CN106374749A - 用于谐振转换器中的同步整流的电路和方法 - Google Patents

用于谐振转换器中的同步整流的电路和方法 Download PDF

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Abstract

本发明题为用于谐振转换器中的同步整流的电路和方法。一种谐振转换器包括一次级，其具有：串联耦合的第一和第二开关；控制器，耦合到第一开关和第二开关，以控制其操作；第一变换器，包括耦合到第一与第二开关之间的结点的一次线圈；以及谐振电感器，耦合到第一变换器的一次线圈。谐振转换器还包括二次级，其具有：由耦合到谐振电感器的一次线圈以及包括第一和第二线圈段的二次线圈所形成的第二变换器；第三开关，耦合到二次线圈的第一线圈段；以及第四开关，耦合到二次线圈的第二线圈段。提供开关驱动电路，以驱动第三和第四开关以用于同步整流，其中开关驱动电路包括第一变换器的二次线圈。

Description

用于谐振转换器中的同步整流的电路和方法
技术领域
本发明一般涉及转换器中的整流，以及更具体来说涉及用于谐振转换器中的同步整流的电路和方法。
背景技术
谐振转换器是常常用来将DC电力中的直流(DC)电压转换成增大或减小的DC电压、从而使谐振转换器成为DC-DC转换器的电路。转换过程可包括将DC电力逆变成交流(AC)电力，增大或减小AC电力的电压，并且将AC电力重新转换成具有增大或减小的DC电压的DC电力。将电力从AC转换成DC的过程常常称作整流。谐振转换器具有基于如何构成(例如，串联负载与并联负载)和控制(例如，固定频率与可变频率、零电流开关(ZCS)与零电压开关(ZVS)以及连续谐振与间断谐振)谐振转换器的不同分类。谐振转换器的一种这样的分类是钳位串联谐振转换器(CSRC)。
现在参照图1，示出包括本领域的技术人员已知的CSRC 12的电力转换电路10。提供AC电力的AC电源14经由三个电路组件来耦合到CSRC 12。AC电源14与电磁干扰(EMI)滤波器16串联耦合，以便从AC电源14所提供的AC电力中去除EMI。EMI滤波器16耦合到四二极管全波桥式整流器(二极管桥)18，以便在AC电力经过了EMI滤波器16之后把来自AC电源14的AC电力整流成DC电力。二极管桥18输出DC电力，因此，将DC链路电压VDCL提供给DC链路20。二极管桥18与电容器组22(其包括一个或多个电容器)并联耦合，以平滑DC链路电压，其中平滑电压则提供给CSRC 12。在这种情况下，CSRC 12充当DC-DC转换器。如以下将进一步描述，CSRC 12把来自二极管桥18的DC电力逆变成AC电力，增大AC电力的电压，并且将AC电力重新转换成具有增大的DC电压的DC电力。CSRC 12的输出耦合到滤波电容器24，其与负载26并联耦合。
CSRC 12包括具有两个开关30、32的半桥电路28。开关30、32可以是任何适当的电子开关，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。开关30、32相互串联耦合并且与电容器组22并联耦合。开关30包括与体二极管36和寄生结电容器38并联的开关体34，以及开关32与开关体40(其与体二极管42和寄生结电容器44并联)并联耦合。开关30、32由控制系统46来控制，控制系统46可包括任何适当电子控制器，例如集成电路。控制系统46控制开关30、32把来自二极管桥18的DC电力逆变成AC电力。开关30、32还与两个钳位二极管48、50(其相互串联耦合)并联耦合。
CSRC 12还包括：谐振电路52，其包括与钳位二极管50并联耦合的谐振电容器54；谐振电感器56，耦合到开关30、32之间的结点58；以及磁化电感器60，与谐振电容器54和谐振电感器56串联耦合。配置为单变换器混合线圈的电压变换器62与磁化电感器60并联耦合。虽然磁化电感器60示为与电压变换器62并联耦合的分立电路元件，但是本领域众所周知，磁化电感器60是电压变换器62固有的，并且表示电压变换器62的铁芯的磁化。电压变换器62包括与磁化电感器60并联耦合的一次线圈64以及与一次线圈64隔离的二次线圈66。二次线圈66包括第一线圈段68和第二线圈段70，因此二次线圈66包括三个输出72、74和76。输入到一次线圈64中的电力将出现在输出72、74，但是因为输出76桥接在第一线圈段68与第二线圈段70之间，所以没有电力将出现在输出76。电压变换器62将开关30、32所提供并且输入一次线圈64中的AC电力变换为具有在输出72、74的缩放电压输出的AC电力。
输出72、74耦合到全波整流器电路78，其包括耦合在输出72与结点84之间的整流二极管80以及耦合在输出74与结点80之间的整流二极管84。整流二极管80的阳极耦合到输出72，以及整流二极管84的阳极耦合到输出74。整流二极管80、84的阴极耦合到结点82。全波整流器电路78因整流二极管80、84的配置而对具有在输出72、74的增大电压输出的AC电力进行整流。由于整流二极管80、84仅通过正电压降来激活，所以负载26两端的电压始终为正。滤波电容器24和负载26各耦合在结点82与输出76之间。
