CN109075612A - 无线电能传输控制装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种装置包括：感测晶体管，其栅极和源极分别直接连接到谐振转换器的功率晶体管的栅极和源极，其中谐振转换器包括原边侧和磁耦合到原边侧的副边侧；包括放大器的电流感测和放大电路，放大器具有分别连接到感测晶体管的漏极和功率晶体管的漏极的输入端；连接到电流感测和放大电路的输出端的模拟‑数字转换器；以及连接到模拟‑数字转换器的输出端的数字控制器，其中数字控制器配置成基于流过感测晶体管的电流调制谐振转换器的可变电容网络。

Description

无线电能传输控制装置和方法

相关申请的交叉引用

本申请涉及2016年3月15日申请的题为“Wireless Power Transfer ControlApparatus and Method(无线电能传输控制装置和方法)”的美国临时申请号62/308,684并主张其优先权，该临时申请以引用的方式并入到本文。

技术领域

本发明涉及控制装置、方法和系统，并且在特定实施例中，涉及无线电能传输系统中的控制装置、方法和系统。

背景技术

随着技术进一步发展，无线电能传输(WPT)作为用于为诸如移动电话、平板PC、数码相机、MP3播放器和/或类似设备的移动设备供电或充电的高效且便利的机制出现。无线电能传输系统通常包括原边侧传送器和一个或多个副边侧接收器。原边层传送器通过磁耦合而磁耦合到副边侧接收器。磁耦合可作为具有在原边侧传送器中形成的原边侧线圈和在副边侧接收器中形成的副边侧线圈的松散耦合变压器实现。

图1示出无线电能传输系统的框图。图1中示出的无线电能传输系统100是由无线电力联盟(A4WP)组织推荐的实例性系统。图1中示出的无线电能传输系统100包括功率传送器和功率接收器。通过磁耦合，将功率从功率传送器传输到功率接收器。

功率传送器包括以级联方式连接在电源输入端和传送器线圈之间的传送器dc/dc转换器、功率放大器、阻抗匹配电路和谐振电路。功率传送器还可包括具有耦合到接收器蓝牙单元的第一输入/输出端以及耦合到功率传送器的传送器dc/dc转换器的第二输入/输出端的传送器蓝牙单元。

功率接收器包括以级联方式连接在接收器线圈和负载之间的谐振电路、整流器、接收器dc/dc转换器。功率接收器还可包括具有耦合到传送器蓝牙单元的输入/输出端的接收器蓝牙单元。可在无线电能传输系统100中增加具有如图1所示的相同体系结构的更多接收器以便形成多接收器系统。

根据A4WP的标准，功率传送器以在从约6.765MHz到约6.795MHz范围内的频段内的固定系统频率(6.78MHz标称频率)操作。应注意，功率传送器可在与上述频率不同的频率操作。传送器功率放大器将它的输入端处的dc功率转换为具有在上述频段内的频率的高频ac功率。通过谐振电路(通常是一个或多个电容器)耦合到功率放大器的传送器线圈与谐振电路一起形成传送器谐振回路，并在系统频率产生磁场。通过磁耦合，将功率传输到接收器线圈附近。同样地，功率接收器的接收器线圈与谐振电路形成接收器谐振回路。

耦合到接收器线圈的谐振电路与耦合到传送器线圈的谐振电路均可包括一个或多个电容器。传送器谐振回路的谐振频率和接收器谐振回路的谐振频率设计成在系统频率，它由功率放大器的切换频率确定。

为了匹配功率传送器中的功率放大器和谐振回路的功率容量和电参数，可在功率放大器和传送器谐振电路之间设置阻抗匹配电路，如图1所示。

功率接收器中的整流器将来自接收器线圈的高频ac功率转换为dc功率，并通过接收器dc/dc转换器将dc功率递送到负载。在图1中示出的系统中，对于发送给功率放大器的给定输入电压Vin，由于诸如传送器和接收器之间的耦合系数变化、负载变化等的各种因素，整流器处的输出电压Vo可在广泛范围内变化。

为了在可接受的范围内调节接收器的输出电压，可采用传送器dc/dc转换器来控制发送给功率放大器的电压，并且可采用接收器dc/dc转换器来进一步调节馈送到负载的电压。由于输入功率最有可能来自于插入到ac电源中的ac/dc适配器，所以传送器dc/dc转换器可作为耦合到ac/dc适配器的专用dc/dc转换器实现。在另一些实施例中，传送器dc/dc转换器可以是ac/dc适配器的一部分。类似地，接收器dc/dc转换器通常作为dc/dc转换器实现。负载可以是诸如集成电路(IC)、电池等的实际负载。在另一些实施例中，负载可以是诸如电池充电器、耦合到实际负载的dc/dc转换器等的下游转换器。

传送器蓝牙单元和接收器蓝牙单元形成用于在功率接收器和功率传送器之间提供通信通道的蓝牙通信子系统。例如，可通过蓝牙通信子系统在接收器和传送器之间通信电压控制信号。

图1中示出无线电能传输系统100包括许多功率处理阶段。图1中示出的系统中的许多组件可能会具有高电压/电流应力。可取的是包括具有更佳效率和更低电压/电流应力的无线电能传输系统。

发明内容

在特定实施例中，控制装置和方法可在无线电能传输系统中实现更佳的性能。

根据一个实施例，一种装置包括：感测晶体管，其栅极和源极分别直接连接到谐振转换器的功率晶体管的栅极和源极，其中谐振转换器包括原边侧和磁耦合到原边侧的副边侧；包括放大器的电流感测和放大电路，放大器具有分别连接到感测晶体管的漏极和功率晶体管的漏极的输入端；连接到电流感测和放大电路的输出端的模拟-数字转换器；以及连接到模拟-数字转换器的输出端的数字控制器，其中数字控制器配置成基于流过感测晶体管的电流调制谐振转换器的可变电容网络。

根据另一个实施例，一种方法包括：利用耦合到谐振转换器的电源开关并形成在相同半导体管芯上的感测开关来检测表示电源开关处的电流电平的信号，其中谐振转换器包括原边侧和磁耦合到原边侧的副边侧；以及基于电源开关的电流电平调整谐振转换器的可变电容网络的电容。

