JP2020039228A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】構成の大型化を抑制する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２と、ブリッジ回路６３と、カレントトランス６４と、トランス６５と、第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７と、出力コンデンサ６８と、を備える。カレントトランス６４は、１次側に設けられ、１次側に流れる電流を検知する。トランス６５は、相対的に高圧の１次側に設けられる１次側コイル６５ａ及び相対的に低圧の２次側に設けられる２次側コイル６５ｂを備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、少なくともカレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔを、１次側の共振回路のインダクタンス成分として用いる。【選択図】図２

Description

本発明は、電圧変換装置に関する。

従来、トランスの１次側における電流共振用のインダクタンス成分として、トランスの励磁インダクタンスを用いる絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、従来、トランスの１次側における電流共振用のインダクタンス成分として、トランスの漏れインダクタンスを用いる絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１８−０１９５７８号公報 国際公開第２０１６／１３９７４５号

ところで、上記従来技術に係る絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電流共振用のインダクタンス成分として、トランスの励磁インダクタンスを用いる場合には、１次側の共振回路に追加的に励磁インダクタを備える必要があり、ＤＣ−ＤＣコンバータが大型化するという問題が生じる。
また、上記従来技術に係る絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電流共振用のインダクタンス成分として、トランスの漏れインダクタンスを用いる場合には、電流容量（つまり通過電流）の増大に伴って、磁気飽和を防ぐために必要とされるインダクタ断面積又は巻数が増大し、ＤＣ−ＤＣコンバータが大型化するおそれがある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、構成の大型化を抑制することが可能な電圧変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明は以下の態様を採用した。
（１）本発明の一態様に係る電圧変換装置（例えば、実施形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ３０）は、相対的に高圧の１次側に設けられる１次コイル（例えば、実施形態での１次側コイル６５ａ）及び相対的に低圧の２次側に設けられる２次コイル（例えば、実施形態での２次側コイル６５ｂ）を備えるトランス（例えば、実施形態でのトランス６５）と、前記１次側に設けられる電流センサ（例えば、実施形態でのカレントトランス６４）と、を備え、前記電流センサのインダクタンス（例えば、実施形態でのインダクタンスＬｃｔ）を、前記１次側の共振回路（例えば、実施形態での直列共振回路６９）のインダクタンス成分として用いる。

（２）上記（１）に記載の電圧変換装置では、前記電流センサのインダクタンス及び前記トランスの漏れインダクタンス（例えば、実施形態での漏れインダクタンスＬｔ）を、前記インダクタンス成分として用いてもよい。

（３）上記（１）又は（２）に記載の電圧変換装置は、前記１次側に設けられるインダクタ（例えば、実施形態での励磁インダクタ７１）を備え、少なくとも前記電流センサのインダクタンス及び前記インダクタのインダクタンス（例えば、実施形態での励磁インダクタンスＬｍ）を、前記インダクタンス成分として用いてもよい。

（４）上記（１）から（３）の何れか１つに記載の電圧変換装置は、前記２次側に設けられる整流用のダイオード（例えば、実施形態での第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７）を備えてもよい。

（５）上記（４）に記載の電圧変換装置では、前記２次側に設けられる同期整流用のスイッチング素子（例えば、実施形態での第１整流トランジスタ７２及び第２整流トランジスタ７３）を備えてもよい。

上記（１）によれば、予め１次側に設けられている電流センサのインダクタンスを共振回路のインダクタンス成分として用いるので、例えば共振用に新たなインダクタを設ける場合に比べて、電圧変換装置の大型化を抑制することができる。また、例えばトランスの漏れインダクタンスのみを共振回路のインダクタンス成分として用いる場合に比べて、インダクタンス成分をより広範囲に設定することができ、共振周波数の高周波化によってインダクタ断面積及び巻数の増大を抑制し、電圧変換装置の大型化を抑制することができる。