虽然全波整流器电路78的整流二极管80、84有效地向负载26提供DC电力，但是存在与二极管整流关联的效率问题。例如，二极管两端的正向电压降在输出电压下降时变为显著，从而降低转换器的效率。因此，本领域的技术人员已经转向同步整流，其包括使用整流开关代替整流二极管。但是，用于整流开关的驱动电路常常是相当复杂和较大的，从而增加使用整流开关的成本和能量消耗。因此，通过采用整流开关替代整流二极管所获得的效率丧失，这导致本领域的技术人员选择将整流二极管保持在其谐振转换器中。
因此期望提供一种用于谐振转换器中的同步整流的驱动电路，其得到简化并且更小，以降低成本和能量消耗。
发明内容
本发明的实施例提供一种具有同步整流的谐振转换器及其操作方法。开关驱动电路控制整流开关以便对AC电力同步整流。开关驱动电路可包括变换器(例如电流变换器)或者控制系统(例如集成电路)。
按照本发明的一个方面，一种谐振转换器包括谐振转换器一次级，其具有：第一开关；第二开关，与第一开关串联耦合；控制器，耦合到第一开关和第二开关，并且编程为控制第一开关和第二开关的操作；第一变换器，包括耦合到第一开关与第二开关之间的结点的一次线圈；以及谐振电感器，耦合到第一变换器的一次线圈。该谐振转换器还包括谐振转换器二次级，其具有：第二变换器，由耦合到谐振电感器的一次线圈和包括第一线圈段和耦合到第一线圈段的第二线圈段的二次线圈所组成；第三开关，耦合到第二变换器的二次线圈的第一线圈段；以及第四开关，耦合到第二变换器的二次线圈的第二线圈段。该谐振转换器还包括开关驱动电路，其配置成驱动第三开关和第四开关以用于同步整流，其中开关驱动电路包括第一变换器的二次线圈。
按照本发明的另一方面，一种用于谐振转换器中的同步整流的方法包括通过下列步骤来提供谐振转换器一次级：提供一次开关对；将控制器耦合到一次开关对，控制器配置成控制一次开关对的操作；将电流变换器的一次线圈耦合到一次开关对；以及将电压变换器的一次线圈耦合到电流变换器。该方法还包括通过提供电压变换器的二次线圈，并且将二次开关对耦合到变换器的二次线圈，来提供谐振转换器二次级。该方法还包括：将开关驱动电路耦合到二次开关对，开关驱动电路包括电流变换器的二次线圈；向谐振转换器一次级提供电力；以及采用控制器来控制一次开关对，以便引导电力经过电流变换器的一次线圈和电压变换器的一次线圈，其中流经电压变换器的一次线圈的电力使电力流经电压变换器的二次线圈，其中流经电流变换器的一次线圈的电力使电力流经电流变换器的二次线圈，并且其中流经电流变换器的二次线圈的电力使开关驱动电路驱动二次开关对以将流经电压变换器的二次线圈的电力引导到负载。
按照本发明的又一方面，一种钳位串联谐振转换器包括：半桥电路，其包括第一开关和与第一开关串联耦合的第二开关；第一控制器，耦合到半桥电路，并且编程为控制半桥电路；以及与半桥电路并联耦合的二极管对，二极管对包括与第二二极管串联的第一二极管。该钳位串联谐振转换器还包括：电容器，与二极管对的第二二极管并联耦合；电感器，耦合到半桥电路的第一开关与半桥电路的第二开关之间的结点；以及变换器，包括耦合到电感器并且耦合到第一二极管与第二二极管之间的结点的一次线圈以及包括第一线圈段和耦合到第一线圈段的第二线圈段的二次线圈。该钳位串联谐振转换器还包括：开关对，其包括耦合到变换器的二次线圈的第一线圈段的第三开关和耦合到变换器的二次线圈的第二线圈段的第四开关；第一电流传感器，耦合到第三开关，以用于感测经过第三开关的电流；第二电流传感器，耦合到第四开关，以用于感测经过第四开关的电流；以及第二控制器，耦合到第一电流传感器、第二电流传感器和开关对，并且编程为基于第一电流传感器和第二电流传感器所感测的电流与半桥电路同步地控制开关对。
技术方案1：一种谐振转换器，包括：
谐振转换器一次级，包括：
第一开关；
与所述第一开关串联耦合的第二开关；
控制器，耦合到所述第一开关和所述第二开关，并且编程为控制所述第一开关和所述第二开关的操作；
第一变换器，包括耦合到所述第一开关与所述第二开关之间的结点的一次线圈；以及
谐振电感器，耦合到所述第一变换器的所述一次线圈；
谐振转换器二次级，包括：
第二变换器，包括：
一次线圈，耦合到所述谐振电感器；以及
二次线圈，包括第一线圈段和耦合到所述第一线圈段的第二线圈段；
第三开关，耦合到所述第二变换器的所述二次线圈的所述第一线圈段；以及
第四开关，耦合到所述第二变换器的所述二次线圈的所述第二线圈段；以及
开关驱动电路，配置成驱动所述第三开关和所述第四开关以用于同步整流，其中所述开关驱动电路包括所述第一变换器的二次线圈。
技术方案2：如技术方案1所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器的所述一次线圈与所述谐振电感器集成。
技术方案3：如技术方案2所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器的所述一次线圈按照分离线轴布置与所述谐振电感器集成。
技术方案4：如技术方案1所述的谐振转换器，其中，所述开关驱动电路还包括：
电压跟随器电路，包括输出和耦合到所述第一变换器的所述二次线圈的输入；