根据又一个实施例，一种方法包括：提供包括磁耦合到接收器的传送器的无线电能传输系统，其中传送器包括耦合到输入电源的功率放大器、包括传送器可变电容网络的传送器谐振回路以及耦合到传送器谐振回路的传送器线圈，并且接收器包括具有接收器可变电容网络的接收器谐振回路和耦合到接收器谐振回路的第一接收器线圈；感测流过传送器的电源开关的电流和接收器的系统参数；以及通过控制器基于对应的感测值调整传送器可变电容网络和接收器可变电容网络的至少一个电容值。

本发明的较佳实施例的优点是，通过调整无线电能传输系统的至少一个谐振组件来改善无线电能传输系统的性能。

上文相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便可以更好地理解以下对本发明的详细描述。下文将描述本发明的额外特征和优点，它们形成本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应明白，可容易地利用公开的概念和特定实施例作为修改或设计用于实现本发明的相同目的的其它结构或过程的基础。本领域技术人员还应意识到，此类等效构造没有偏离随附权利要求中所阐述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更全面地了解本发明及其优点，现在结合附图提及以下描述，图中：

图1示出无线电能传输系统的框图；

图2示出根据本公开的各种实施例的无线电能传输系统的框图；

图3示出根据本公开的各种实施例图2中示出的无线电能传输系统的传送器侧的实现的示意图；

图4示出根据本申请的各种实施例的集成式电流感测装置的示意图；

图5示出根据本申请的各种实施例的采样和保持电路的示意图；

图6示出根据本申请的各种实施例用于调整无线电能传输系统的传送器的可变电容网络的控制方法的流程图；

图7示出根据本申请的各种实施例的可变谐振电容网络的实现；

图8示出根据本公开的各种实施例图2中示出的无线电能传输系统的接收器侧的实现的示意图；

图9示出根据本公开的各种实施例的输出功率对谐振电容曲线；

图10示出根据本公开的各种实施例的多个输出电压阈值；

图11示出根据本公开的各种实施例的间歇模式的操作；

图12示出根据本申请的各种实施例用于控制图2中示出的无线电能传输系统的接收器侧的输出电压的方法的流程图的第一部分；

图13示出根据本申请的各种实施例用于控制图2中示出的无线电能传输系统的接收器侧的输出电压的方法的流程图的第二部分；

图14示出根据本申请的各种实施例包括谐振电容调制技术和带内通信技术的控制方案；

图15示出根据本申请的各种实施例包括间歇模式控制技术和带内通信技术的控制方案；以及

图16示出根据本申请的各种实施例的基于全桥配置的高频无线电能传输系统。

除非另外指示，否则不同图中的对应数字和符号一般指对应部分。绘制附图是为了清楚地说明各种实施例的相关方面，它们不一定按比例绘制。

具体实施方式

下面详细论述目前较佳的实施例的制作和使用。但是，应明白，本发明提供可在各种各样的特定情境中实施的许多适用的发明概念。论述的特定实施例只是说明制作和使用本发明的特定方式，而不是限制本发明的范围。

将在特定情境(即，用于改善具有多个可变电容网络的无线电能传输系统的控制方法和装置)中关于较佳实施例描述本发明。但是，本发明也可适用于各种其它合适的电力系统。下文中，将参考附图详细解释各种实施例。

图2示出根据本公开的各种实施例的无线电能传输系统的框图。图2中示出的无线电能传输系统200的框图与图1中示出的框图类似，不同之处在于，第一电磁干扰(EMI)滤波器耦合在功率传送器的功率放大器和谐振电路之间，并且第二EMI滤波器耦合在功率接收器的谐振电路和整流器之间。为简单起见，这里只详细描述第一EMI滤波器和第二EMI滤波器。应注意，阻抗匹配电路可设置在第一或第二EMI滤波器之前或之后。此外，阻抗匹配电路可以是第一或第二EMI滤波器的一部分。

在一些应用中，还可行的是，只在功率传送器中或只在功率接收器中具有EMI滤波器。在一些实施例中，图2中示出的EMI滤波器可具有不同配置，诸如低通滤波器、带通滤波器和其它合适的拓扑。在一些实施例中，图2中示出的EMI滤波器可包括用于形成具有一个或多个谐振频率的谐振电路的电感器和电容器。下文将关于图3描述EMI滤波器的详细结构。

图3示出根据本公开的各种实施例图2中示出的无线电能传输系统的传送器侧的实现的示意图。功率传送器300包括功率放大器302、包括多个电容器和电感器的EMI滤波器304、以及包括与传送器线圈串联连接的可变电容电容器Ct的谐振电路。Ct可以是具有多个串联和并联电容器的可变电容网络。稍后将关于图7论述Ct的详细结构。此外，一个或多个串联电容器(未示出)可在物理上连接在传送器线圈的上端子与L2、C2、C3和C4的共同节点之间。这样的电容器配置可有助于减小施加到传送器线圈的共模电压，从而具有更佳的EMI性能。在一些实施例中，如果根据设计需要，输入侧的噪声衰减是必需的，那么可在输入源Vin和功率放大器302之间设置另一个EMI滤波器(未示出)。

在一些实施例中，功率放大器302作为D类功率放大器实现，如图3所示。功率放大器302包括串联连接在Vin的两个端子之间的开关S1和S2。开关S1和S2的共同节点连接到EMI滤波器304的输入端。本描述通篇中，开关S1也可称为高压侧开关S1；开关S2也可称为低压侧开关S2。应注意，未示出阻抗匹配电路。取决于不同应用和设计需要，阻抗匹配电路可设置在EMI滤波器304之前或之后。

EMI滤波器304包括电感器L1、L2、L3和L4与电容器C1、C2、C3和C4。如图3所示，L1和C1并联连接。L2和C2并联连接。L3和C3串联连接。L4和C4串联连接。在一些实施例中，L1和C1形成一次谐波trap陷波电路；L2和C2形成二次谐波trap陷波电路；L3和C3形成一次谐波notch陷波电路；L4和C4形成二次谐波notch陷波电路。

应注意，图3示出，每个谐波抑制电路中只包括一个电容器。这只是一个实例。图3中示出的每个谐波抑制电路可包括数百个这样的电容器。限制本文中示出的电容器的数量只是为了清楚地说明各种实施例的发明方面。本发明不限于任何特定数量的电容器。

谐波trap陷波电路和谐波notch陷波电路的谐振频率可设置成抑制谐波的频率。在一些实施例中，谐波trap陷波电路和对应的谐波notch陷波电路可具有相同的谐振频率。例如，在图3中，包括L1和C1的一次谐波trap陷波电路和包括L3和C3的一次谐波notch陷波电路可设计成用于抑制三次谐波。由于三次谐波可能是无线电能传输系统中的主导谐波，所以它可能需要比其它高阶谐波更多的滤波。利用一次谐波trap陷波电路和一次谐波notch陷波电路来抑制三次谐波有助于EMI滤波器实现更佳的谐波抑制。

