械的設定に大きな需要があり、誘導エネルギー伝達（ＩＥ）の適用によって技術的に複雑なプラグおよびケーブルを回避することが可能である応用例に当てはまる。さらに、外部調達したコネクタの器具によって不必要に複雑な機械的設定を行わずに、ＩＥに基づく技術的エネルギー供給システム構成部品を、環境の強い影響から保護することができる。さらに、ＩＥに関するいくつかの応用分野では、電気的接続の使用を、技術的な実現可能性の観点から回避しなければならない。例えば、爆発の起きやすい環境では、または導電性媒体および／もしくは腐食性媒体中でのシステム構成部品の動作中に、非接触エネルギー伝達を可能にするシステムに依拠することは、技術的に有利なものとなり得る。さらに、ＩＥの使用は、デバイスおよび結局はこれらのデバイスの電気的接点が大きなストレスに曝されるシステムの信頼性を向上させることが可能である。これは、一方では、ＩＥに基づく構成部品が摩擦のために摩耗する傾向があるワイパ接点の使用を回避することを可能にするので、回転部品または移動部品を有するシステムに関する場合である。さらに、複数のプラグに対して普通なら寸法を決めなければならないはずのコネクタを有するデバイスにおいて、ＩＥ技術を使用することができることが有利である。

図２は、最先端技術による共振ＤＣ−ＤＣコンバータに基づいて誘導エネルギー伝達が可能な充電器および対象デバイスを備えたシステムの電源部の構成を示す。この他に、変圧器に基づく他のコンバータのタイプが知られている（フライバック、順方向、ＣＵＫ、非対称ハーフ・ブリッジ、等）。入力電圧Ｖ_ｉは、高周波数ＡＣ電圧にスイッチ・ブリッジ１０６によって分割される。このスイッチ・ブリッジ１０６は、ハーフ・ブリッジまたはフル・ブリッジからなり、そこでは半導体スイッチを能動部品として使用する。スイッチ・ブリッジによって発生されるＡＣ電圧は、ゆるくカップリングされた変圧器１１０の１次側に印加される。変圧器の１次側および２次側には、リアクティブ（ｒｅａｃｔｉｖｅ）部品が設けられ、これらは、共振回路１０８および１１２として概略的に描かれている。通例としては、直列容量は、１次側において統合されるが、１次回路の周波数特性を制御するために、さらなるリアクティブ部品を設けることができる。

２次側では、導体の主インダクタンスを補償するためにより多くの容量を、並列回路内および直列回路内に使用することが可能であるとはいえ、追加のリアクティブ部品の使用を省略することが可能である。さらに、追加のリアクティブ部品を、２次側の周波数特性を制御するためにも使用することが可能である。

２次電流は、整流回路１１４において出力側で整流される。整流回路１１４を、半波整流または全波整流を行うように構成することができる。整流回路１１４の構成部品を、従来型のダイオードおよび半導体スイッチ（同期整流）とすることができる。整流した出力電流は、フィルタ１１６を活用して平滑化され、フィルタは適宜インダクタンスを含むことができる。

消費財、特にエレクトロニクス製品に関する環境保全解決策に対する注目が増大していることに照らして、バッテリ充電器の効率も、電子消費財の設計における基本的な重要事項である。さらに、立法措置は、電力消費量を低減した電子デバイスを開発するように電子デバイスの製造業者を後押しする。特に、ポータブル・デバイスがバッテリ充電器に接続されていないときまたはバッテリが既にフル（無負荷条件）であるためにポータブル・デバイスが充電されないときに生じるエネルギー損失に起因するバッテリ充電器の電力消費量を低減することは、エレクトロニクス製品の効率を著しく向上させることができる。

さらに、ＩＥの原理を使用するデバイスを含むエレクトロニクス消費財による世界中の様々な市場への広がりの増大で、様々な電源線にリスクなく接続することが可能であるデバイスを開発することが、最大の関心事である。したがって、広い範囲の入力電圧に接続することが可能なバッテリ充電器を開発する必要性がある。

したがって、本発明の目的は、広い範囲の入力電圧で動作することが可能であり、かつ無負荷条件下で電力消費量を低減する誘導伝送電源デバイスを開発することである。

したがって、本発明は、伝送電源デバイスを対象デバイスに磁気的にカップリングするように適合された共振回路および制御回路を含む非接触誘導エネルギー伝達のための伝送電源デバイスを提供する。制御回路は、共振回路をモニタすることができ、かつ伝送電源デバイスが充電モードから無負荷モードに変化するときに共振回路の動作モードのスイッチングに起因するエネルギー損失がほとんどゼロであるようにこれを制御することができる。

特に、本発明は、非接触誘導エネルギー伝達のための電力伝送デバイスを提供する。電力伝送デバイスは、供給入力電圧に接続されるように適合され、かつ供給入力電圧を動作電圧に変換するように適合された第１のステージを備え、供給入力電圧を広い範囲の電圧とすることができる。電力伝送デバイスは、第１のステージに接続され、かつ電力伝送デバイスから対象デバイスにエネルギーを誘導伝達するための磁場を発生させるために動作電圧から発振電圧を発生するように適合された共振回路を備える第２のステージをさらに含む。制御回路は、第２のステージに接続される。制御回路は、第２のステージのパラメータ値を検出するように適合され、かつ検出したパラメータ値に基づいて共振回路の増幅を開始または停止するように適合される。

エネルギー伝達を、非接触エネルギー伝達の場合ではエアー・ギャップを介して行うことができる。あるいは、本発明の電力伝送デバイスは、接触でも機能することができる。特に、１次コイルと２次コイルとの間の距離をゼロまで小さくすることによって、およびコイルの周りにフェライトを実装することによって、１次コイルから２次コイルへの高いカップリング係数を有する変圧器を得ることができる。しかしながら、この場合でも、誘導エネルギー伝達のためにガルバニー分離があることになる。したがって、電力伝送デバイスの接触型の場合では、エネルギー伝達を、エアー・ギャップなしに直接行うことができる。

動作電圧を、恒久的な発振のためにＤＣ電圧とすることができる。あるいは、動作電圧を、整流したＡＣサイン波とすることができる。第２の場合では、共振回路電圧レベルと組み合わせたサイン波、例えば、５０Ｈｚサイン波が増幅トランジスタの最大受容可能電圧よりも低い限り、増幅および発振は可能である。この構成では、ゼロ電圧スイッチングは依然としてアクティブであり、これによって低増幅損失をもたらす。

本発明の電力伝送デバイスでは、制御回路は、検出したパラメータを所定のしきい値と比較することができ、かつ比較結果に基づいて増幅を開始または停止することができる。

具体的には、パラメータ値を、共振回路の両端間の平均電圧値とすることができ、かつ実際の平均電圧が電圧しきい値よりも低い場合に、共振回路の増幅を開始するように、制御回路を構成することができる。

あるいは、パラメータ値を、共振回路の両端間のピーク電圧値とすることができる。制御回路は、ピーク電圧を検知することができ、かつ検知したピーク電圧が電圧しきい値よりも低い場合に、共振回路の増幅を開始することができる。

さらに代替の実現形態では、パラメータ値は、共振回路の両端間のピーク電圧値およびその立ち上がり時間を含むことができる。制御回路は、ピーク電圧および立ち上がり時間を検知することができ、かつ検知したピーク電圧および立ち上がり時間が指定された時間の後で電圧しきい値よりも低い場合に、共振回路の増幅を開始するように構成されることがある。

本発明の電力伝送デバイスでは、電圧しきい値を、前もって測定した電圧値とすることができ、かつ実際の平均電圧入力が前もって測定した平均電圧値よりも小さい場合に、増幅を開始するように、制御回路を構成することができる。

代替の実施形態では、パラメータ値を、第１のステージから第２のステージに入力される入力電流とすることができ、かつ実際の検知した入力電流が電流しきい値よりも大きい場合に、共振回路の増幅を開始するように、制御回路を構成することができる。