反相放大器电路，输出和包括耦合到所述电压跟随器电路的所述输出的输入；
第一比较器电路，用于驱动所述第三开关，其中所述第一比较器电路耦合到所述反相放大器电路的所述输出；以及
第二比较器电路，用于驱动所述第四开关，其中所述第二比较器电路耦合到所述反相放大器电路的所述输出。
技术方案5：如技术方案4所述的谐振转换器，其中，所述开关驱动电路的所述第一比较器电路包括运算放大器，以及所述开关驱动电路的所述第二比较器电路包括运算放大器，其中各运算放大器包括非反相输入和反相输入。
技术方案6：如技术方案5所述的谐振转换器，其中，所述第一比较器电路的所述运算放大器的所述非反相输入耦合到所述反相放大器电路的所述输出；以及
其中所述第二比较器电路的所述运算放大器的所述反相输入耦合到所述反相放大器电路的所述输出。
技术方案7：如技术方案1所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器是空芯变换器。
技术方案8：如技术方案1所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器是电流变换器。
技术方案9：如技术方案1所述的谐振转换器，还包括：
与所述第一开关并联耦合的第一二极管以及与所述第二开关并联耦合并且与所述第一开关串联耦合的第二二极管；以及
与所述第二二极管并联耦合的电容器。
技术方案10：一种用于谐振转换器中的同步整流的方法，所述方法包括：
提供谐振转换器一次级，包括：
提供一次开关对；
将控制器耦合到所述一次开关对，所述控制器配置成控制所述一次开关对的操作；
将电流变换器的一次线圈耦合到所述一次开关对；以及
将电压变换器的一次线圈耦合到所述电流变换器；
提供谐振转换器二次级，包括：
提供所述电压变换器的二次线圈；以及
将二次开关对耦合到所述变换器的所述二次线圈；
将开关驱动电路耦合到所述二次开关对，所述开关驱动电路包括所述电流变换器的二次线圈；
向所述谐振转换器一次级提供电力；以及
采用所述控制器来控制所述一次开关对，以引导电力经过所述电流变换器的所述一次线圈和所述电压变换器的所述一次线圈；
其中流经所述电压变换器的所述一次线圈的所述电力使电力流经所述电压变换器的所述二次线圈；
其中流经所述电流变换器的所述一次线圈的所述电力使电力流经所述电流变换器的所述二次线圈；以及
其中流经所述电流变换器的所述二次线圈的所述电力使所述开关驱动电路驱动所述二次开关对，以便将流经所述电压变换器的所述二次线圈的所述电力引导到负载。
技术方案11：如技术方案10所述的方法，其中，将开关驱动电路耦合到所述二次开关对包括：
将所述电流变换器的所述二次线圈耦合到电压跟随器电路的输入；
将所述电压跟随器电路的输出耦合到反相放大器电路的输入；
将所述反相放大器电路的输出耦合到第一比较器电路的输入；以及
将所述反相放大器电路的所述输出耦合到第二比较器电路的输入。
技术方案12：如技术方案11所述的方法，其中，将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第一比较器电路的所述输入包括将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第一比较器电路的运算放大器；以及
其中将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第二比较器电路的所述输入包括将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第二比较器电路的运算放大器。
技术方案13：如技术方案12所述的方法，其中，将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第一比较器电路的所述运算放大器包括将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第一比较器电路的所述运算放大器的非反相输入；以及
其中将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第二比较器电路的运算放大器包括将所述反相放大器电路的所述输出耦合到所述第二比较器电路的所述运算放大器的反相输入。
技术方案14：如技术方案10所述的方法，其中，提供所述谐振转换器一次级还包括将电感器耦合在所述电流变换器的所述一次线圈与所述电压变换器的所述一次线圈之间。
技术方案15：如技术方案14所述的方法，其中，提供所述谐振转换器一次级还包括按照分离线轴布置将所述电流变换器的所述一次线圈与所述电感器集成。
技术方案16：如技术方案10所述的方法，还包括将所述谐振转换器一次级与所述谐振转换器二次级和所述开关驱动电路隔离。
技术方案17：一种钳位串联谐振转换器，包括：
半桥电路，包括第一开关和与所述第一开关串联耦合的第二开关；
第一控制器，耦合到所述半桥电路，并且编程为控制所述半桥电路；
与所述半桥电路并联耦合的二极管对，所述二极管对包括与第二二极管串联的第一二极管；
与所述二极管对的所述第二二极管并联耦合的第一电容器；
电感器，耦合到所述半桥电路的所述第一开关与所述半桥电路的所述第二开关之间的结点；