上記（２）の場合、共振回路のインダクタンス成分を、より広範囲に設定することができ、より広範囲な１次側の入力電圧範囲に適正に対応することができ、電圧変換装置の汎用性を向上させることができる。

上記（３）の場合、１次側の共振回路にインダクタを追加的に備えることによって、インダクタンス成分を、より広範囲に設定することができる。

上記（４）の場合、装置構成に要する費用が嵩むことを抑制しながら、適正に整流を行うことができる。

上記（５）の場合、例えば整流用のダイオードを備える場合に比べて、より高精度な整流を行うことができ、より低損失に安定した出力電圧を維持することができる。

本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを搭載する車両の一部の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの垂下特性の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ハイサイドアームのトランジスタがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ローサイドアームのトランジスタがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。 本発明の実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明の実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ハイサイドアームのトランジスタがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。 本発明の実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ローサイドアームのトランジスタがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。 本発明の実施形態の第３変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。

以下、本発明の電圧変換装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。

本実施形態による電圧変換装置は、例えば、モータと第１バッテリとの間の電力授受を制御するパワーモジュールに接続され、第１バッテリの電圧の第２バッテリに対する降圧を制御するＤＣ−ＤＣコンバータである。例えば、電圧変換装置及びパワーモジュールは、電動車両等に搭載されている。電動車両は、電気自動車、ハイブリッド車両、及び燃料電池車両等である。電気自動車は、バッテリを動力源として駆動する。ハイブリッド車両は、バッテリ及び内燃機関を動力源として駆動する。燃料電池車両は、燃料電池を動力源として駆動する。

＜車両＞
図１は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０を搭載する車両１０の一部の構成を示す図である。
図１に示すように、車両１０は、第１バッテリ１１（ＢＡＴＴ）と、走行駆動用の第１モータ１２（ＭＯＴ）、発電用の第２モータ１３（ＧＥＮ）と、第２バッテリ１４と、補機類１５と、電力変換装置１６と、を備える。
第１バッテリ１１は、例えば、車両１０の動力源である高圧のバッテリである。第１バッテリ１１は、バッテリケースと、バッテリケース内に収容される複数のバッテリモジュールと、を備える。バッテリモジュールは、直列に接続される複数のバッテリセルを備える。第１バッテリ１１は、電力変換装置１６の第１直流コネクタ１６ａに接続される正極端子ＰＢ及び負極端子ＮＢを備える。正極端子ＰＢ及び負極端子ＮＢは、バッテリケース内において直列に接続される複数のバッテリモジュールの正極端及び負極端に接続されている。

第１モータ１２は、第１バッテリ１１から供給される電力によって回転駆動力（力行動作）を発生させる。第２モータ１３は、回転軸に入力される回転駆動力によって発電電力を発生させる。ここで、第２モータ１３には、内燃機関の回転動力が伝達可能に構成されている。例えば、第１モータ１２及び第２モータ１３の各々は、３相交流のブラシレスＤＣモータである。３相は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相である。
第１モータ１２及び第２モータ１３の各々は、インナーロータ型である。各モータ１２，１３は、界磁用の永久磁石を有する回転子と、回転子を回転させる回転磁界を発生させるための３相のステータ巻線を有する固定子と、をそれぞれ備える。第１モータ１２の３相のステータ巻線は、電力変換装置１６の第１の３相コネクタ１６ｂに接続されている。第２モータ１３の３相のステータ巻線は、電力変換装置１６の第２の３相コネクタ１６ｃに接続されている。

第２バッテリ１４は、例えば、車両１０の車載機器などの補機類を駆動する低圧のバッテリである。第２バッテリ１４は、電力変換装置１６のＤＣ−ＤＣコンバータ３０を介して第１バッテリ１１に接続されている。第２バッテリ１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０から出力される電圧、つまり第１バッテリ１１の出力電圧が降圧されて得られる電圧が印加される。
補機類１５は、第２バッテリ１４から出力される電圧、つまり補機類１５の作動電圧によって駆動される。補機類１５は、例えば、各種の電装機器などである。