在一些实施例中，包括L2和C2的二次谐波trap陷波电路可设计成用于抑制五次谐波。包括L4和C4的二次谐波notch陷波电路可设计成用于抑制七次谐波。因此，三次、五次和七次谐波电流显著减小，并且还可抑制其它更高阶谐波。结果是，传送器线圈中的电流可大体上为正弦波。

还应注意，为了实现更佳的系统性能，可取的是在图3中示出的任何谐波trap陷波电路中具有低电感路径，并在图3中示出的任何谐波notch陷波电路中具有低电容路径。这样配置有助于减少对无线电能传输系统在基频的性能的影响。应注意，基频可等于或近似等于无线电能传输系统的系统频率。

如图3所示，传送器还可包括以级联方式连接的电流感测和放大装置312、模拟-数字转换器314和数字控制器316。电流感测和放大装置312可包括感测晶体管、采样/保持电路、合适的放大器和/或滤波器。下文将关于图4描述电流感测和放大装置312的详细电路。数字控制器316能够调整Ct的电容。在另一些实施例中，阻抗调整功能可作为独立功能单元实现。

为了实现更佳的系统性能，流过开关(例如，S2)的电流的关闭必须落在合适范围中。在该范围内，相应地控制关闭电流电平。这样的关闭电流电平有助于主电源开关S1和S2实现零电压切换(ZVS)或以接近于ZVS的模式操作。以上描述的关闭电流电平的值可随不同操作模式、不同功率器件、不同输入电压、以及一个开关的关闭和另一个开关的打开之间的死区时间改变，并且可在传送器操作期间动态调整以便实现更佳的系统性能。因此，用于监测开关的关闭电流的电流感测和放大装置312和用于在合适范围内或在合适电平控制关闭电流的数字控制器316对于实现高性能至关重要。

开关S1和S2可在诸如6.78MHz的高切换频率操作。在这样的高频率(例如，6.78MHz)，要实现精确的电流感测很难且成本很高，因为寄生参数可能会影响高精度测量。例如，感测电路中的甚至1nH的寄生电感都可能会污染感测电流信号。此外，低电感电流感测电阻器体积庞大且昂贵。为了感测这种高频谐振电流(例如，6.78MHz)，可取的是具有集成式电流电池电路来测量流过开关(例如，开关S2)的电流。

图4示出根据本申请的各种实施例的集成式电流感测装置的示意图。集成式电流感测装置400包括感测晶体管S2s、放大器A1、电流源I1和电阻器Rs。如图4所示，高压侧开关S1和低压侧开关S2串联连接在输入dc电源Vin的两个输出端子之间。应注意，可感测流过S1的电流、流过S2的电流或两者。还应注意，在本公开中，作为实例详细描述流过S2的电流的感测。该电流感测电流技术可适用于S1以及接收器处的开关。

在一些实施例中，感测晶体管S2s和低压侧开关S2作为n-型晶体管实现。S2s和S2的源极直接连接在一起并进一步连接到地。S2s和S2的栅极可直接连接在一起并进一步连接到低压侧驱动器D2的输出端。因此，开关S2和S2s同时打开或关闭。S2的漏极耦合到放大器A1的第一输入端。S2s的漏极连接到放大器A1的第二输入端和电流源I1。

放大器A1的输出端耦合到电流源I1。如图4所示，采用放大器A1来将S2s的漏极电压调节成等于S2的漏极电压。此外，利用放大器A1来控制电流源I1，以使得电流源I1生成与流过S2的电流成比例的电流。采用电阻器Rs来将感测的电流Isense转换成电压信号。

采用感测晶体管S2s来感测流过低压侧开关S2的电流。根据一些实施例中，S2s设计成具有与S2类似的性能。此外，在相同半导体管芯上制作S2s和S2。S2s和S2可形成电流镜。因此，在主电源晶体管S2和感测晶体管S2s之间可存在良好匹配。为了有效地感测流过低压侧开关S2的电流，利用电流缩放技术来设计感测晶体管S2s。更具体来说，相对于低压侧开关S2的大小，感测晶体管S2s的大小(例如，通道宽度/长度比)减小缩放因子n，其中n对应于大于1的整数。在一些实施例中，n在从约100到约1,000,000的范围中。

应注意，为了提高感测速度和精度，将电流感测器件S2s和放大器A1集成到相同硅芯片中。此外，图4中示出的电路能够实现逐个循环电流感测。还应注意，可利用多个电路来感测传送器的电流，每个电路具有与图4中示出的电流感测装置400相同的结构。所述多个电路有助于实现更佳的电流感测精度。

可对I1进行进一步处理以便生成供系统使用的其它电流和电压信号。例如，可通过对I1或表示I1的信号运用具有合适滤波器的峰值检测电路来获得峰值电流信号。可利用此类峰值电流信息来评估传送器中的电流电平，或用于系统控制和/或优化过程。另外，尽管图4中示出的电流感测电路设计成用于感测低压侧开关S2，但是它也可适用于高压侧开关S1。此外，图4中示出的电流感测电路可用于感测在S1和S2中流过的电流。此外，也可利用诸如组件匹配、修整、补偿等的合适技术来实现更佳的电流感测。

图5示出根据本申请的各种实施例的采样和保持电路的示意图。在诸如A4WP无线电力系统的固定切换频率系统中，关闭时间是预先确定的。在采样和保持电路与传送器开关S1和/或S2同步计时的情况下，可在关闭开关之前略微提前一点对开关电流采样。然后，将感测信号馈送到ADC中并转换成数字信号。

图5示出采样和保持电路500的实现。采样和保持电路500包括四个开关(即，502、504、512和514)与两个电容器C1和C2。信号Isense来自感测晶体管，诸如图4中示出的Isense信号。

如图5所示，利用开关502、504和电容器C1感测Isense的第一个点。利用开关512、524和电容器C2感测Isense的第二个点。将感测的电流值馈送到缓冲器520的非反相输入端。缓冲器520的输出端连接到ADC 522的输入端，在ADC 522中将感测电流值转换成数字信号Ioff。