变换器，包括：
一次线圈，耦合到所述电感器并且耦合到所述第一二极管与所述第二二极管之间的结点；以及
二次线圈，包括第一线圈段和耦合到所述第一线圈段的第二线圈段；
开关对，包括耦合到所述变换器的所述二次线圈的所述第一线圈段的第三开关以及耦合到所述变换器的所述二次线圈的所述第二线圈段的第四开关；
第一电流传感器，耦合到所述第三开关，以用于感测经过所述第三开关的所述电流；
第二电流传感器，耦合到所述第四开关，以用于感测经过所述第四开关的所述电流；以及
第二控制器，耦合到所述第一电流传感器、所述第二电流传感器和所述开关对，并且编程为基于所述第一电流传感器和所述第二电流传感器所感测的所述电流与所述半桥电路同步地控制所述开关对。
技术方案18：如技术方案17所述的钳位串联谐振转换器，其中，所述开关对的所述第三开关包括第一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，并且所述开关对的所述第四开关包括第二MOSFET；以及
其中所述第一电流传感器感测所述第一MOSFET的漏极-源极电流，并且所述第二电流传感器感测所述第二MOSFET的漏极-源极电流。
技术方案19：如技术方案17所述的钳位串联谐振转换器，其中，所述第二控制器编程为基于所述第一电流传感器和所述第二电流传感器所感测的零电流转变来接通和关断所述开关对。
技术方案20：如技术方案17所述的钳位串联谐振转换器，其中，所述第二控制器是集成电路。
技术方案21：如技术方案17所述的钳位串联谐振转换器，还包括与所述二极管对的所述第一二极管并联耦合的第二电容器，使得所述第一电容器和所述第二电容器按照分离布置。
通过以下详细描述和附图，本发明的各种其他特征和优点将会显而易见。
附图说明
附图示出当前考虑用于执行本发明的优选实施例。
附图包括：
图1是包括本领域的技术人员已知的CSRC的功率转换电路。
图2是包括按照本发明的一实施例的CSRC的功率转换电路。
图3是示出按照本发明的一实施例、图2的CSRC的操作波形的简图。
图4是包括按照本发明的另一个实施例的CSRC的功率转换电路。
图5是示出按照本发明的一实施例、图4的CSRC的操作波形的简图。
具体实施方式
本文所述的本发明的实施例涉及用于实现谐振转换器中的同步整流的电路和方法。提供开关驱动电路以用于控制谐振转换器中的整流开关对AC电力与半桥电路同步地整流。虽然本文中针对钳位串联谐振转换器来提及用于同步整流的系统和方法，但是用于同步整流的电路和方法可用于其他类型的谐振转换器中。
参照图2，按照本发明的一实施例，示出包括CSRC 88的功率转换电路86。DC电源90将DC电压VDC提供给耦合到CSRC 88的DC链路92。CSRC 88的输出耦合到稳压电容器94，其与负载96并联耦合。CSRC 88包括与图1的CSRC 12的组件相似的多个组件，并且因此用来指示图1中的组件的标号也将用来指示图2中的类似组件。CSRC 88包括一次级87以及与一次级87隔离的二次级89。一次级87包括CSRC 12的半桥电路28，其包括耦合到控制系统46的开关30、32。开关30、32的每个表示为CSRC 88中的单个开关组件，与如CSRC 12(图1)中所示的三个开关组件相反。一次级87还包括：钳位二极管48、50；谐振电路52，其包括谐振电容器54、谐振电感器56和磁化电感器60；以及电压变换器62的一次线圈64。在一些实施例中，谐振电容器54按照分离布置。在分离布置中，谐振电容器54的电容降低50%，以及具有与谐振电容器54的电容相等的电容的第二谐振电容器(未示出)与钳位二极管48并联耦合。这个分离布置可将纹波电流降低50%。电流iL流经谐振电感器56，电压VC存在于谐振电容器54两端，以及电压VTP存在于一次线圈64两端。二次级89包括变换器62的二次线圈66，其包括第一线圈段68、第二线圈段70和输出72、74、76。但是，虽然CSRC 12(图1)配置用于二极管整流，但是图2的CSRC 88配置用于同步整流。
如图2进一步示出，二次级89还包括同步整流器电路98，其包括整流开关100、102。整流开关100、102可以是任何适当的电子开关，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。整流开关100耦合到结点104并且耦合到输出72。整流开关102耦合到104并且耦合到输出74。同步整流器电路98由开关驱动电路110来控制，其中开关驱动电路110与一次级87隔离。
CSRC 88的一次级87包括电流变换器112，其包括耦合在开关30、32之间的结点58与谐振电感器56之间的一次线圈114。电流变换器112还包括二次线圈116，其向开关驱动电路110供电。电流变换器112通常包括磁芯。但是，在备选实施例中，电流变换器112包括空芯，其可允许更高开关频率。另外，在备选实施例中，电流变换器112的一次线圈114与谐振电感器56或谐振电路52集成。电流变换器112可按照分离线轴布置与谐振电感器56集成，使得电流变换器112和谐振电感器56具有共同铁芯。二次线圈116与电阻器118并联耦合，并且与电压跟随器120串联耦合。电压跟随器电路120包括运算放大器(op-amp)122。Op-amp 122包括耦合到二次线圈116的非反相输入124以及耦合到op-amp 122的输出128的反相输入126。电压跟随器电路120配置成充当单位缓冲放大器。电压跟随器电路120的输出129输出与二次线圈116输入到非反相输入124中的电压V124相等的电压V129(V129=V124)，但是消除任何负载效应。