＜電力変換装置＞
電力変換装置１６は、パワーモジュール２１と、リアクトル２２と、コンデンサユニット２３と、第１電流センサ２５と、第２電流センサ２６と、第３電流センサ２７と、電子制御ユニット２８（ＭＯＴ ＧＥＮ ＥＣＵ）と、ゲートドライブユニット２９（Ｇ／Ｄ ＶＣＵ ＥＣＵ）と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０と、を備える。

パワーモジュール２１は、第１電力変換回路部３１と、第２電力変換回路部３２と、第３電力変換回路部３３と、を構成する。第１電力変換回路部３１は、第１の３相コネクタ１６ｂによって第１モータ１２の３相のステータ巻線に接続されている。第１電力変換回路部３１は、第１バッテリ１１から第３電力変換回路部３３を介して入力される直流電力を３相交流電力に変換する。第２電力変換回路部３２は、第２の３相コネクタ１６ｃによって第２モータ１３の３相のステータ巻線に接続されている。第２電力変換回路部３２は、第２モータ１３から入力される３相交流電力を直流電力に変換する。第２電力変換回路部３２によって変換された直流電力は、第１バッテリ１１及び第１電力変換回路部３１の少なくとも一方に供給することが可能である。

第１電力変換回路部３１及び第２電力変換回路部３２の各々は、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子によって形成されるブリッジ回路を備える。例えば、スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、又はＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）等のトランジスタである。例えば、ブリッジ回路においては、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームＵ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームＶ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームＷ相トランジスタＷＨ，ＷＬとが、それぞれブリッジ接続されている。
ブリッジ回路は、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間においてエミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されるダイオードを備える。

ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨは、コレクタが正極バスバーＰＩに接続されてハイサイドアームを構成している。各相においてハイサイドアームの各正極バスバーＰＩは、コンデンサユニット２３の正極バスバー５０ｐに接続されている。
ローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬは、エミッタが負極バスバーＮＩに接続されてローサイドアームを構成している。各相においてローサイドアームの各負極バスバーＮＩは、コンデンサユニット２３の負極バスバー５０ｎに接続されている。

各相において、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのエミッタは、接続点ＴＩにおいてローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタに接続されている。
第１電力変換回路部３１の各相において接続点ＴＩを形成する第１バスバー５１は第１入出力端子Ｑ１に接続されている。第１入出力端子Ｑ１は、第１の３相コネクタ１６ｂに接続されている。第１電力変換回路部３１の各相の接続点ＴＩは、第１バスバー５１、第１入出力端子Ｑ１、及び第１の３相コネクタ１６ｂを介して第１モータ１２の各相のステータ巻線に接続されている。
第２電力変換回路部３２の各相において接続点ＴＩを形成する第２バスバー５２は第２入出力端子Ｑ２に接続されている。第２入出力端子Ｑ２は、第２の３相コネクタ１６ｃに接続されている。第２電力変換回路部３２の各相の接続点ＴＩは、第２バスバー５２、第２入出力端子Ｑ２、及び第２の３相コネクタ１６ｃを介して第２モータ１３の各相のステータ巻線に接続されている。

第１電力変換回路部３１及び第２電力変換回路部３２の各々は、ゲートドライブユニット２９から各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号に基づき、各相のトランジスタ対のオン（導通）／オフ（遮断）を切り替える。
第１電力変換回路部３１は、第１バッテリ１１から第３電力変換回路部３３を介して入力される直流電力を３相交流電力に変換し、第１モータ１２の３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、３相のステータ巻線に交流のＵ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流を通電する。
第２電力変換回路部３２は、第２モータ１３の回転に同期がとられた各相のトランジスタ対のオン（導通）／オフ（遮断）駆動によって、第２モータ１３の３相のステータ巻線から出力される３相交流電力を直流電力に変換する。第２電力変換回路部３２によって３相交流電力から変換された直流電力は、第３電力変換回路部３３を介してバッテリ１１に供給することが可能である。