好都合には、電流しきい値を、第２のステージへ入力される前もって測定した電流とすることができ、かつ実際の入力電流が前もって測定した入力電流よりも大きいときに、共振回路の増幅を開始するように、制御回路を構成することができる。実際に、対象デバイスなどの追加の負荷が、電力伝送デバイスに誘導カップリングされると、共振回路だけが負荷であるときには、電流は、無負荷状態と比較して上昇する。電流検知を、繰り返して行うことができ、電流値が低くなる場合に、増幅は、所定の時間にわたって停止される。

本発明の電力伝送デバイスでは、第２のステージは、共振回路に接続されたスイッチング素子をさらに含むことができ、スイッチング素子は、共振回路の増幅を開始または停止するように適合される。具体的には、スイッチング素子は、共振回路の増幅を開始または停止するように共振回路内のエネルギー・レベルの増幅を実行する。

スイッチング素子を、共振回路の増幅を停止するためにオフに切り替えることができ、ここでは、スイッチング素子の両端間の電圧がスイッチング／増幅素子の両端間で最小値であるときに、スイッチング／増幅素子は、オンに切り替えられる。それに加えてまたは代わりに、スイッチング／増幅素子を、共振回路の増幅を開始するためにオフに切り替えることができ、ここでは、スイッチング素子の出力電流が所定の値であるときに、スイッチング素子はオンに切り替えられる。

本発明の電力伝送デバイスでは、第１のステージは、入力電圧を所定の動作直流電圧まで低下させるように構成されたディミング（ｄｉｍｍｉｎｇ）部を含むことができる。ディミング部は、高オーミックＭＯＳ−ＦＥＴ素子を含むことができることが好都合である。この選択は、スイッチング損失を低減することを可能にする。

それに加えてまたは代わりに、共振回路を、並列に接続されたキャパシタおよびチョークを含むように設計することができる。

本発明による電力伝送デバイスでは、制御回路は、所定のオフ時間にわたって増幅を停止させることができ、オフ時間の発振信号の期間との比率を、第１のステージのエネルギー損失を最小にするように都合よく選択することができる。オフ時間を、例えば、５００ｍｓオフ時間とすることができ、そして検出を実行するためのオン時間を、２ｍｓとすることができる。さらなる実施形態によれば、本発明は、誘導エネルギー伝達のためのシステムを含むことができる。本システムは、上に記載したような電力伝送デバイスと、対象デバイスとを備える。対象デバイスは、電力伝送デバイスから対象デバイスへのエネルギーの伝達のために電力伝送デバイスに磁気的にカップリングされるように適合される。

好ましい実施形態では、電力伝送デバイスは、電力が伝達される対象デバイス内の電力受信コイルの反対の磁場を検知することができ、反対の磁場は、検出したパラメータ値を介して検知される。

誘導エネルギー伝達のための本システムでは、高オーミック負荷に電気的に電力受信コイルを切り替えることによっておよび／または低オーミック負荷から一方もしくは両方の配線端部の接続を切断するために電力受信コイルの前記一方もしくは両方の配線端部を電気的に開放することによって、電力受信コイルの磁気デカップリングをアクティブにすることができる。磁気デカップリングは、電力消費のより少ない無負荷モードをトリガする。

本発明の基礎となる概念は、２次コイルも、１次コイルとともに１つの変圧器の一部とすることができるので、変圧器を有する電源に接続された一般的なプラグにおいて電力伝達のためにさらに使用することができる。２次コイルに磁気的にカップリングされた負荷がない限り、１次磁場内部にコイルを有するハンドヘルド・デバイスまたは対象デバイスがない誘導の概念を同様に有するように、同じ構成が構築される。

本発明をより良く理解するために、前記の発明について、添付の図に描かれた実施形態を参照して述べる。ここでは、相等しい部品は、相等しい参照符号および相等しい構成要素ラベルを用いて与えられる。さらに、描かれた実施形態および記載した実施形態から特定の構成または構成の組合せを、個別に考えることができ、本発明に従う独立した創意工夫に富んだ解決策を提供することが可能である。

最新技術による誘導エネルギー伝送の原理を使用するシステムの分割部分の概略図である。 最新技術による共振ＤＣ−ＤＣコンバータを使用する誘導エネルギー伝送のためのシステムの構成を示す概略図である。 本発明の一実施形態による誘導エネルギー伝送デバイスを示す概略図である。 本発明の一実施形態による電力伝送デバイスの可能な実現形態を記述する回路図である。 本発明の一実施形態に従って５００μｓ／ｄｉｖのスケールにおける、無負荷条件下および１２０ボルトの入力電圧下で共振回路の両端間で検出される波形を示す図である。 １００ｍｓ／ｄｉｖの時間スケールで図５に示す同じ波形のプロットである。 本発明の一実施形態に従って充電条件下および５μｓ／ｄｉｖの時間スケールにおける、増幅の間の共振回路の両端間の波形および１２０Ｖの入力電圧についての対応する電流を示す図である。 ２０ｍｓ／ｄｉｖの時間スケールにおける図７の同じ波形および電流のプロットである。 対象デバイスの充電中に共振回路に供給される入力電圧グリッド（１２０Ｖｒｍｓ）、整流した入力電圧、および中間一定電圧のプロットである。 無負荷条件下で検出した図９に示す同じパラメータを示す図である。 ＭＣ４０Ｂ集積回路素子の回路スキームを示す図である。

下記の説明では、スイッチング素子の状態または増幅に関係して使用される恒久的にまたは恒久的なという用語は、前記の状態を引き起こした条件が確認される限り、スイッチング素子／増幅が何も変化せずにそれ自体の状態を維持することを意味する。同様に、増幅を対象とする連続的なという用語は、増幅がオンである時間ウィンドウの間に、システムが連続的に増幅されることを意味する。

本発明は、エネルギー消費量の点で最新の規則に準拠する電子機器を開発する必要性に基づく。上に説明した理由のために、本発明は、誘導バッテリ充電器−ハンドヘルド機器（対象デバイス）内のバッテリを非接触充電するために一般に使用される−が、エネルギー損失に起因するエネルギー消費量の増加を招くという観察に基づく。既に上に述べたように、非接触という用語は、エネルギー伝達がモバイルおよびベース部のそれぞれの上の対応する電気的接点間でのいかなる電気的な接続を用いずに実現され得ることを示すために本明細書においては使用される。本発明では、エネルギー伝達がエアー・ギャップを介して非接触の方式で行われ得るが、本発明の電力伝送デバイスは、接触でも機能することができる。特に、１次コイルと２次コイルとの間の距離をゼロまで減少させ、これらの周りにフェライトを実装することによって、１次から２次への高いカップリング係数を有する変圧器を得ることができる。しかしながら、この場合でも、誘導エネルギー伝達のためのガルバニー分離があることになる。したがって、電力伝送デバイスの接触型の場合では、エネルギー伝達を、エアー・ギャップなしに直接行うことができる。下記の記述が非接触エネルギー伝達に言及するときでさえ、本発明の電力伝送デバイスが上述のように接触でも機能することができることを理解しなければならない。

大エネルギー消費を招くエネルギー損失は、充電器の待機状態（充電器のアイドル運転）の間に多くの場合に生じ、充電器が対象デバイスなどの何らかの負荷に接続されていないときに、エネルギー消費量は、電力伝送デバイスの内部損失のために極めて大きいままであり得る。これらの損失は、例えば、対象デバイスとの電力伝送デバイスのカップリングのために使用される磁場を発生させるために使用する電力伝送デバイスの共振回路のエネルギー消費に起因することがあり得る。一方で、共振回路に供給される電流が無負荷動作の間の損失を減少させるために低くなるように設定される場合には、対象デバイスが再充電のために電力伝送デバイスに磁気的にカップリングされるときでさえ、共振回路の伝送電力が減少することになる。これは、エネルギー伝達の効率を低下させ、電力伝送デバイスと対象デバイスとの間のエネルギー伝達に負の影響をもたらす。