电压跟随器电路120耦合到反相放大器电路130。反相放大器电路130包括：输入电阻器Rin，其耦合到输出129；以及op-amp 134，其包括耦合到地138的非反相输入136。Op-amp134还包括反相输入140以及经过反馈电阻器Rf耦合到反相输入140的输出142。反相放大器电路130配置成使得反相放大器电路130的输出146输出与电压跟随器电路120所输出的电压V129乘以反相放大器电路130的增益G130的电压V146(V146=G130×V129)。反相放大器电路130的增益G130等于反馈电阻器Rf的电阻的负值除以输入电阻器Rin的电阻(G130=-Rf/Rin)。
反相放大器电路130耦合到比较器电路148、150。比较器电路148包括op-amp 152。Op-amp 152包括耦合到正DC参考电压V156的反相输入154、耦合到输出146的非反相输入158以及耦合到整流开关102的输出160。Op-amp 152配置使得输出160输出与输入到非反相输入158中的电压V158减输入到反相输入154的电压V154乘以op-amp 152的增益相等的电压V160(V160=G152×(V158-V154))。因此，输出160输出增益G152乘以反相放大器电路130所输出的电压V146减正DC参考电压V156(V160=G152×(V146-V156))。因此，当电压V146大于正电压DC参考电压V156时，输出160向整流开关102输出正电压V160，以接通整流开关102(当V146 > V156时，V160为正)，以及当电压V146小于正DC参考电压V156时，输出160向整流开关102输出负电压V160，以关断整流开关102(当V146 < V156时，V160为负)。
比较器电路150包括op-amp 162，其具有耦合到负DC参考电压V166的非反相输入164、耦合到输出146的反相输入168以及耦合到整流开关100的输出170。Op-amp 162配置使得输出170输出与输入到非反相输入164中的电压V164减输入到反相输入168的电压V168乘以op-amp 162的增益G162相等的电压V170(V170=G162×(V164-V168))。因此，输出170输出增益G162乘以负DC参考电压V166减反相放大器电路130所输出的电压V146(V170=G162×(V166-V146))。因此，当电压V146小于负电压DC参考电压V166时，输出170向整流开关100输出正电压V170，以接通整流开关100(当V166 > V146时，V170为正)，以及当电压V146大于负DC参考电压V166时，输出170向整流开关100输出负电压V170，以关断整流开关100(当V146 > V166时，V170为负)。
现在参照图3，并且继续参照图2，提供简图172，其示出CSRC 88的操作。开关波形174、176分别对应于图2的开关30、32的操作。如所示，开关30、32的开关波形174、176互补，因此开关30从不与开关32同时接通，以防止短路。实际上，空载时间结合到开关波形174、176中，使得开关30或开关32从时间t3至时间t4以及从时间t7至时间t8均不接通。开关波形174、176从时间t0至时间t8按照某种模式控制与图2的电流iL对应的电流波形178以及分别与图2的电压VC和电压VTP对应的电压波形180、182。
在时间t0，开关30接通。因为开关30接通，所以电流iL正弦地增加，电压VC指数地增加，以及电压VTP增加到VDC，在此电压VTP被钳制。当电压VTP为正的同时，电压变换器62提供电压变换器62的二次线圈66的输出74与输出76之间的负二次电压VTS。因为电流iL为正，所以电流变换器112向开关驱动电路110提供负二次电压V124和电流。电压跟随器电路120从电流变换器112的二次线圈116接收负二次电压V124，以及电压跟随器电路120的输出129在从负二次电压V124去除负载效应之后输出负电压V129。反相放大器电路130从电压跟随器电路120接收负电压V129，以及反相放大器电路130输出正电压V146，因为如上所述V146 = -Rf/Rin×V129。比较器电路148从反相放大器电路130接收正电压V146，以及比较器电路148的输出160输出正电压V160，以接通整流开关102，因为V160 = G152×(V146-V156)并且V146大于V156。比较器电路150从反相放大器电路130接收正电压V146，以及比较器电路150的输出170输出负电压V170，以关断整流开关100，因为V170 = G162×(V166-V146)并且V166小于V146。因此，整流开关102接通，而整流开关100关断。因为正电压VTS存在于输出72与输出74之间，负电压存在于输出74与输出76之间，从而使正电压VOUT存在于负载96两端。