在将关闭电流的信息转换成数字信号Ioff之后，诸如数字控制器的数字控制电路利用图6中示出的控制方法来调整传送器的可变电容网络的电容的值。

图6示出根据本申请的各种实施例用于调整无线电能传输系统的传送器的可变电容网络的控制方法的流程图。图6中示出的该流程图只是一个实例，它不应过度限制权利要求的范围。本领域技术人员将意识到许多改变、备选和修改。例如，图6中示出的各种步骤可增加、移除、取代、重新排列和重复。

方法600在步骤602开始。在方法600开始之后，在步骤604，将图3中示出的电容器Ct设置成它的最大值，这是取决于不同应用和设计需要预先确定的值。在步骤606，如果流过传送器的电流超过选择的阈值(例如，过电流阈值)，那么方法600从步骤606返回到步骤604。并且，在步骤606，如果流过传送器的电流没有超过选择的阈值，那么方法600继续进行至步骤608，如图6所示。

利用图4中的电流感测电路来感测流过S2的电流。在一些实施例中，利用图5中的采样和保持电路就在关闭S2之前对电流值采样。在步骤608，将S2的感测电流与从之前循环获得的感测电流进行比较。如果感测电流小于或等于从之前循环获得的感测电流，那么方法600继续进行至步骤610，在步骤610，方法600将谐振电容器增加预设值，诸如如图6所示的两个步长，并用在本循环中感测的电流取代从之前循环获得的感测电流，然后返回到步骤606。并且，在步骤608，如果感测电流大于从之前循环获得的感测电流，那么方法600继续进行至步骤612。

在步骤612，将S2的感测电流与第一感测电流阈值进行比较，第一感测电流阈值指示流过传送器的电流是否太小。如果在N1个循环期间，感测电流小于第一感测电流阈值，那么方法600继续进行至步骤614，在步骤614，方法600将谐振电容器减小预设值，诸如如图6所示的一个步长，并用在本循环中感测的电流取代从之前循环获得的感测电流，然后返回到步骤606。并且，在步骤612，如果感测电流大于或等于第一感测电流阈值，那么方法600继续进行至步骤614。

在步骤614，将S2的感测电流与第二感测电流阈值进行比较，第二感测电流阈值指示流过传送器的电流是否太大。如果在N2个循环期间，感测电流大于第二感测电流阈值，那么方法600继续进行至步骤618，在步骤618，方法600将谐振电容器增加预设值，诸如如图6所示的一个步长，并用在本循环中感测的电流取代从之前循环获得的感测电流，然后返回到步骤606。并且，在步骤614，如果感测电流小于或等于第二感测电流阈值，那么方法600从步骤614返回到步骤606。

应注意，N1、N2、第一感测电流阈值、第二感测电流阈值和调整可变电容网络的步长都是预定值。取决于设计需要和不同应用，这些预定值可相应改变。另外，可在传送器的操作期间动态地调整这些预定值。

请注意，图6中示出的阈值可以是对应于合适关闭电流的值或范围。这些阈值可随诸如器件(例如，开关S2)中的温度、传送器的输入电压、开关(例如，开关S2)中的峰值电流信息的一个或多个系统变量改变，以便改善系统性能。

图7示出根据本申请的各种实施例的可变谐振电容网络的实现。可变谐振电容网络700包括二极管D1、与二极管D1并联连接的电阻器R1以及与二极管D1和电阻器R1并联连接的多个电容器-开关网络。

如图7所示，可存在n个电容器-开关网络，其中n是不小于1的预定整数。第一电容器-开关网络包括串联连接并且进一步与R1并联连接的电容器C0和开关S0。同样地，第二电容器-开关网络包括串联连接并且进一步与R1并联连接的电容器C1和开关S1；第三电容器-开关网络包括串联连接并且进一步与R1并联连接的电容器C2和开关S2；第n个电容器-开关网络包括串联连接并且进一步与R1并联连接的电容器Cn和开关Sn。

如图7所示，通过利用控制总线从控制器(未示出)发送的控制信号来控制开关S0、S1、S2、…、Sn的栅极。在一些实施例中，控制器可采用图6中示出的控制方法。此外，在一些实施例中，如图7所示，电容器的电容值从左到右按二进制递增。

通过控制开关S0、S1、…、Sn的打开和关闭，可变电容网络700的总电容可相应改变。电容变化可有助于调整传送器电路的谐振频率以便实现期望的系统性能。

期望的系统性能确保传送器侧上的更佳的软切换状况和高效操作。通过感测可变电容器网络700两端的电压、或传送器线圈中或功率放大器的开关中的电流，当此类电压或电流在它们的相应较低点、优选接近于时，可打开或关闭开关S0、S1、…、Sn。

此外，利用美国专利申请14/834,289中公开的可变电容器网络，该可变电容器网络两端(等效于图7中的二极管两端)的最低电压和传送器线圈电流的零交叉点可同时出现。电压谷检测电路确定此类电压的最低点，并触发开关S0、S1、…、Sn的打开和/或关闭信号。

总之，当它们的相应电容器两端的电压达到近似等于0的值时，进行图7中示出的开关的打开和关闭。因此，可在零或低切换应力下打开和关闭图7中示出的所有开关，从而具有低功率损耗、低切换噪声和可靠的操作。可通过利用这些较低应力操作状况来设计此类开关以便实现良好的性能以及更低的物料成本。

图8示出根据本公开的各种实施例图2中示出的无线电能传输系统的接收器侧的实现的示意图。功率接收器800包括连接在负载RL和接收器线圈Lr之间的整流器802、接收器EMI滤波器804、接收器谐振电路806。可选的接收器EMI滤波器804可包括电感器L5、L6、L7和L8与电容器C5、C6、C7和C8。如图8所示，L5和C5串联连接。L6和C6串联连接。L7和C7并联连接。L8和C8并联连接。

在一些实施例中，L5和C5在接收器EMI滤波器804中形成一次谐波notch陷波电路；L6和C6在接收器EMI滤波器804中形成二次谐波notch陷波电路；L7和C7在接收器EMI滤波器804中形成一次谐波trap陷波电路；L8和C8在接收器EMI滤波器804中形成二次谐波trap陷波电路。

整流器802包括开关S3和S4。在备选实施例中，S3和S4可以用两个二极管取代。此外，可对S3和S4进行控制以便模仿二极管功能，从而形成高效二极管整流器。此外，整流器802可由其它类型的可控器件形成，诸如双极结型晶体管(BJT)器件、超结晶体管(SJT)器件、绝缘栅双极晶体管(IGBT)器件、基于氮化镓(GaN)的功率器件和/或类似器件。整流器802的详细操作和结构在本领域众所周知，因此这里不再论述。