第３電力変換回路部３３は、電圧コントロールユニット（ＶＣＵ）である。第３電力変換回路部３３は、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームのスイッチング素子と、リアクトル２２と、を備える。例えば、第３電力変換回路部３３は、ハイサイドアームの第１トランジスタＳ１及びローサイドアームの第２トランジスタＳ２を備える。第３電力変換回路部３３は、第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２の各々のコレクタ−エミッタ間においてエミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されるダイオードを備える。

第１トランジスタＳ１は、コレクタが正極バスバーＰＶに接続されてハイサイドアームを構成している。ハイサイドアームの正極バスバーＰＶは、コンデンサユニット２３の正極バスバー５０ｐに接続されている。
第２トランジスタＳ２は、エミッタが負極バスバーＮＶに接続されてローサイドアームを構成している。ローサイドアームの負極バスバーＮＶは、コンデンサユニット２３の負極バスバー５０ｎに接続されている。コンデンサユニット２３の負極バスバー５０ｎは、第１バッテリ１１の負極端子ＮＢに接続されている。

ハイサイドアームの第１トランジスタＳ１のエミッタはローサイドアームの第２トランジスタＳ２のコレクタに接続されている。第１トランジスタＳ１のエミッタ及び第２トランジスタＳ２のコレクタの接続点は、第３バスバー５３によって形成されている。第３バスバー５３は、リアクトル２２を介して第１バッテリ１１の正極端子ＰＢに接続されている。
リアクトル２２の両端は、第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２の接続点を成す第３バスバー５３と、第１バッテリ１１の正極端子ＰＢとに接続されている。リアクトル２２は、コイルと、コイルの温度を検出する温度センサとを備えている。温度センサは、信号線によって電子制御ユニット２８に接続されている。

第３電力変換回路部３３は、ゲートドライブユニット２９から第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２の各々のゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号に基づき、トランジスタ対のオン（導通）／オフ（遮断）を切り替える。

第３電力変換回路部３３は、昇圧時において、第２トランジスタＳ２がオン（導通）及び第１トランジスタＳ１がオフ（遮断）に設定される第１状態と、第２トランジスタＳ２がオフ（遮断）及び第１トランジスタＳ１がオン（導通）に設定される第２状態とを交互に切り替える。
第１状態では、順次、第１バッテリ１１の正極端子ＰＢ、リアクトル２２、第２トランジスタＳ２、第１バッテリ１１の負極端子ＮＢへと電流が流れ、リアクトル２２が直流励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
第２状態では、リアクトル２２に流れる電流が遮断されることに起因する磁束の変化を妨げるようにしてリアクトル２２の両端間に起電圧（誘導電圧）が発生する。リアクトル２２に蓄積された磁気エネルギーによる誘導電圧はバッテリ電圧に重畳されて、第１バッテリ１１の端子間電圧よりも高い昇圧電圧が第３電力変換回路部３３の正極バスバーＰＶと負極バスバーＮＶとの間に印加される。

第３電力変換回路部３３は、回生時において、第２状態と、第１状態とを交互に切り替える。
第２状態では、順次、第３電力変換回路部３３の正極バスバーＰＶ、第１トランジスタＳ１、リアクトル２２、第１バッテリ１１の正極端子ＰＢへと電流が流れ、リアクトル２２が直流励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
第１状態では、リアクトル２２に流れる電流が遮断されることに起因する磁束の変化を妨げるようにしてリアクトル２２の両端間に起電圧（誘導電圧）が発生する。リアクトル２２に蓄積された磁気エネルギーによる誘導電圧は降圧されて、第３電力変換回路部３３の正極バスバーＰＶ及び負極バスバーＮＶ間の電圧よりも低い降圧電圧が第１バッテリ１１の正極端子ＰＢと負極端子ＮＢとの間に印加される。