したがって、本発明の着想は、無負荷条件下での電力伝送デバイスのエネルギー損失を低減させることであり、無負荷条件とは、電力伝送デバイスと対応するハンドヘルド・デバイス（対象デバイス）との間に磁気カップリングがないことを意味する。これは、電力伝送デバイスの共振回路のパラメータをモニタし、かつ前記パラメータの値に基づいて共振回路の増幅を制御するように構成された制御回路を有する電力伝送デバイスを提供することによって得られる。具体的には、前記パラメータの変動に基づいて、制御回路は、電力伝送デバイスと対象デバイスとの間の磁気カップリングがあるか否かを検出することが可能である。このような磁気カップリングが検出される場合には、制御回路は、共振回路の、好ましくは恒久的な、高効率なゼロ電圧スイッチング増幅を開始し、これによって、無負荷条件および負荷条件の全体にわたり電力伝送デバイスと対象デバイスとの間のエネルギー伝達の効率を向上させる。一方で、制御回路が電力伝送デバイスと対象デバイスとの間に磁気カップリングがないことを検出すると、電力伝送デバイスの無負荷エネルギー消費量を減少させるために、増幅を停止し、新たな負荷状態を検出するために、短時間で、増幅を開始することを繰り返すだけである。リスタートを繰り返す短時間を、例えば、２ｍｓとすることができる。

さらに、本発明は、誘導型バッテリ充電器などの非接触誘導エネルギー伝達のための一般的な電力伝送デバイスが特定の供給電圧でだけ動作することができるという観察に基づく。したがって、このようなバッテリ充電器を有する電子機器の使用は、バッテリ充電器が動作可能である特定のグリッド電圧を提供する環境に制限される。これは、異なるグリッド電圧が使用される市場のために異なる仕様を有するバッテリ充電器を製造する必要があり、これによって製造コストが増加するので、製造にとって不利である。

したがって、本発明の着想は、また、電力伝送デバイスの第１のステージ内にディミング回路を実装することでもあり、ここでは、ディミング回路は、グリッド入力電圧のフル・ワイド・レンジに広がる入力電圧を所定の中間動作電圧Ｖｄｃまたは中間電圧に変換することが可能である。

動作電圧を、恒久的な発振のためにＤＣ電圧とすることができる。あるいは、動作電圧を、整流したＡＣサイン波とすることができる。第２の場合では、共振回路電圧レベルと組み合わせたサイン波、例えば、５０Ｈｚサイン波が増幅トランジスタの最大受容可能電圧よりも低い限り、増幅および発振は可能である。この構成では、ゼロ電圧スイッチングは依然としてアクティブであり、これによって小さな増幅損失をもたらす。

図３は、本発明による誘導エネルギー電力伝送デバイスを示す概略図である。電力伝送デバイス２００は、第１のステージ２１０および第２のステージ２２０を含む。第１のステージ２１０は、電気グリッドから交流入力電圧を入力として受け取り、入力ＡＣ電圧を所定の一定中間電圧に変換するように構成されたディミング回路（図３には図示せず）を備える。

有利な実施形態では、第１のステージ内のディミング回路を、高オーミックＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタを使用して実現した後縁位相ディマ（dimmer）とすることができる。この選択は、第１のステージ２１０で、９０Ｖｒｍｓから２６４Ｖｒｍｓまでに及ぶことがある入力電圧のフル・ワイド・レンジに広がる入力電圧を受け取ることを可能にする。これらの入力電圧を、その後、共振回路に供給される所定の動作定電圧（中間電圧）に低下させる。動作電圧を、例えば、１２０Ｖｄｃの中間電圧になるように選択することができることが好都合である。明らかに、動作電圧のこの選択は限定的ではなく、システムを、共振回路が任意の別の定電圧で動作するように設計することができる。動作電圧を、スイッチング・トランジスタとすることができるスイッチング素子の動作電圧に基づいて選択することができ、動作電圧は、スイッチング素子の最大動作電圧によって制限される。具体的には、動作電圧および発振電圧のピークの合計は、スイッチング素子の動作電圧よりも高くなってはならず、共振回路素子の最大電圧よりも高くなってはならない。さらに、ゼロ電圧スイッチングを行うために、発振電圧のピークは、動作電圧と発振電圧のピークとの間の差が０Ｖよりも小さいようにすべきである。動作電圧の使用可能な範囲を、上述の境界条件に基づいて決定することができる。

高オーミックＭＯＳ−ＦＥＴ、ダイオードおよび抵抗器などの超高オーミック構成部品を有するディミング回路を構築することは、電子用途において一般に使用されるディマよりも下記の利点を提供する。具体的には、一般的なディマは、普通の白熱電球を制御するために設計され、かつダイオードおよびトライオードによって構成される。これらの構成部品は、動作させるために大きな無負荷電流を通常必要とし、これによって大きな無負荷損失を生じさせる。入力電圧のディミングを制御するために高オーミック抵抗を有するＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタの使用は、任意のＡＣ入力電圧から始めて、中間定電圧を得ることを可能にしつつ、一般的なディマのコンセプトを使用するソリューションに通常存在するエネルギー損失を著しく減少させる。

第２のステージ２２０は、制御回路２３０にさらに接続される。第２のステージ２２０は、共振回路２２１を含み、有利な実施形態では、これを、キャパシタおよびチョークの並列接続を使用して実現することができる。チョークを、磁気コア上に巻き付けた２つのコイルを含む一般的なチョークとすることができる。コイルの第１のものは、主インダクタンスとして機能し、一方で第２のコイルは、制御信号を受けるために使用され得る。共振回路２２１は、スイッチング素子２２２に接続される。スイッチング素子を、例えば、スイッチング・トランジスタとすることができる。しかしながら、制御信号でスイッチング動作を実行することができる任意の別の構成部品を、代わりに使用することができる。スイッチング素子２２２は、共振回路２２１の発振を増幅するように共振回路２２１の発振と同位相で制御回路２３０によって制御される。具体的には、トランジスタの両端間の電圧が最小であるときに、典型的には０ボルト付近であるときに、トランジスタは、オンに切り替えられる。ゼロ電圧に達した後で、トランジスタは、オンに切り替えられる。コレクタ電流が所定の値に達すると、トランジスタは、オフに切り替えられる。この時間内に、エネルギーは、対象デバイス２４０とのカップリングのための磁場を発生させるために共振回路に伝達される。所定の値を、制御回路内の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）構成部品（図３には図示せず）内部に記憶された基準電圧とすることができる。共振回路は、スイッチング・トランジスタからの電流によって供給されるエネルギー・ストレージ素子として作用する。電流は短時間の間だけ与えられ、共振回路内の電力レベルを増加させる。制御回路がスイッチング素子２２２の両端間の電圧をモニタするので、スイッチング損失が最小（ほとんど０）であるときに、スイッチング素子２２２を動作させることができる。短い検出期間の終わりにおいて所定の時間にわたって増幅を停止することによって、磁気的にカップリングした負荷がなく、共振回路内でのエネルギーおよび電圧の急速な上昇およびオーバーシュートをもたらす場合には、無負荷電力損失を低減することが可能である。検出期間を、例えば、２ｍｓとすることができる。このようにして、無負荷の間のエネルギー損失を、著しく低減することができると同時に、エネルギー伝達の効率を向上させることができる。