接收器谐振电路806包括第一谐振电容器Crr1和第二谐振电容器Crr2。在一些实施例中，第一谐振电容器Crr1是具有固定电容值的电容器。Crr2可作为具有可变电容的电容器实现。例如，Crr2可作为如美国专利申请14/177,049中所描述的可变电容网络实现。在另一些实施例中，Crr2可作为图7中示出的可变电容网络实现。应注意，在一些实施例中，Crr1是可选的。另外，Crr1可移动到位于Lr的上端子和L7、C5、C6和C7的共同节点之间的位置。

可根据不同系统操作状况通过控制对图7中示出的可变电容网络中的开关S0、S1、…、Sn施加的栅极信号来调整Crr2的电容。可变电容网络中的电容器和开关的布置设计成使得电容器和开关网络能够产生大量电容变化步长，这些电容变化步长提供Crr2的电容在大范围中的几乎连续的变化。

负载RL可以是实际负载，例如集成电路、电池等。在另一些实施例中，负载可以是诸如电池充电器、耦合到实际负载的dc/dc转换器等的下游转换器。

如图8所示，可通过电流感测和放大电路812来感测流过S4的电流。在一些实施例中，电流感测和放大电路812可包括感测电路与采样和保持电路。接收器侧的感测电路与采样和保持电路分别与图4-5中示出的感测电路与采样和保持电路类似，因此为了避免重复，这里不再论述。

将输出电压Vo馈送到放大器818的反相输入端。在放大器818处，将感测的输出电压Vo与预定基准Vref进行比较。将放大器818的输出发送给数字控制器816。补偿阻抗Zc可耦合到放大器818的输出端。

数字控制器816还通过A/D转换器814从电流感测和放大电路812接收感测的电流信号。如图8所示，A/D转换器814基于来自电流感测和放大电路812的感测电流、时钟信号和预定基准生成适合于数字控制器816的数字信号。

如图8所示，基于来自A/D转换器814的感测电流信号和来自放大器818的输出电压信息，数字控制器816生成数字命令以便控制可变电容器Crr2。通过调整可变电容器Crr2的值，可相应地调节诸如输出电压Vo、输出电流Io和输出功率Po的系统参数。

应注意，对于接收器侧，也可实现图3-7中示出的技术，并且可利用图3-7中示出的电容器调制的目的来调节诸如输出电压Vo、输出电流Io、输出功率Po和/或其任意组合的系统参数。应注意，本公开中详细论述输出电压Vo的调节。这只是一个实例。可利用调节输出电压Vo的控制机制来调节其它系统参数。

图9示出根据本公开的各种实施例的输出功率对谐振电容曲线。水平轴表示接收器的可变电容器的电容。垂直轴表示接收器的输出功率。图9中示出的特性曲线可分成三个区域，即，低功率区域902、高功率区域904以及位于低功率区域902和高功率区域904之间的非单调区域906。

在无线电能传输系统中，当接收器的切换频率等于接收器回路的谐振频率时，将对应电容定义为Csc。低功率区域是图9中示出的其中接收器侧谐振电容Crr的电容小于电容Csc的区域。在该区域中，当Cs的值减小时，接收器的输出功率下降。因此，最大输出功率限制为低于某个值(例如，图9中示出的约2W)。

另一方面，当Crr足够大时，接收器侧进入到高功率区域904。在该区域中，输出功率随着Crr的值的增大而下降。位于低功率区域902和高功率区域904之间的区域具有非单调特性曲线，鉴于诸如耦合、负载变化等的其它参数，它较为复杂且很难预测。

在操作中，控制系统应当防止接收器进入到非单调区域906。这需要合适的控制机制或算法。为了得到高输出功率，同时在负载变得越来越轻时限制输出电压，当负载较重时，系统可在高功率区域中操作。反之，当负载变轻时，系统可移到低功率区域902中。这样，可在广泛的负载变化范围中以良好的精度调节输出电压Vo。

由于与功率器件和其它相关电路有关的寄生电容，所以对于超轻负载状况，Crr的最低值仍可能会太高。为了解决这个问题，提出间歇模式以便控制接收器侧同步整流器的操作。下文将关于图11详细描述接收器侧同步整流器的间歇模式。

图10示出根据本公开的各种实施例的多个输出电压阈值。输出电压Vo具有如图10所示的各种阈值。Vo2L、VoL、VoH、Vo2H和VoSkip是预定值。期望的输出电压介于VoL和VoH之间。在一些实施例中，VoL和VoH形成正常输出电压范围。请注意，在接收器的操作期间，可动态地改变这些阈值。当输出电压高于VoSkip时，接收器侧同步整流器可进入到间歇模式。下文将关于图11详细描述间歇模式的详细操作。

图11示出根据本公开的各种实施例的间歇模式的操作。接收器1100的结构与图8中示出的结构类似，因此不再论述。

图11的水平轴表示时间间隔。有五个垂直轴。第一个垂直轴Y1表示接收器1100的输出电压Vo。第二个垂直轴Y2表示间歇模式信号。第三个垂直轴Y3表示用于停止间歇模式操作的跳过控制信号，它可用于调整间歇模式操作的频率。第四个垂直轴Y4表示开关S3的栅极驱动信号。第五个垂直轴Y5表示开关S4的栅极驱动信号。

在t0，以互补方式驱动S3和S4，并且接收器处于正常操作。在超轻负载状况中，输出电压Vo保持上升，如图11所示。在t1，输出电压Vo达到间歇模式阈值。这触发间歇模式操作。间歇模式信号从逻辑低(0状态)变为高(1状态)，其中逻辑高状态指示间歇模式。

在从t1到t2的间歇模式期间，S3总是关闭，并且S4总是打开(或反之)，分别如栅极驱动信号Gh和Gl所指示。由于如图11所示，S3总是关闭，所以输出电容器Co放电，并且输出电压Vo开始下降，如图11所示。逻辑高状态的长度由跳过控制信号控制。

在t2，跳过控制信号从逻辑低变为高。这样的逻辑状态变化禁用间歇模式。因此，从t2到t3，以互补方式驱动S3和S4，并且接收器1100再次在正常操作中操作。在t3，输出电压Vo再次达到间歇模式阈值，并且接收器1100进入到间歇模式。