コンデンサユニット２３は、第１平滑コンデンサ４１と、第２平滑コンデンサ４２と、を備える。
第１平滑コンデンサ４１は、第１バッテリ１１の正極端子ＰＢと負極端子ＮＢとの間に接続されている。第１平滑コンデンサ４１は、第３電力変換回路部３３の回生時における第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２のオン／オフの切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。

第２平滑コンデンサ４２は、第１電力変換回路部３１及び第２電力変換回路部３２の各々の正極バスバーＰＩ及び負極バスバーＮＩ間、並びに第３電力変換回路部３３の正極バスバーＰＶ及び負極バスバーＮＶ間に接続されている。第２平滑コンデンサ４２は、正極バスバー５０ｐ及び負極バスバー５０ｎを介して、複数の正極バスバーＰＩ及び負極バスバーＮＩ、並びに正極バスバーＰＶ及び負極バスバーＮＶに接続されている。第２平滑コンデンサ４２は、第１電力変換回路部３１及び第２電力変換回路部３２の各々の各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのオン／オフの切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。第２平滑コンデンサ４２は、第３電力変換回路部３３の昇圧時における第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２のオン／オフの切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。

第１電流センサ２５は、第１電力変換回路部３１の各相の接続点ＴＩを成すとともに第１入出力端子Ｑ１と接続される第１バスバー５１に配置され、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各々の電流を検出する。
第２電流センサ２６は、第２電力変換回路部３２の各相の接続点ＴＩを成すとともに第２入出力端子Ｑ２と接続される第２バスバー５２に配置され、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各々の電流を検出する。
第３電流センサ２７は、第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２の接続点を成すとともにリアクトル２２と接続される第３バスバー５３に配置され、リアクトル２２に流れる電流を検出する。
第１電流センサ２５、第２電流センサ２６、及び第３電流センサ２７の各々は、信号線によって電子制御ユニット２８に接続されている。

電子制御ユニット２８は、第１モータ１２及び第２モータ１３の各々の動作を制御する。例えば、電子制御ユニット２８は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサによって所定のプログラムが実行されることにより機能するソフトウェア機能部である。ソフトウェア機能部は、ＣＰＵ等のプロセッサ、プログラムを格納するＲＯＭ（Read Only Memory）、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）、及びタイマー等の電子回路を備えるＥＣＵ（Electronic Control Unit）である。なお、電子制御ユニット２８の少なくとも一部は、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の集積回路であってもよい。

例えば、電子制御ユニット２８は、第１電流センサ２５の電流検出値と第１モータ１２に対するトルク指令値に応じた電流目標値とを用いる電流のフィードバック制御等を実行し、ゲートドライブユニット２９に入力する制御信号を生成する。
例えば、電子制御ユニット２８は、第２電流センサ２６の電流検出値と第２モータ１３に対する回生指令値に応じた電流目標値とを用いる電流のフィードバック制御等を実行し、ゲートドライブユニット２９に入力する制御信号を生成する。
制御信号は、第１電力変換回路部３１及び第２電力変換回路部３２の各々の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン（導通）／オフ（遮断）駆動するタイミングを示す信号である。例えば、制御信号は、パルス幅変調された信号等である。

ゲートドライブユニット２９は、電子制御ユニット２８から受け取る制御信号に基づいて、第１電力変換回路部３１及び第２電力変換回路部３２の各々の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを実際にオン（導通）／オフ（遮断）駆動するためのゲート信号を生成する。例えば、ゲートドライブユニット２９は、制御信号の増幅及びレベルシフト等を実行して、ゲート信号を生成する。
ゲートドライブユニット２９は、第３電力変換回路部３３の第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２の各々をオン（導通）／オフ（遮断）駆動するためのゲート信号を生成する。
例えば、ゲートドライブユニット２９は、第３電力変換回路部３３の昇圧時における昇圧電圧指令又は第３電力変換回路部３３の回生時における降圧電圧指令に応じたデューティー比のゲート信号を生成する。デューティー比は、例えば、第１トランジスタＳ１及び第２トランジスタＳ２の各々のオン時間の比率である。