当电压VC在时间t1增加到VDC时，图2的钳位二极管48接通，将电压VC钳制到VDC，并且电流iL开始线性减少。电流iL仍然为正，因此电压VTP保持在VDC，整流开关102保持为接通，并且整流开关100保持为关断。因为开关30、32的开关周期比谐振电容器54与谐振电感器56之间的谐振周期要长，所以电流iL在开关30关断之前减少到流经磁化电感器60的电流(磁化电流)的电平。当电流iL在时间t2达到磁化电流时，电压VC保持在VDC，并且电压VTP线性减少到零伏特。虽然电流iL在时间t2与时间t3之间处于恒定电平，但是电压VTS和电压V124下降到零伏特，并且整流开关100、102关断。
在时间t3，开关30关断，以及电压VC开始指数地减少。因为谐振电容器54放电，所以电流iL开始正弦地减少，以及电压VTP开始线性地减少到-VDC。当电压VTP为负的同时，电压变换器62提供电压变换器62的二次线圈66的输出72与输出76之间的负二次电压VTS。因为电流iL为负，所以电流变换器112向开关驱动电路110提供正二次电压V124和电流。电压跟随器电路120从电流变换器112的二次线圈116接收正二次电压V124，以及电压跟随器电路120的输出129在从正二次电压V124去除负载效应之后输出正电压V129。反相放大器电路130从电压跟随器电路120接收正电压V129，以及反相放大器电路130输出负电压V146，因为如上所述V146= -Rf/Rin×V129。比较器电路148从反相放大器电路130接收负电压V146，以及比较器电路148的输出160输出负电压V160，以关断整流开关102，因为V160 = G152×(V146-V156)并且电压V146小于V156。比较器电路150从反相放大器电路130接收负电压V146，以及比较器电路150的输出170输出正电压V170，以接通整流开关100，因为V170 = G162×(V166-V146)并且电压V166大于V146。因此，整流开关100接通，而整流开关102关断。因为负电压VTS存在于输出72与输出74之间，负电压存在于输出72与输出76之间，从而使正电压VOUT存在于负载96两端。
在时间t4，开关32接通，以及电压VTP减少到-VDC。又在时间t4，电流iL和电压VC继续如以前那样减少。当电压VC在时间t5减少到零时，图2的钳位二极管50接通，将电压VC钳制到零伏特，并且电流iL开始线性增加。又在时间t5，电压VTP保持在-VDC，整流开关100保持为接通，并且整流开关102保持为关断。因为开关30、32的开关周期比谐振电容器54与谐振电感器56之间的谐振周期要长，所以电流iL在开关32关断之前增加到磁化电感器电流。
当电流iL在时间t6达到磁化电流时，电压VC保持在零伏特，并且电压VTP线性增加到零伏特。虽然电流iL在时间t6与时间t7之间处于恒定电平，但是电压VTS和电压V124上升到零伏特，并且整流开关100、102关断。当开关32在时间t7关断时，电流iL开始增加到零伏特，以及电压VTP开始线性增加到VDC，这使开关驱动电路110如前面那样接通整流开关102而关断整流开关100。在时间t8，开关30接通，以及从时间t0至时间t8所建立的模式重复进行。
如以上针对图1-2所述，开关驱动电路110配置成驱动整流开关102与开关30同步地操作并且驱动整流开关100与开关32同步地操作。换言之，整流开关102仅当开关30接通时才接通，以及整流开关100仅当开关32接通时才接通。用于同步整流的开关驱动电路110的操作设计成防止整流开关100、102同时接通。
现在参照图4，按照本发明的另一个实施例，示出包括CSRC 186的功率转换电路184。CSRC 186包括与图1的CSRC 12和图2的CSRC 88的组件相似的多个组件，并且因此用来指示图1和图2中的组件的标号也将用来指示图4中的类似组件。DC电源90将DC电压VDC提供给耦合到CSRC 186的DC链路92。CSRC 186的输出耦合到稳压电容器94，其与负载96并联耦合。
CSRC 186包括CSRC 12(图1)和CSRC 88(图2)的半桥电路28，其中半桥电路28包括耦合到控制系统46的开关30、32。开关30、32的每个表示为如针对图2所述的单个开关组件。CSRC 186还包括：钳位二极管48、50；谐振电路52，其包括谐振电容器54、谐振电感器56和磁化电感器60；以及变换器62，其包括一次线圈64和二次线圈66。在一些实施例中，谐振电容器54按照以上针对图2的CSRC 88所述的分离布置。二次线圈66包括第一线圈段68、第二线圈段70和输出72、74、76。与CSRC 88相似，CSRC 186配置用于经由包括整流开关100、102的同步整流器电路98的同步整流。整流开关100、102可以是任何适当的电子开关，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。整流开关100耦合到结点104并且耦合到输出72。整流开关102耦合到104并且耦合到输出74。同步整流器电路98由控制系统188来控制。按照一个实施例，控制系统188可包括集成电路，例如IR1168S集成电路。控制系统188还包括两个电流传感器190、192，其感测分别经过整流开关100、102的电流。控制系统188配置成在接近零电流转变时接通整流开关100、102，以得到ZCS。