从t3到t4，接收器1100在间歇模式和同步模式之间来回操作。在t4，当输出电压下降到低于阈值VoH时，接收器1100离开间歇模式并进入到同步模式。

应注意，尽管图11示出，在间歇模式中，同步整流器的低压侧开关可保持打开，而高压侧开关则关闭，但是这只是一个实例。在备选实施例中，同步整流器的高压侧开关可保持打开，而低压侧开关则保持关闭。在以上描述的任一种状况下，不会将能量传输到接收器1100的输出端。因此，甚至在非常轻负载的情况下，输出电压也可下降到正常范围。

如上所述，可通过跳过控制信号来控制间歇模式的频率。具有这种跳过控制信号的一个有利特征是，调整间歇模式的频率有助于防止由间歇模式造成的EMI问题影响接收器1100的操作。例如，通过限制间歇模式的频率，由间歇模式诱导的EMI噪声大多在工业、科学和医学(IMS)频带的边带内。因此，系统可容易地通过各种EMI规章。

图12和13示出根据本申请的各种实施例用于控制图2中示出的无线电能传输系统的接收器侧的输出电压的方法的流程图。图12-13中示出的流程图只是一个实例，它不应过度限制权利要求的范围。本领域技术人员将意识到许多改变、备选和修改。例如，图12-13中示出的各个步骤可增加、移除、取代、重新排列和重复。

方法1200在步骤1202开始。在步骤1204，数字控制器重设多个寄存器，接着继续进行至步骤1206。在步骤1206，如果接收器的输出电压超过第一选定阈值(例如，图12中示出的间歇模式阈值)，那么方法1200继续进行至步骤1208。

在步骤1208，接收器进入到间歇模式，这关于图11进行了详细描述。在步骤1210，如果接收器的输出电压下降为低于第二选定阈值(例如，图10中示出的VoH)，或者数字控制器生成停止间歇模式的命令，那么方法1200返回到步骤1206，如图12所示。并且，在步骤1210，如果接收器的输出电压仍超过第二选定阈值(例如，图10中示出的VoH)，和/或数字控制器没有生成停止间歇模式的命令，那么方法1200返回到步骤1208，如图12所示，并且接收器保持处于间歇模式。

返回参考步骤1206，如果接收器的输出电压没有超过第一选定阈值(例如，图12中示出的间歇模式阈值)，那么方法1200继续进行至步骤1212。在步骤1212，数字控制器等待N个循环之后再继续进行至步骤1214。应注意，N是预定整数。

在步骤1214，如果流过接收器的电流超过第三选定阈值(例如，电流阈值)，那么方法1200继续进行至步骤1216。否则，方法1200继续进行至步骤1218，如图12所示。

在步骤1216，将接收器的输出电压与第四选定阈值(例如，图12中示出的Vo2L)进行比较。如果接收器的输出电压小于第四选定阈值，那么方法1200继续进行至步骤1222，在步骤1222，将调整接收器的谐振电容器的步长设置成等于第一快速步长。另一方面，如果接收器的输出电压大于或等于第四选定阈值，那么方法1200继续进行至步骤1220，在步骤1220，将调整接收器的谐振电容器的步长设置成等于第一正常步长。

同样地，在步骤1218，将接收器的输出电压与第五选定阈值(例如，图12中示出的Vo2H)进行比较。如果接收器的输出电压大于第五选定阈值，那么方法1200继续进行至步骤1228，在步骤1228，将调整接收器的谐振电容器的步长设置成等于第二快速步长。另一方面，如果接收器的输出电压小于或等于第五选定阈值，那么方法1200继续进行至步骤1224，在步骤1224，将调整接收器的谐振电容器的步长设置成等于第二正常步长。

应注意，第一正常步长、第二正常步长、第一快速步长和第二快速步长是预先确定的。取决于不同应用和设计需要，这四个步长可相应改变。

在方法1200通过选择以上四个步长之一而设定电容器调整速度之后，方法1200继续进行至步骤1230。在步骤1230，确定电容器调整的方向。

返回参考图9，高功率区域和低功率区域之间的区域中的接收器的特性是非线性的。鉴于这种非线性曲线，方法1209包括在步骤1230、1232和1234中监测输出功率相对于谐振电容器的电容值的斜率。更具体来说，这可通过监测谐振回路的峰值电流来实现。例如，数字控制器可比较在两个不同谐振电容值下流过谐振回路的电流。通过改变输出功率，可相应地计算输出功率的斜率。相对于谐振电容器的电容值的这种斜率有助于确定调整接收器的谐振电容器的方向。

如图12所示，在步骤1230，如果流过接收器的电流大于在之前循环中流过接收器的电流，那么在步骤1232，将控制变量SLOPE设置成等于1。否则，将控制变量SLOPE设置成等于-1。控制变量SLOPE指示电容器调整的方向。在设立电容器调整方向之后，方法1200继续进行至步骤1302，如图13所示。

在步骤1302，如果谐振电容器两端的电压超过第六选定阈值(例如，谐振电容器的过电压保护阈值)，那么方法1200继续进行至步骤1304。在步骤1304，如果接收器在如图9所示的高功率区域中操作，那么方法1200继续进行至步骤1306，在步骤1306，增加谐振电容器，直到它达到它的最大值。

并且，在步骤1304，如果接收器不在高区域中，那么方法1200继续进行至步骤1308，在步骤1308，减小谐振电容器，直到它达到约等于0的值。在完成过电压保护步骤1304、1306和1308之后，方法1200返回到如图12所示的步骤1206。

返回参考步骤1302，如果没有出现过电压事件，那么方法1200继续进行至步骤1310和1320。步骤1310和1320以及在它们之后执行的步骤用于通过调整接收器的谐振电容器来调节接收器的输出电压。

在步骤1310，如果接收器的输出电压小于图10中示出的VoL，那么方法1200继续进行至步骤1312。否则，方法1200继续进行至步骤1320。在步骤1312，如果流过接收器的电流大于预定电流阈值，那么方法1200继续进行至步骤1206。并且，在步骤1312，如果流过接收器的电流小于或等于预定电流阈值，那么方法1200继续进行至步骤1314，在步骤1314，数字控制器确定接收器是否在高功率区域中操作。如果接收器在高功率区域操作，那么方法继续进行至步骤1316，在步骤1316，数字控制器将谐振电容器调整等于调整步长乘以调整方向的值。