制御回路２３０は、共振回路２２０の動作を制御するために共振回路２２０に接続される。制御回路２３０は、電力伝送デバイス２００にカップリングされた２次負荷（対象デバイス）の存在を検出するように適合された検出回路（図３には図示せず）を含むことができる。検出の間には、共振回路の増幅は、イネーブルにされ、共振回路内部の電圧（したがってエネルギー）の増加がモニタされる。無負荷条件下では、増幅を停止するための所定の値よりも上であるレベルまで、電圧は非常に早く増加する。この場合、増幅が停止し、検出時間よりもはるかに長いリスタート手順が始まる。リスタート手順は、エネルギー・ストレージ素子の放電および充電手順である。エネルギー・ストレージ素子を、例えば、キャパシタとすることができる。可能な配置について、図４を参照して後述する。したがって、待機／検出モードにおける電力消費量が、低減される。

一方、ハンドヘルド・デバイスまたは対象デバイスが存在する場合、共振回路内の電圧、すなわちエネルギーの等価物の増加が低減される。したがって、所定の値には到達せず、継続の充電モードを開始することになる。制御回路が負荷の存在を検出する場合、スイッチング素子２２２を介して、好ましくは恒久的なゼロ電圧の増幅が、共振回路２２１に生じ、対象デバイス２４０との磁気カップリングを形成するための磁場を発生させる。２次負荷が検出されない場合には、制御回路は、共振回路２２１の増幅を停止するようにスイッチング素子２２２を介して共振回路２２１を制御する。増幅を停止する期間は、オフ時間と呼ばれる。オフ時間の間に、発振電圧レベルは、内部損失に起因して低下する。本発明の電力伝送デバイス２００の電力消費量を、共振回路の増幅のオフ＋オン時間（発振信号の期間）に対するオフ時間の比率に基づいて調節することができる。この時間を、例えば、５００ｍｓオフ時間および２ｍｓオン時間（検出のため）とすることができる。負荷の存在を検出しながら、エネルギー損失を最小にするように、パラメータを調節することができる。

有利な実施形態によれば、電力伝送デバイス２００にカップリングされた、対象デバイス２４０などの負荷の存在の検出を、共振回路２２１の１つまたは複数のパラメータをモニタすることによって実行することができる。このようなパラメータの変動は、負荷があるか否かを示す。具体的には、測定したパラメータを、所定のしきい値と比較することができる。測定したパラメータが前記しきい値よりも大きいまたは小さい場合に、制御回路２３０は、負荷の存在を検出し、かつ増幅を開始するようにスイッチング素子を制御する。

例として、直接的に共振回路の両端間の電圧を、または追加の磁気的にカップリングされた別の巻線によって検知された電圧を、電圧しきい値と比較することができる。電圧しきい値を、回路の設計パラメータに基づいて選択した所定の値とすることができ、または共振回路２２１の両端間で前もって測定した電圧値とすることができる。測定した電圧が電圧しきい値よりも小さい場合には、制御回路２３０は、共振回路２２１の好ましくは恒久的な増幅を開始するようにスイッチング素子２２２を制御する。

具体的には、負荷が電力伝送デバイスにカップリングされる場合では、共振回路２２１において出力される波形は、減衰することになる。その結果、共振回路２２１の両端間で検出される平均電圧値は、無負荷条件下で検出される平均電圧値と比較して減少することになる。共振回路の両端間の平均電圧値の低下または追加の巻線におけるピーク・レベルの低下を検出すると、制御回路２３０は、共振回路の増幅を開始するようにスイッチング素子を制御することになる。一方で、平均電圧値またはピーク電圧レベルの増加を検出すると、電力伝送デバイスが無負荷条件下で動作していることを意味し、制御回路２３０は、共振回路２２１の増幅を停止するようにスイッチング素子２２２を制御することになる。

より正確には、検出を下記の方式で行うことができる。発振の開始で、共振回路２２１は増幅され、共振回路２２１の電圧レベルは上昇する。スイッチング素子２２２が切り替わる（ゼロ電圧スイッチング）たびに、追加のエネルギーが共振回路に付加され、共振回路内の電圧レベルを増加させることによって共振回路内に蓄えられる。対象デバイス２４０が再充電されるときには、電力伝送デバイス２００内および対象デバイス２４０内の磁気巻線−それぞれ１次コイルおよび２次コイルとして示される−は、磁気的にカップリングされることになる。１次コイルへの２次コイルの磁気カップリングで、２次コイルが、共振回路２２１内部のエネルギーおよび共振回路２２１に伝達されるエネルギーの一部を消費するので、電圧の上昇速度およびレベルは低下することになる。したがって、測定したパラメータの一例であり得る発振電圧レベルは、所定のしきい値をオーバーシュートしないことになる。所定のしきい値を、この場合では、制御回路２３０内の集積回路（図示せず）の内部電圧調整レベルとすることができる。発振電圧レベルがこの電圧調整レベルより低いままである限り、増幅は継続する。

対象デバイス２４０が充電されない場合、対象デバイス２４０内の２次コイルと電力伝送デバイス２００内のコイルとの間に磁気カップリングがない。したがって、共振回路２２１内の電圧は、はるかに早く上昇する。これにより、測定したパラメータ−この場合では、制御回路２３０内で遅延した検知される発振電圧レベル−は、所定のしきい値をオーバーシュートする。発振電圧レベルが所定のしきい値より下に低下するまで増幅は停止する（図５、時間Ａを参照）。調整電圧を超えるこのオーバーシュートは、ＩＣのイネーブルＰｉｎが蓄えた負電圧を保持し続けるので、制御回路２３０内のＩＣ（図示せず）をリスタートさせる。スタートアップにおける共振回路内の電圧レベルの上昇の間に、負電圧を容量素子内に蓄えることができる。オーバーシュートの期間があることで、共振回路の寄生消費素子は、蓄積されたエネルギーを消費することができる。さらに、オーバーシュートの間に蓄えた電圧は、所定のしきい値よりも下に低下し、１回だけであるが増幅が再開する。この電圧を、ＩＣのピンに接続した容量素子内に蓄えることができる。発振電圧レベルと蓄えた負電圧の比較が行われる（図５を参照、第１の高い発振レベルの後の電圧の第２の立ち上がり）。発振電圧レベルが次の増幅をイネーブルにするには低すぎるので、ＩＣは、このイネーブルを待ち、リスタートする。オフ時間の間に、次のスタートアップにおいてイネーブルを行うことができるように、負電圧は放電される。

特定の例では、再充電しなければならない対象デバイスは、共振回路２４０に接続された１パルス整流器を含むことができる。このような対象デバイスが電力伝送デバイスにカップリングされると、共振回路２２１から出力される波形の半分が減衰する。この減衰は、共振回路２２１の両端間の平均電圧およびピーク電圧値を低下させる。このようにして、制御回路は、電力伝送デバイス２００にカップリングされた対象デバイス２４０の存在を検出することができる。

あるいは、２次負荷（電力伝送デバイスにカップリングされた対象デバイス）の検出を、共振回路２２１に入力される電流をモニタすることによって実行することができる。対象デバイス２４０が共振回路２２１のインダクタンスに磁気的にカップリングされるとすぐに、共振回路２２１の入力部で検知した電流は、増加することになる。共振回路２２１へ入力される電流の検出モードの間の増加を検知すると、制御回路２３０は、共振回路の好ましくは恒久的な増幅を開始するようにスイッチング素子を制御することになる。一方で、−対象デバイス２４０と電力伝送デバイス２００との間に磁気カップリングなしで接続される−検知した電流の減少で、スイッチング素子２２２は、オフ時間を開始するように制御回路２３０によって制御され、このオフ時間の間には、共振回路２２１の増幅が停止する。

図３は、また、電力伝送デバイス２００および対象デバイス２４０を備えたシステムを示す。対象デバイス２４０は、電力伝送デバイス２００から対象デバイスにエネルギーを伝達するように、電力伝送デバイス２００に磁気的にカップリングされるように適合される。電力伝送デバイス２００および対象デバイス２４０を含むシステムは、電力が伝達されるべき対象デバイス２４０内の電力受信コイル（図示せず）の反対の磁場を検知することができる。上述のようなパラメータ値および図４を参照して詳細に論じるようなパラメータ値における変化を検出することによって、反対の磁場を検知することができる。