将结合图5来论述CSRC 186的操作。图5示出图4的CSRC 186的同步整流器电路98的整流开关100的操作的简图194。整流开关100与CSRC 186的半桥电路28的开关32同步地接通和关断。虽然简图194仅示出整流开关100的操作，但是简图194也适用于整流开关102，其与CSRC 186的半桥电路28的开关30同步地接通和关断。电流波形196对应于流经整流开关100的电流iDS。电压波形198对应于整流开关100两端的电压VDS。开关波形200对应于整流开关100的操作。开关波形202对应于用来对最小时间量将整流开关100保持为接通的消隐周期。
当发起整流开关100的导通阶段时，电流iDS将开始流经整流开关100的体二极管(未示出)，从而生成整流开关100两端的负电压VDS。体二极管一般具有比整流开关100对电阻所引起的电压降要高的电压降，并且因此将触发阈值电压VTH2。当触发接通阈值电压VTH2时，控制系统188将接通整流开关100，这又将使电压VDS下降到ID×RDSON，即整流开关100接通时跨整流开关100的电阻。电压VDS的电压降通常伴随某个量的振铃（ringing），其可能触发输入比较器接通。因此，使用固定最小接通时间(MOT)消隐周期，其将对最小时间量使功率MOSFET保持为接通。固定MOT限制整流开关100的最小导通时间，并且因此限制CSRC 186的最大开关频率。
一旦整流开关100已经接通，整流开关100将保持为接通，直到整流电流衰退到电压VDS超过关断阈值电压VTH1的情况。由于装置电流在这里是正弦的，所以电压VDS将以较低dV/dt超过关断阈值电压VTH1。一旦超过关断阈值电压VTH1，则电流将开始再次流经体二极管，从而使电压VDS跳变为负。取决于残余电流量，电压VDS可再次触发接通阈值电压VTH2；因此，在触发关断阈值电压VTH1之后，接通阈值电压VTH2对时长tBLANK消隐。当电压VDS超过正重置阈值VTH3时，tBLANK终止，并且控制系统188准备好下一个导通周期。
有益地，本发明的实施例因而提供具有同步整流的谐振转换器。同步整流通过整流开关和开关驱动电路来提供。在第一实施例中，开关驱动电路包括电流变换器，其对各整流开关经过电压跟随器电路、反相放大器电路和比较器电路向整流开关提供开关电压以接通或关断。开关驱动电路配置成向整流开关提供开关信号，因此整流开关同步地将AC电力整流成DC电力。在第二实施例中，开关驱动电路包括控制系统，其包括各整流开关的电流传感器。控制系统基于电流传感器所感测的电流来接通或关断整流开关。谐振转换器的第一实施例可提供比第二实施例要快的同步整流方法，但是第一实施例费用可能更高。第二实施例可比第一实施例更慢地进行工作，但是第二实施例可比第一实施例更为有效。但是，与具有同步整流的先前谐振转换器相比，具有同步整流的谐振转换器的第一和第二实施例均提供简化和更小构造。因此，具有同步整流的谐振转换器的实施例降低与实现谐振转换器中的同步整流关联的制造成本和能量消耗。
因此，按照本发明的一个实施例，一种谐振转换器包括谐振转换器一次级，其具有：第一开关；第二开关，与第一开关串联耦合；控制器，耦合到第一开关和第二开关，并且编程为控制第一开关和第二开关的操作；第一变换器，包括耦合到第一开关与第二开关之间的结点的一次线圈；以及谐振电感器，耦合到第一变换器的一次线圈。该谐振转换器还包括谐振转换器二次级，其具有：第二变换器，由耦合到谐振电感器的一次线圈和包括第一线圈段和耦合到第一线圈段的第二线圈段的二次线圈所组成；第三开关，耦合到第二变换器的二次线圈的第一线圈段；以及第四开关，耦合到第二变换器的二次线圈的第二线圈段。该谐振转换器还包括开关驱动电路，其配置成驱动第三开关和第四开关以用于同步整流，其中开关驱动电路包括第一变换器的二次线圈。
按照本发明的另一个实施例，一种用于谐振转换器中的同步整流的方法包括通过下列步骤来提供谐振转换器一次级：提供一次开关对；将控制器耦合到一次开关对，控制器配置成控制一次开关对的操作；将电流变换器的一次线圈耦合到一次开关对；以及将电压变换器的一次线圈耦合到电流变换器。该方法还包括通过提供电压变换器的二次线圈，并且将二次开关对耦合到变换器的二次线圈，来提供谐振转换器二次级。该方法还包括：将开关驱动电路耦合到二次开关对，开关驱动电路包括电流变换器的二次线圈；向谐振转换器一次级提供电力；以及采用控制器来控制一次开关对，以便引导电力经过电流变换器的一次线圈和电压变换器的一次线圈，其中流经电压变换器的一次线圈的电力使电力流经电压变换器的二次线圈，其中流经电流变换器的一次线圈的电力使电力流经电流变换器的二次线圈，并且其中流经电流变换器的二次线圈的电力使开关驱动电路驱动二次开关对以将流经电压变换器的二次线圈的电力引导到负载。