应注意，在上文描述的步骤1220、1222、1224和1228中确定了调整步长。在上文描述的步骤1232和1234中确定了调整方向。

在步骤1316，在谐振电容器的值达到它的最大值之后，数字控制器将接收器的操作从高功率区域变到低功率区域。

并且，在步骤1314，如果接收器不在高功率区域操作，那么方法继续进行至步骤1318，在步骤1318，数字控制器增加谐振电容器的值。在谐振电容器的值达到低功率区域的边界之后，数字控制器将接收器的操作从低功率区域变到高功率区域。在执行步骤1316和步骤1318之后，方法1200返回到步骤1206。

返回参考步骤1320，如果接收器的输出电压大于图10中示出的VoH，那么方法1200继续进行至步骤1322。否则，方法1200返回到步骤1206。

在步骤1322，数字控制器确定接收器是否在高功率区域中操作。如果接收器在高功率区域操作，那么方法1200继续进行至步骤1324，在步骤1324，数字控制器增加谐振电容器的值。在谐振电容器的值达到它的最大值之后，数字控制器将接收器的操作从高功率区域变到低功率区域。

并且，在步骤1322，如果接收器不在高功率区域操作，那么方法1200继续进行至步骤1326，在步骤1326，数字控制器减小谐振电容器的值，直到它达到约等于0的值。在执行步骤1324和步骤1326之后，方法1200返回到步骤1206。

以上描述概述了在低功率区域和高功率区域中采用的控制机制。在实际应用中，可能的是，在稳态，只在低功率区域或高功率区域中操作系统。另外，利用上文论述的可变电容器网络，通过将常规负载调制技术与谐振电容调制技术进行组合，各种带内通信方法变成可能。

图14示出根据本申请的各种实施例包括谐振电容调制技术和带内通信技术的控制方案。无线电能传输系统1400包括传送器和接收器。图14的传送器与图3中示出的传送器类似，不同之处在于，图14的传送器不包括EMI滤波器。同样地，图14中示出的接收器与图8中示出的接收器类似，不同之处在于，图14的接收器不包括EMI滤波器。应注意，取决于不同应用和设计需要，可在图14中增加传送器EMI滤波器和接收器EMI滤波器。

如图14所示，可将信息从接收器发送到传送器。该信息可用于在传送器将全部电能传输到接收器之前确保接收器系统的真实性。该信息还可用于开始、改变或停止传送器的操作或操作模式。此外，它可用于改变传送器的参数，诸如线圈电流、对功率放大器施加的输入电压和/或接收器的状态。

除了直接感测电压或电流信号以用于解码之外，还有可能利用其它信息来实现该目的。例如，接收器谐振电容的调制可因为在一定延迟之后改变关闭电流而导致传送器谐振电容的变化。因此，传送器中的谐振电容的变化可独立用于或与电流/电压信号组合用于实现解码目的。

类似地，可利用上文描述的方法来将信号从一个传送器发送到一个接收或从一个传送器发送到多个接收器。例如，可对传送器的线圈电流或谐振电容器的电容进行调制以便表示通信信号，并且通过耦合到传送器的接收器中的电流变化、电压变化和/或谐振电容器电容变化，可在接收器中解码该信息。

利用上文描述的方法，甚至可在传送器和接收器之间进行电能传输期间进行通信。例如，解码过程可检测对应变量的相对变化，但是也可使用绝对值。并且，还可利用多个响应(电流、电压和/或谐振电容)的可用性来提高通信的质量。

在一些操作模式中，可在低功率模式中进行通信，在低功率模式，将传送器电流减小至安全电平，以便避免过度的电压应力、电流应力和/或功率损耗。在这种低功率模式下，迫使耦合到传送器的接收器的负载为低值或约等于0。并且，通信电路可耦合到主功率线圈，诸如传送器线圈或接收器线圈。在另一些实施例中，通信信号可耦合到辅助线圈。

图15示出根据本申请的各种实施例包括间歇模式控制技术和带内通信技术的控制方案。无线电能传输系统1500与图14中示出的无线电能传输系统类似，因此不再详细论述。

在一些实施例中，当在接收器中使用同步整流器(图15中的Sr1和Sr2)时，功率流是可逆的。这可通过控制接收器的操作来实现。例如，接收器可充当传送器。这可提供更多选项来实现更多系统功能特征。

也可利用同步整流器的控制作为通信手段。图15示出一个实例。假设负载约等于0或非常小。可以在不过多影响输出电压的情况下根据即将发送的信息以显著低于传送器切换频率的频率按一定方式打开和关闭Sr2(在Sr2打开时的时间期间，Sr1保持关闭)。然后，响应于Sr2的切换，传送器中的电流/电压或谐振电容的值可改变。可利用这种变化来解码信息。

在通信过程期间，接收器的谐振电容可保持在合适值。在另一些实施例中，接收器的谐振电容可根据Sr2的状态改变。类似地，诸如Sr1的其它开关的切换也可用于通信目的。例如，当传输到接收器的输出端的功率约等于0时，Sr1可保持打开以便满足通信目的。

为了获得更好的通信质量，可以用对应于通信的合适方式控制连接到接收器的输出端的负载。例如，在通信期间，负载可保持为0或非常低。如果需要，同步整流器的调制可与上文论述的谐振电容调制组合使用。

图16示出根据本申请的各种实施例的基于全桥配置的高频无线电能传输系统。无线电能传输系统1600与图14中示出的无线电能传输系统类似，不同之处在于，传送器侧包括四个开关STA1、STA2、STB1和STB2，并且接收器侧包括四个开关SRA1、SRA2、SRB1和SRB2。

图16示出，接收器和传送器均包括可变电容器或可变电容网络。通过调整传送器的可变电容器，可实现传送器开关的诸如ZVS的软切换。通过调整接收器的可变电容器，可调整输出电压、电流和/或功率。

应注意，图16中示出的电路只是一个实例，它不应过度限制权利要求的范围。本领域技术人员将意识到许多改变、备选和修改。例如，传送器侧可作为半桥实现，而接收器可作为全桥实现。利用全桥配置，仍可实现之前论述的所有控制方法，以便控制全桥中的所有四个开关的关闭电流和接收器侧上的输出电压。

还应注意，可在全桥模式中或在半桥模式中配置全桥电路，在全桥模式中，在每个切换循环切换所有四个开关，并且在半桥模式中，在每个切换循环中切换一个开关支路中的两个开关，而不切换另一个开关支路中的另两个开关。在另一些实施例中，非切换支路中的一个开关处于“ON”状态，而相同支路中的另一个开关处于“OFF”状态。