誘導エネルギー伝達のためのシステムでは、電力受信コイルを電気的に高オーミック負荷へ切り替えることによって、および／または電力受信コイルの一方もしくは両方の配線端部を電気的に開放して低オーミック負荷から前記一方または両方の配線端部の接続を切断することによって、電力消費のより少ない無負荷モードをトリガする電力受信コイルの磁気デカップリングをアクティブにする。このようにして、反対の磁場は、大きく減衰するか、または今後は利用できず、そして反対の磁場が同様に大きく減衰するように磁場を作り出す電力伝送デバイスの共振回路内のコイルからはるかに遠くに電力受信コイルを配置することによって電力受信コイルをデカップリングすることと同じ状況を作り出す。

図４は、本発明の一実施形態による電力伝送デバイスの可能な実現形態を記述する回路図を示す。第１および第２のステージ２１０、２２０ならびに制御回路２３０に対応する回路図の部品は、点線の四角によって識別される。第１のステージ２１０は、ダイオードＤ１を備える１パルス整流回路を含む。トランジスタＴ３（あるいは、Ｔ２またはＴ６）は、各整流されたパルスの始まりにおいて直接オンに切り替えられ−ゲート容量がＲ１０およびＣ２によって充電される−、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８およびＲ９を介して保持される。キャパシタＣ１２は、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｔ３およびグリッドに直列である他の素子を介して接続される。この時間の間に、キャパシタＣ１２の電圧は、サイン波パルス電圧に従って上昇する。抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４およびＲ５によって分割されたサイン波電圧がＴ１ゲート・ソースしきい値電圧よりも上に上昇するまで、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｔ３は導電し続ける。この瞬間において、Ｔ１は導電性になり、Ｔ３のゲート−ソース・キャパシタを放電し、トランジスタＴ１が導電する限り好ましくは恒久的な方式でこのキャパシタをディスエーブルにする。トランジスタＴ１は再び高オーミック（非導電性）にならず、これによって、サイン波パルスが０Ｖよりも下に降下する前に（ｓｉｎ１８０°から３６０°）、トランジスタＴ３をイネーブルにする−これはエネルギー損失の原因になる（ｓｉｎ９０°から１８０°）−ことを確実にするために、キャパシタＣ１ならびにＣ１５およびＣ１６は、所定の時間にわたってサイン波電圧レベルを蓄える。所定の時間は、トランジスタＴ３がオフに切り替えられる時間からサイン波が０Ｖより下に降下する時間まで進む。それにも拘らず、電圧レベルは、キャパシタＣ１２を再び充電するために次のサイン波パルスを使用することができるように十分な量低下する。キャパシタが完全に再充電されないという事実は、エネルギー損失を減少させることを可能にする。抵抗器Ｒ２５およびトランジスタＴ３ Ｒｄｓ−ｏｎとともにキャパシタＣ１、Ｃ１５およびＣ１６を、コンダクタンス妨害（ＥＭＩ）を減衰させるために追加で使用することができる。可融性抵抗器Ｆ１および含まれる熱フューズは、故障の際に動作の安全な停止を確実にする。Ｆ１０は、サージ能力をさらに減少させる。

キャパシタＣ１２は、第２のステージ２２０内の共振回路２１０に接続され、かつ共振回路２２１に一定の所定電圧を供給する。具体的には、キャパシタＣ１２内に蓄えられている基準中間電圧は、さらに変換されずに２２０の第２のステージ内の共振回路に電力を与える。図４に描かれた特定の設計では、共振回路２２１は、コア（図示せず）の周りに巻かれたコイルＬ１およびＬ２を含む巻線とキャパシタＣ４の並列接続によって構成される。図４に説明した実装形態では、ダイオードＤ３を介して共振回路２２１に接続されたトランジスタＴ５は、スイッチング／増幅素子２２２の機能を有する。並列共振回路２２１は、トランジスタＴ５がオンに切り替えられる時間の間だけキャパシタＣ１２によって電力を与えられる。この時間の間だけ、電流は、キャパシタＣ１２から共振回路２２１およびトランジスタＴ５を通ってグランドに流れることになる。キャパシタＣ１２内に蓄えられた電圧と共振回路の両端間の電圧を合計することによって得られる電圧がゼロ以下であることを制御回路が検出すると、トランジスタＴ５はオンに切り替えられる。この状態を、トランジスタＴ５の両端間の電圧値をモニタすることによって検出することができる。検出は、ＡＳＩＣ ＭＣ４０Ｂにより図４に表した検出回路２３１によって実行される。図４の回路では、制御回路がＡＳＩＣ２３１によって具体化されているとはいえ、他の解決策が本発明の検出を実行するために構成される限りは、他の解決策を同様に使用し得ることが、当業者には明らかでなければならない。

より正確には、中間の所定電圧でありかつ１２０ボルト付近であるように選択することができるキャパシタＣ１２内の電圧と共振回路電圧との合計がゼロ以下であるときには、トランジスタＴ５の両端間で測定した（または代わりに、磁気的にカップリングしたＬ２の電圧を検知することによる）電圧は、ゼロ以下になる。このようにして、制御回路は、いつＴ５の両端間の電圧がゼロ以下になるかを検出することが可能であり、したがって、その電圧がゼロ以下であるときに、トランジスタＴ５をオンに切り替えることができる。前述のスイッチング・タイミングは、トランジスタＴ５を、したがってエネルギー損失なしに共振回路を制御することを可能にする。言い換えると、共振回路を制御するためにトランジスタＴ５のゼロ電圧スイッチングを実行することは、トランジスタにおけるスイッチング損失を極端に減少させるという利点を与える。

ゼロ電圧スイッチングを、図７および図８を参照して理解することができる。具体的には、これらの図は、共振回路電圧ＴＰ２からＴＰ１４（チャネル３）およびＤ４（Ｔ５）（チャネル４）を通る電流の信号を異なる拡大係数を用いて描く。これらの図を通して、ゼロ電圧スイッチングの動作原理およびゼロ・スイッチング検出の動作原理を、理解することができる。

共振回路の電圧は、Ｌ２における正および負のピーク値で検知される。正のパルスは、連続して、ダイオードＤ７によって低オーミック整流され、そして続いてダイオードＤ１１によって高オーミック整流される。負のパルスは、次にダイオードＤ１０によって低オーミック整流される。ダイオードＤ７は、ＩＣ２３１に電力を供給し、共振回路内のピーク電圧レベルを測定する。Ｄ７上の信号は、また、無負荷条件下でのオーバーシュートを検出するために使用される。ダイオードＤ１１は、ゼロ電圧スイッチングのためのタイミングを定めるために使用される。ＩＣ２３１（検出回路）のＰｉｎ Ｄが正になり、Ｖｐが調整電圧よりも低くなるとすぐに、ＩＣ２３１は、増幅を開始するためにトランジスタＴ５をアクティブにする。Ｄ−Ｐｉｎ電圧は、キャパシタＣ８に蓄えられた負の電圧とダイオードＤ１１を介して整流された正の電圧の和である。上記の構成は、トランジスタＴ５における電圧が０Ｖよりも低くなるとすぐに、ＩＣ２３１のイネーブルされた状態を達成するという方式で設定される。したがって、この電圧は、直接でなく間接的に測定される。このようにして、増幅を停止させるはずの第１の増幅が、トランジスタＴ５において０Ｖに達するには十分に大きくないときに、発振プロセスが、同様に開始することがある。ピンＤにおける正の信号は、検出回路の例であるＩＣまたはＡＳＩＣ２３１において内部に蓄えられる。したがって、Ｄピンをイネーブルにするため１回適用される必要があり、そして１回の増幅手順の後でリセットされる。このようにして、Ｄピンをイネーブルにすることができ、ＶＰピンで検出した信号が調整レベルよりも下に降下した後で、トランジスタＴ５をオンに切り替える。