按照本发明的又一个实施例，一种钳位串联谐振转换器包括：半桥电路，其包括第一开关和与第一开关串联耦合的第二开关；第一控制器，耦合到半桥电路，并且编程为控制半桥电路；以及与半桥电路并联耦合的二极管对，二极管对包括与第二二极管串联的第一二极管。该钳位串联谐振转换器还包括：电容器，与二极管对的第二二极管并联耦合；电感器，耦合到半桥电路的第一开关与半桥电路的第二开关之间的结点；以及变换器，包括耦合到电感器并且耦合到第一二极管与第二二极管之间的结点的一次线圈以及包括第一线圈段和耦合到第一线圈段的第二线圈段的二次线圈。该钳位串联谐振转换器还包括：开关对，其包括耦合到变换器的二次线圈的第一线圈段的第三开关和耦合到变换器的二次线圈的第二线圈段的第四开关；第一电流传感器，耦合到第三开关，以用于感测经过第三开关的电流；第二电流传感器，耦合到第四开关，以用于感测经过第四开关的电流；以及第二控制器，耦合到第一电流传感器、第二电流传感器和开关对，并且编程为基于第一电流传感器和第二电流传感器所感测的电流与半桥电路同步地控制开关对。
已经通过最佳实施例来描述了本发明，大家知道，除明确阐述的之外，其他等效方案、备选方案和修改方案也是可行的，并且处于所附权利要求书的范围之内。

Claims (10)

1.一种谐振转换器，包括：
谐振转换器一次级，包括：
第一开关；
与所述第一开关串联耦合的第二开关；
控制器，耦合到所述第一开关和所述第二开关，并且编程为控制所述第一开关和所述第二开关的操作；
第一变换器，包括耦合到所述第一开关与所述第二开关之间的结点的一次线圈；以及
谐振电感器，耦合到所述第一变换器的所述一次线圈；
谐振转换器二次级，包括：
第二变换器，包括：
一次线圈，耦合到所述谐振电感器；以及
二次线圈，包括第一线圈段和耦合到所述第一线圈段的第二线圈段；
第三开关，耦合到所述第二变换器的所述二次线圈的所述第一线圈段；以及
第四开关，耦合到所述第二变换器的所述二次线圈的所述第二线圈段；以及
开关驱动电路，配置成驱动所述第三开关和所述第四开关以用于同步整流，其中所述开关驱动电路包括所述第一变换器的二次线圈。
2.如权利要求1所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器的所述一次线圈与所述谐振电感器集成。
3.如权利要求2所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器的所述一次线圈按照分离线轴布置与所述谐振电感器集成。
4.如权利要求1所述的谐振转换器，其中，所述开关驱动电路还包括：
电压跟随器电路，包括输出和耦合到所述第一变换器的所述二次线圈的输入；
反相放大器电路，输出和包括耦合到所述电压跟随器电路的所述输出的输入；
第一比较器电路，用于驱动所述第三开关，其中所述第一比较器电路耦合到所述反相放大器电路的所述输出；以及
第二比较器电路，用于驱动所述第四开关，其中所述第二比较器电路耦合到所述反相放大器电路的所述输出。
5. 如权利要求4所述的谐振转换器，其中，所述开关驱动电路的所述第一比较器电路包括运算放大器，以及所述开关驱动电路的所述第二比较器电路包括运算放大器，其中各运算放大器包括非反相输入和反相输入。
6.如权利要求5所述的谐振转换器，其中，所述第一比较器电路的所述运算放大器的所述非反相输入耦合到所述反相放大器电路的所述输出；以及
其中所述第二比较器电路的所述运算放大器的所述反相输入耦合到所述反相放大器电路的所述输出。
7.如权利要求1所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器是空芯变换器。
8.如权利要求1所述的谐振转换器，其中，所述第一变换器是电流变换器。
9. 如权利要求1所述的谐振转换器，还包括：
与所述第一开关并联耦合的第一二极管以及与所述第二开关并联耦合并且与所述第一开关串联耦合的第二二极管；以及
与所述第二二极管并联耦合的电容器。
10.一种用于谐振转换器中的同步整流的方法，所述方法包括：
提供谐振转换器一次级，包括：
提供一次开关对；
将控制器耦合到所述一次开关对，所述控制器配置成控制所述一次开关对的操作；
将电流变换器的一次线圈耦合到所述一次开关对；以及
将电压变换器的一次线圈耦合到所述电流变换器；
提供谐振转换器二次级，包括：
提供所述电压变换器的二次线圈；以及
将二次开关对耦合到所述变换器的所述二次线圈；
将开关驱动电路耦合到所述二次开关对，所述开关驱动电路包括所述电流变换器的二次线圈；
向所述谐振转换器一次级提供电力；以及
采用所述控制器来控制所述一次开关对，以引导电力经过所述电流变换器的所述一次线圈和所述电压变换器的所述一次线圈；
其中流经所述电压变换器的所述一次线圈的所述电力使电力流经所述电压变换器的所述二次线圈；
其中流经所述电流变换器的所述一次线圈的所述电力使电力流经所述电流变换器的所述二次线圈；以及
其中流经所述电流变换器的所述二次线圈的所述电力使所述开关驱动电路驱动所述二次开关对，以便将流经所述电压变换器的所述二次线圈的所述电力引导到负载。
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