传送器或接收器可在全桥模式和半桥模式之间切换，并且在一个功率范围中以全桥模式操作并在不同功率范围中以半桥模式操作。例如，当接收器在高功率范围中操作时，接收器可作为全桥配置，并且当它进入到低功率范围时，可转换成半桥模式，或者反之。利用这些模式变化，可在不同操作状况下改善系统性能。

以上论述涉及其中传送器和接收器均采用谐振电容器调制技术的系统。但是，通过合理修改，可在其中传送器或接收器没有利用谐振电容器调制技术的系统中利用论述的大多数技术。例如，一侧可仅仅利用传统A4WP体系结构。

此外，可在多接收器系统中利用上文论述的技术，其中一些接收器利用谐振电容器调制技术，而其它接收器则不采用谐振电容器调制技术。

尽管详细描述了本发明的实施例及其优点，但是应了解，在不偏离由随附权利要求定义的本发明的精神和范围的情况下，可在此进行各种改变、替换和变更。

此外，不希望本申请的范围局限于本说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法和步骤的特定实施例。本领域技术人员将从本发明的公开容易地明白，根据本发明，可利用执行与本文中描述的对应实施例大体相同的功能或实现大体相同的结果的目前现有或以后要开发的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法和步骤。因此，希望随附权利要求在它们的范围内包括此类过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种装置，包括：

感测晶体管，其栅极和源极分别直接连接到谐振转换器的功率晶体管的栅极和源极，其中所述谐振转换器包括原边侧和磁耦合到所述原边侧的副边侧；

包括放大器的电流感测和放大电路，所述放大器具有分别连接到所述感测晶体管的漏极和所述功率晶体管的漏极的输入端；

连接到所述电流感测和放大电路的输出端的模拟-数字转换器；以及

连接到所述模拟-数字转换器的输出端的数字控制器，其中所述数字控制器配置成基于流过所述感测晶体管的电流调制所述谐振转换器的可变电容网络。

2.如权利要求1所述的装置，其中：

所述数字控制器配置成调制所述可变电容网络以便改善所述谐振转换器的所述原边侧的多个电源开关的软切换。

3.如权利要求1所述的装置，其中：

所述数字控制器配置成调制所述可变电容网络以便在预定范围内调节所述谐振转换器的输出电压。

4.如权利要求1所述的装置，其中所述谐振转换器包括：

耦合到电源的原边开关网络，其中所述原边开关网络包括多个原边开关；

耦合到所述多个原边开关的原边谐振回路，其中所述原边谐振回路包括第一可变电容网络；

耦合到所述原边谐振回路的原边线圈；

磁耦合到所述原边线圈的副边线圈；

耦合到所述副边线圈的副边谐振回路；以及

包括多个副边开关的副边整流器。

5.如权利要求4所述的装置，其中：

所述功率晶体管是所述多个原边开关的低压侧开关。

6.如权利要求4所述的装置，其中：

所述功率晶体管是所述多个副边开关的低压侧开关。

7.如权利要求4所述的装置，其中：

所述副边谐振回路包括第二可变电容网络。

8.如权利要求1所述的装置，其中所述可变电容网络包括：

包括串联连接的第一电容器和第一开关的第一电容器-开关网络；

包括串联连接的第二电容器和第二开关的第二电容器-开关网络；以及

包括串联连接的第三电容器和第三开关的第三电容器-开关网络，并且其中：

所述第一电容器-开关网络、所述第二电容器-开关网络和所述第三电容器-开关网络彼此并联连接；并且

所述第一电容器、所述第二电容器和所述第三电容器的电容值按二进制增量。

9.如权利要求1所述的装置，其中所述电流感测和放大电路包括：

耦合在所述放大器的所述输出端和所述模拟-数字转换器的输入端之间的采样和保持电路。

10.一种方法，包括：

利用感测开关来检测表示谐振转换器的电源开关处的电流电平的信号，所述感测开关耦合到所述电源开关并形成在相同半导体管芯上，其中所述谐振转换器包括原边侧和磁耦合到所述原边侧的副边侧；以及

基于所述电源开关的所述电流电平调整所述谐振转换器的可变电容网络的电容。

11.如权利要求10所述的方法，还包括：

在所述谐振转换器的副边开关处检测所述信号；以及

调整所述谐振转换器的所述副边侧的第二可变电容网络的电容以便在异常操作状况期间保护所述谐振转换器。

12.如权利要求10所述的方法，还包括：

在所述谐振转换器的副边开关处检测所述信号；以及

调整第二可变电容网络的电容，以便在预定电平调节所述谐振转换器的输出电压。

13.如权利要求10所述的方法，还包括：

通过在调整所述谐振转换器的可变电容网络的电容的所述步骤期间感测信号变化来建立通信通道。

14.如权利要求10所述的方法，还包括：

在所述谐振转换器的原边开关处检测所述信号；以及

调整第二可变电容网络的电容，以便改善所述谐振转换器的所述原边侧的多个电源开关的软切换。

15.如权利要求10所述的方法，还包括：

检测所述谐振转换器的输出电压；以及

将所述谐振转换器配置成在所述输出电压超过间歇模式电压阈值时以间歇模式操作。

16.一种方法，包括：

提供包括磁耦合到接收器的传送器的无线电能传输系统，其中：

所述传送器包括耦合到输入电源的功率放大器、包括传送器可变电容网络的传送器谐振回路以及耦合到所述传送器谐振回路的传送器线圈；并且

所述接收器包括具有接收器可变电容网络的接收器谐振回路以及耦合到所述接收器谐振回路的第一接收器线圈；

感测流过所述传送器的电源开关的电流和所述接收器的系统参数；以及

通过控制器基于对应的感测值调整所述传送器可变电容网络和所述接收器可变电容网络的至少一个电容值。

17.如权利要求16所述的方法，其中：

检测所述传送器中的电压；以及

基于来自检测所述传送器中的所述电压的所述步骤的所述感测电压切换所述传送器可变电容网络的开关。

18.如权利要求16所述的方法，还包括：

基于所述对应的感测值确定调整所述传送器可变电容网络和所述接收器可变电容网络的所述至少一个电容值的所述步骤的电容调整速度。

19.如权利要求16所述的方法，还包括：

在所述控制器中调整变量的阈值。

20.如权利要求16所述的方法，还包括：

通过调整所述接收器可变电容网络的电容来调节所述接收器的所述系统参数。