図４に示す実現形態では、共振回路から出力されるサイン波の平均電圧値またはピーク電圧値をＩＣの電圧しきい値と比較することによって、ゼロ・スイッチング点を検出することができる。実際の平均電圧値またはピーク電圧値がしきい値よりも低い場合に、負荷−再充電しようとする対象デバイスなど−が、充電器に接続される。この構成では、電力伝送デバイスは、対象デバイスのバッテリを充電し、共振回路は、エネルギー伝送における効率（ゼロ電圧スイッチング）を向上させるように増幅されなければならない。あるいは、平均値またはピーク値を前もって検出した値と比較することによって、検出を行うことができる。共振回路２２１から出力される増幅した波形の例が、図７および図８に描かれる。

図３を参照して既に一般的に説明したように、制御回路２３０は、共振回路２２０の動作を制御するために共振回路２２０に接続される。検出回路（ＡＳＩＣ）２３１は、電力伝送デバイス２００にカップリングされた２次負荷（対象デバイス）の存在を検出するように適合される。検出の間に、共振回路の増幅は、イネーブルにされ、共振回路内部の電圧（したがってエネルギー）の増加が、モニタされる。無負荷条件下では、電圧は、増幅を停止する所定の値よりも上であるレベルまで非常に早く増加する。この場合では、増幅が停止し、検出時間よりもはるかに長いリスタート手順が始まる。リスタート手順は、エネルギー・ストレージ素子の放電／充電手順である。示した回路では、キャパシタＣ５（または代わりにＣ６）は、ＩＣ２３１のピンＶｐによって放電され、低電圧（ｕｎｄｅｒ ｖｏｌｔａｇｅ）ロックアウト・レベルに達した後で、ＩＣは、このピンを高オーミックになるように設定する。したがって、キャパシタがＩＣのスタートアップ・レベルに達し、検出が再び開始するまで、抵抗器Ｒ１３は、中間電圧によって電力を供給されるキャパシタを再充電することが可能である。

図４の回路図を参照して制御回路２３０によるスイッチング・トランジスタＴ５の制御について、下記に述べる。発振の開始で、共振回路は、増幅され、共振回路の電圧レベルは上昇する。トランジスタＴ５が切り替わる（ゼロ電圧スイッチング）たびに、追加のエネルギーが共振回路に付加され、共振回路内の電圧レベルを増加させることによって共振回路内に蓄えられる。ゼロ電圧に達する前の始まりにおいて、トランジスタＴ５は、また、最小の振幅で切り替わることができる。共振回路に供給されるエネルギーの量は、抵抗器Ｒ１２に並列に接続されたシャント抵抗器Ｒ１１によって調節される。対象デバイスが再充電されると、電力伝送デバイス内の磁気巻線Ｌ１、Ｌ２（１次コイル）は、対象デバイス内の巻線（２次コイル）に磁気的にカップリングされることになる。１次コイルへの２次コイルの磁気接続で、電圧レベルの上昇速度および得られる電圧のピーク・レベルは、２次コイルが共振回路に伝達されるエネルギーの一部を消費するので、低下する。この条件下で、測定されるパラメータの一例であり得る発振電圧レベルは、検出回路２３１ ＭＣ４０Ｂ（図１１参照）のピンＶＰ（ピン１）で測定される電圧レベルをオーバーシュートしないことになる。前記電圧レベル（電圧調整レベル）は、この実施形態では、所定のしきい値を定める。発振電圧レベルがピンＶＰで測定された電圧調整レベルよりも下にとどまる限り、増幅は続く。発振電圧レベルがピンＶＰにおける調整電圧レベルよりも上であるときには、発振電圧レベルがピンＶＰにおける調整電圧レベルよりも下に低下するまで、増幅は停止する。

対象デバイスが再充電されず、ならびにハンドヘルドが接続されており、かつＬ１、Ｌ２への磁気カップリングを後で取り外す場合、対象デバイス内の２次コイルと電力伝送デバイス内の１次コイルＬ１、Ｌ２との間の磁気カップリングはない。したがって、共振回路内の電圧は、はるかに早く、より高いレベルに上昇する。ピンＶＰの電圧調整レベルは、制御回路２３０内のキャパシタＣ５（または代わりにＣ６）に接続された抵抗器Ｒ１８およびＲ１９の直列接続を含むＲＣ回路素子によって遅延する。したがって、共振回路の電圧は、増幅を停止する前に調整レベルよりも上に上昇する（図５、時間Ａ参照）。このようにして、ピンＶＰにおける電圧レベルが増幅を停止させる前に、電圧は、電圧調整レベルよりも上に上昇する。このようにして、発振電圧は、共振回路の寄生消費素子が蓄えたエネルギーを消費することを可能にするために十分に長い時間にわたり、ＩＣまたはＡＳＩＣ２３１（ＭＣ４０Ｂ）が増幅を停止させる大きさだけピンＶＰにおける電圧調整レベルよりも上に上昇する。その結果、電圧は低いレベルまで低下し、増幅は再びスタートするが１回だけである。時間Ａの後に１つの電流ピークを認めることができる図５において、この挙動を見ることができる。

このようにして、制御回路２３０は、所定のオフ時間にわたって増幅を停止することができ、オフ時間の発振信号の期間との比率を、第１のステージのエネルギー損失を最小にするように都合の良いように選択することができる。オフ時間を、例えば、５００ｍｓオフ時間とすることができ、検出を実行するためのオン時間を、２ｍｓとすることができる。これは、アクティブな増幅検出時間の間に負荷が検出されない場合に、ＩＣ２３１のリスタートをトリガすることによって実現される。このリスタート時間を、既に上に述べたように、例えば、５００ｍｓに設定することができる。図４の回路スキームを参照して、リスタート時間は、抵抗器Ｒ１３およびキャパシタＣ５（代わりにＣ６）を含むＲＣ素子ならびに中間電圧によって設定される。リスタートの間に、キャパシタＣ５（Ｃ６）は、ＩＣ２３１によって放電され、ＩＣ２３１のピンＶｐのロックアウト・レベルに達した後で抵抗器Ｒ１３によって再充電される。

上に説明した検出プロセスは、また、バッテリ・フル・モード、または接続を切断された対象デバイスによって得られるものと同じ低電力消費量を有する類似のものを実施することを可能にする。増幅を開始または停止するために反対の磁場を使用するので、対象デバイス内のコイルは、それ自体のアキュムレータおよび／または負荷から電気的に接続を切断されることだけが必要である。接続を切断された巻線端を有するコイルは、今後はいかなる反対の磁場を作ることも不可能であり、したがって、Ｌ１、Ｌ２に対して磁気的に無視される。これは、ベース／充電ステーションから取り外された対象デバイスを有することのような同じ挙動になる。

キャパシタＣ８に蓄えられたオフセットが負であり、負のオフセットに合算される１つのパルスが、もはやＭＣ４０ＢのピンＤをイネーブルにするためには十分に大きくないので、ＭＣ４０Ｂは、ピンＤでいかなるこれ以上のイネーブル信号をも受信しないことになる。その結果、ＭＣ４０Ｂは、トランジスタＴ５をもう１度だけ切り替えることになる。結果として、ＭＣ４０Ｂは、イネーブル信号を待ち続け、ＭＣ４０ＢのピンＶＰにおける電圧が低電圧ロックアウトよりも下になり、かつピンＶＰにおいて高オーミックになるまでキャパシタＣ５からのエネルギーを消費する。低電圧ロックアウトを、図１１に示したように、例えば６Ｖとすることができる。この点で、キャパシタＣ５における電圧は、スタートアップ電圧レベルに達するまで再び抵抗器Ｒ１３によって電力を上昇させる。スタートアップ電圧レベルを、図１１に示したように、例えば２０Ｖとすることができる。この時間（ロックアウトおよびリスタート）の間に、キャパシタＣ８は、ダイオードＤ１０、巻線Ｌ２＋ Ｌ２−および抵抗器Ｒ２６の直列接続によって放電される。したがって、リスタートにおいて、１つのパルスが、ＭＣ４０ＢのピンＤ上で正のレベルに達することを可能にし、これによって進行中の増幅をイネーブルにする。ＡＳＩＣ ＭＣ４０Ｂについての内部構造ならびにピンＶＰ、ＤおよびＢの接続を、図１１に概略的に示す。

図４の図では、トランジスタＴ２、Ｔ６およびキャパシタＣ３、Ｃ９、Ｃ１３などの点線で示した素子は、代替の配置を示す。より正確には、点線で示したトランジスタＴ２を、第１のステージ２１０の代替の一実装形態ではトランジスタＴ３の代わりに示した位置で使用することができる。同様に、制御回路２３０内のキャパシタＣ６およびダイオードＤ５、Ｄ６、Ｄ１３、Ｄ９、Ｄ１４、Ｄ１２、Ｄ２とＤ８ならびに抵抗器Ｒ１７は、また、制御回路の実現のための代替設計解決策／設定を示すことを意味する。

図５は、５００μｓ／ｄｉｖのスケールにおける、無負荷条件および１２０ボルトの入力電圧下での共振回路（ＴＰ２からＴＰ１４）において検出される波形を示す。図５のプロットから、負荷／無負荷条件の検出がどのようにして実行されるかを理解することが可能である。共振回路２２１の増幅をアクティブにした（Ｔ_ＯＮ期間）後で、共振回路は発振し始め、プロットの上側部分における波形（濃い灰色の信号）が検出される。波形から分かるように、（波形の負半分側および／または正半分側などの）波形のある側の減衰を検出できない。したがって、制御回路によって測定されるピーク電圧値は、しきい値基準電圧に対して変化しないことになる。したがって、制御回路２３０は、無負荷条件を検出し、増幅を停止する。増幅のオン時間（文字Ａでプロット内に示されたＴ_ＯＮ期間）の間に、負荷に起因する減衰がないので、共振回路２２１内部のエネルギーは増加する。増幅が制御回路２３０によって停止されると、キャパシタＣ４内の電圧は、再び急速に低下する。明るい灰色の信号は、増幅時間の間にスイッチング・トランジスタＴ５を通って流れる電流を示す。

図６は、１００ｍｓ／ｄｉｖの時間スケールで図５に示す同じ波形のプロットを示す。これは、検出モードの間のオフ時間およびオン時間を示す。図５は、短い検出期間を示し、図６では、検出時間と省電力リスタート時間との比率を知ることができる。プロットのより大きな時間スケールのために、図６は、共振回路の増幅サイクルを理解することを可能にする。Ｔ_ＯＦＦは、共振回路が増幅されない期間を示す。図６にプロットした波形のピークは、増幅がオフに切り替えられている期間を示す。Ｔ_ＯＦＦ時間の間に、追加の電流が共振回路にトランジスタＴ５を通って流れないので、電流消費量は明らかに減少する。図から導き出され得るように、無負荷条件下では、Ｔ_ＯＦＦ時間は、電力伝送デバイスの全体の動作サイクルにわたってＴ_ＯＮ時間よりもはるかに長い。

図７は、充電条件下および５μｓ／ｄｉｖの時間スケールにおける、増幅の間の共振回路（ＴＰ２からＴＰ１４）上の波形および１２０Ｖの入力電圧に対してＤ４（Ｔ５）を通る対応する電流を示す。電圧が負であった後に０Ｖに上昇する瞬間におけるこのプロット内で、ゼロ電圧スイッチングを知ることができる。そこでは、電圧は、共振回路を再充電する短期間の間０Ｖに保持される。この波形は、共振回路を形成するＧＮＤへのキャパシタＣ４の電圧発振としてプロット内に示される。図７の波形から、トランジスタＴ５によって実行された増幅を知ることが可能である。具体的には、波形は、１２０ボルトのＤＣオフセットで発振する。キャパシタＣ４の電圧と中間電圧（動作電圧）の合計電圧がＧＮＤよりも低いときには、トランジスタＴ５は、ゼロ電圧であり、したがって、オンに切り替えられることになる。電圧がＧＮＤレベルよりも上に上昇するまで、トランジスタは導電状態である。ＧＮＤ電圧レベルよりも上に上昇した後で、短時間の間、追加の電流が共振回路へ流れ、これによって、共振回路の増幅を実現する。増幅のレベルは、抵抗器Ｒ１１およびＲ１２における電圧降下を介して電流を検知することによって調整される。ＩＣ２３１のＢピンは、トランジスタＴ５を切り替えるだけでなく、このピンに印加される電圧の検知もする。トランジスタのベース−エミッタ電圧が差し引かれるこの電圧は、電流に対して線形であり、ＩＣ内部しきい値と比較される。このＩＣ内部しきい値は達するとすぐにドライバ段をオフに切り替えさせることになる。

図７にプロットした信号は、ＧＮＤ（ＴＰ１４）へのコイルの巻線Ｌ１−（ＴＰ２）上で測定されるが、検出は、１次コイルの巻線Ｌ２の両端間で行われる。しかしながら、１次コイルおよび２次コイルが磁気的にカップリングされるので、巻線Ｌ１およびＬ２上の信号は、同じである。

図８は、異なる時間スケールで取った、図７に描かれた同じ波形およびスイッチング・トランジスタＴ５を通る対応する電流を示す。波形は、２ｍｓ／ｄｉｖの時間スケールでプロットされ、充電モード時の恒久的な発振を示す。この図から、したがって、電力伝送デバイス２００の恒久的な動作の間に共振回路から出力される信号のエボリューション（ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）を知ることが可能である。

図９は、負荷条件下での１２０Ｖｒｍｓの入力電圧におけるディミング回路２１０の動作を示す。明るい灰色の波形は、電気グリッドからの入力電圧を示す。濃い灰色の波形は、キャパシタＣ１２内に蓄えられる中間の所定の動作電圧を発生するために使用される１パルス整流信号を描く。キャパシタＣ１２内の電荷の時間エボリューションは、濃い線によって示される。負荷条件下では、キャパシタＣ１２内の電荷を、共振回路に供給するために放電する。キャパシタＣ１２内の電圧が最小値に達すると、キャパシタＣ１２は、トランジスタＴ３を通り短時間流れる電流によって再充電される。

図１０は、無負荷下で１２０Ｖｒｍｓの入力電圧におけるディミング回路２１０の動作を示す。図９を参照して既に説明したように、明るい灰色の波形は、電気グリッドからの入力電圧を示す。濃い灰色の波形は、キャパシタＣ１２内に蓄えられる中間の所定の動作電圧を発生するために使用される１パルス整流信号を描く。キャパシタＣ１２内の電荷の時間エボリューションは、濃い線によって示される。この場合では、負荷が電力伝送デバイス２００にカップリングされていないので、キャパシタＣ１２は、周期的に放電されず、したがって、キャパシタＣ１２を再充電するための周期的な電流ピークがない。

図１１は、検出回路２３１として制御回路２３０内に実装されたＡＳＩＣ素子ＭＣ４０Ｂ２３１の回路スキームを示す。ＡＳＩＣ２３１のピンＶＰは、キャパシタＣ５に接続される。ＭＣ４０ＢのピンＤは、巻線Ｌ２からのサイン半波をダイオードＤ１１（または代わりにＤ６）およびＤ１５ならびに抵抗器Ｒ１４、Ｒ１６およびＲ１５を介して高オーミック・インピーダンス上で受信する。既に前に説明したように、ＡＳＩＣ２３１の内部では、いくつかの固定基準電圧がある。トランジスタＴ５のコレクタ電流は、ＡＳＩＣ ＭＣ４０Ｂのドライバ出力ピンＢを介して検知される。検出回路２３１は、定電流プッシュ・プル回路２３１１を含む。スイッチング・トランジスタＴ５が定電流プッシュ・プル回路２３１１を使用してオンに切り替えられると、ＡＳＩＣの出力ピンにおける電圧は、トランジスタＴ５のベース−エミッタ電圧と抵抗器Ｒ１１およびＲ１２の両端間の電圧降下の合計である。共振回路の再充電電流は、これらの抵抗器を通って流れ、ある電圧を発生する。この電圧は、ピンＢで測定した電圧であり、４．１Ｖとすることができる。ピンＢで測定した電圧は、増幅を停止するように電流プッシュ・プル回路２３１１にトランジスタＴ５をオフに切り替えさせる。

結論として、本発明は、エネルギー消費量の点で最新の規制に準拠し、広い範囲の供給入力電圧で使用することが可能な電力伝送デバイスを提供する。具体的には、本発明は、無負荷下で、および例えば、バッテリ・フル・モード条件のような他のモード下で電力伝送デバイスのエネルギー損失を低減することが可能である。これは、電力伝送デバイスの共振回路のパラメータをモニタし、かつ前記パラメータの値に基づいて共振回路の増幅を制御するように構成された制御回路を有する電力伝送デバイスを提供することによって得られる。具体的には、前記パラメータの変動に基づいて、制御回路は、電力伝送デバイスと対象デバイスとの間の磁気カップリングがあるか否かを検出することができる。このような磁気カップリングが検出される場合には、制御回路は、共振回路の連続的な増幅を開始し、これによって、電力伝送デバイスと対象デバイスとの間のエネルギー伝達の効率を向上させる。さらに、効率は、ゼロ電圧スイッチングによってさらに一層向上する。一方で、制御回路が電力伝送デバイスと対象デバイスとの間に磁気カップリングを検出しないときには、電力伝送デバイスの無負荷エネルギー消費量を低減するように、増幅を停止する。

Claims (16)

1. 誘導エネルギー伝達のための電力伝送デバイス（２００）であって、
   供給入力電圧に接続されるように適合され、かつ前記供給入力電圧を動作電圧に変換するように適合された第１のステージ（２１０）と、
   前記第１のステージに接続され、かつ、第１の１次巻線（Ｌ１）を使用し、前記電力伝送デバイス（２００）から対象デバイス（２４０）にエネルギーを誘導伝達するための磁場を発生させるために前記動作電圧から発振電圧を発生するように適合された共振回路（２２１）を含む第２のステージ（２２０）と、
   前記第２のステージ（２２０）に接続され、前記第２のステージ（２２０）のパラメータ値を検出するように適合され、かつ前記検出したパラメータ値に基づいて前記共振回路（２２１）の増幅を開始または停止するように適合される制御回路（２３０）と
   を備え、
   前記第１のステージ（２１０）は、前記入力電圧を所定の動作直流電圧まで増加させるまたは減少させるように構成されたディミング部を含み、
   前記ディミング部は、高オーミックＭＯＳ−ＦＥＴ素子を含み、
   前記制御回路（２３０）は、前記パラメータ値を供給するため、前記対象デバイス（２４０）に磁気的にカップリングされることが可能な第２の１次巻線（Ｌ２）にカップリングされる、
   電力伝送デバイス（２００）。
2. 前記制御回路（２３０）が、前記検出したパラメータを所定のしきい値と比較し、かつ前記比較結果に基づいて増幅を開始または停止する、請求項１に記載の電力伝送デバイス（２００）。
3. 前記パラメータ値が、前記共振回路（２２１）の両端間の平均電圧値であり、前記制御回路（２３０）は、実際の平均電圧が電圧しきい値よりも低い場合に、前記共振回路（２２１）の増幅を開始するように構成される、請求項１または２に記載の電力伝送デバイス（２００）。
4. 前記パラメータ値が、前記共振回路（２２１）の両端間のピーク電圧値であり、前記制御回路（２３０）は、前記ピーク電圧を検知し、かつ前記検知したピーク電圧が電圧しきい値よりも低い場合に、前記共振回路（２２１）の増幅を開始するように構成される、請求項１または２に記載の電力伝送デバイス（２００）。
5. 前記パラメータ値が、前記共振回路（２２１）の両端間のピーク電圧値およびその立ち上がり時間を含み、前記制御回路（２３０）は、前記ピーク電圧および前記立ち上がり時間を検知し、かつ前記検知したピーク電圧および立ち上がり時間が指定された時間の後で電圧しきい値よりも低い場合に、前記共振回路（２２１）の増幅を開始するように構成される、請求項１または２に記載の電力伝送デバイス（２００）。
6. 前記電圧しきい値が、前もって測定した平均電圧値であり、前記制御回路は、前記実際の平均電圧入力が前記前もって測定した平均電圧値よりも小さい場合に、増幅を開始するように構成される、請求項３に記載の電力伝送デバイス（２００）。
7. 前記パラメータ値が、前記第１のステージ（２１０）から前記第２のステージ（２２０）へ入力される入力電流であり、前記制御回路（２３０）は、実際の検知した入力電流が電流しきい値よりも大きい場合に、前記共振回路の増幅を開始するように構成される、請求項１または２に記載の電力伝送デバイス（２００）。
8. 前記電流しきい値が、前記第２のステージ（２２０）へ入力される前もって測定した電流であり、前記制御回路（２３０）は、前記実際の入力電流が前記前もって測定した入力電流よりも大きいときに、前記共振回路（２２１）の増幅を開始するように構成される、請求項７に記載の電力伝送デバイス（２００）。
9. 前記第２のステージ（２２０）が、前記共振回路（２２１）に接続されたスイッチング素子（２２２）をさらに含み、前記スイッチング素子（２２２）が、前記共振回路（２２１）の増幅を開始または停止するように増幅するように適合される、請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力伝送デバイス（２００）。
10. 前記スイッチング素子（２２２）が、前記共振回路（２２１）の増幅を停止するためにオフに切り替えられる、請求項９に記載の電力伝送デバイス（２００）。
11. 前記スイッチング素子（２２２）が、前記共振回路の増幅を開始するためにオンに切り替えられる、請求項９または１０に記載の電力伝送デバイス。
12. 前記共振回路（２２１）が、並列もしくは直列に接続されたキャパシタおよびチョークを含む、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力伝送デバイス（２００）。
13. 前記制御回路（２３０）が、所定のオフ時間にわたり増幅を停止し、前記オフ時間の発振信号の期間との比率が、前記第１のステージのエネルギー損失を最小にするように選択される、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力伝送デバイス（２００）。
14. 請求項１〜１３のいずれか１項に記載の電力伝送デバイス（２００）と、
    前記電力伝送デバイスから対象デバイスへのエネルギーの伝達のために前記電力伝送デバイス（２００）に磁気的にカップリングされるように適合された対象デバイス（２４０）と
    を備える、誘導エネルギー伝達のためのシステム。
15. 前記電力伝送デバイス（２００）は、電力が伝達される前記対象デバイス（２４０）内の電力受信コイルの反対の磁場を検知し、前記反対の磁場が、前記検出したパラメータ値を介して検知される、請求項１４に記載の誘導エネルギー伝達のためのシステム。
16. 前記電力受信コイルの磁気デカップリングが、高オーミック負荷に電気的に前記電力受信コイルを切り替えることによって、および／または低オーミック負荷から一方もしくは両方の配線端部の接続を切断するために前記電力受信コイルの前記一方もしくは両方の配線端部を電気的に開放することによってアクティブにされ、前記磁気デカップリングが、電力消費のより少ない無負荷モードをトリガする、請求項１５に記載の誘導エネルギー伝達のためのシステム。