＜ＤＣ−ＤＣコンバータ＞
図２は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成を示す図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、電子制御ユニット２８によって制御される。
図１及び図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、第１直流コネクタ１６ａを介して第１バッテリ１１の正極端子ＰＢ及び負極端子ＮＢに接続される第１正極バスバー６０ｐ１及び第１負極バスバー６０ｎ１を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、第２直流コネクタ１６ｄを介して第２バッテリ１４の正極端子及び負極端子に接続される第２正極バスバー６０ｐ２及び第２負極バスバー６０ｎ２を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２と、ブリッジ回路６３と、カレントトランス６４と、トランス６５と、第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７と、出力コンデンサ６８と、を備える。
第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２は、第１正極バスバー６０ｐ１と第１負極バスバー６０ｎ１との間に直列に接続されている。第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２の接続点は、カレントトランス６４に接続されている。

ブリッジ回路６３は、いわゆるハーフブリッジ回路であり、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームのスイッチング素子を備える。スイッチング素子は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタである。例えば、ブリッジ回路６３は、ハイサイドアーム及びローサイドアームの各トランジスタＱＨ，ＱＬを備える。
ハイサイドアームのトランジスタＱＨのドレインは第１正極バスバー６０ｐ１に接続されている。ハイサイドアームのトランジスタＱＨのソースは、ローサイドアームのトランジスタＱＬのドレインに接続されている。ローサイドアームのトランジスタＱＬのソースは第１負極バスバー６０ｎ１に接続されている。

ブリッジ回路６３におけるハイサイドアームのトランジスタＱＨのソースとローサイドアームのトランジスタＱＬのドレインとの接続点は、トランス６５の１次側コイル６５ａの第１端に接続されている。ブリッジ回路６３は、第１正極バスバー６０ｐ１と第１負極バスバー６０ｎ１との間に印加される直流電力を交流電力に変換し、トランス６５の１次側コイル６５ａへの通電を順次転流させることで、１次側コイル６５ａに交流電流を通電する。

カレントトランス６４は、電流検出用の変流器である。例えば、貫通型のカレントトランス６４は、中空のリングコアと、測定対象の電流が流れる線路に直列に接続されてリングコアを貫通する１次側導体と、リングコアに巻回された２次側コイルと、２次側コイルに接続された負荷抵抗と、を備える。カレントトランス６４の１次側導体は、第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２の接続点と、トランス６５の１次側コイル６５ａの第２端との間に接続されている。カレントトランス６４は、１次側導体に流れる入力交流電流に比例した電圧を負荷抵抗に発生させる。

カレントトランス６４は、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の過電流保護に関連して、２次側（つまり低圧の出力側）の過電流状態に対する垂下電流を１次側（つまり高圧の入力側）の電流から検知する。
図３は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０の垂下特性の一例を示す図である。
図３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の垂下特性は、例えば、２次側（つまり低圧の出力側）の出力電流に対する所定の過電流検出値Ｉａを含む所定電流範囲ΔＩａ内において、出力電流を維持しながら出力電圧を低下（垂下）させる。電子制御ユニット２８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の過電流保護において、カレントトランス６４によって電圧変換された１次側（つまり高圧の入力側）の電流、つまり出力電流に比例する１次側の電流に基づき、出力電流の過電流状態（垂下ポイント）を検知し、出力電圧を低下（垂下）させるように各トランジスタＱＨ，ＱＬのスイッチングを制御する。

トランス６５は、１次側コイル６５ａ及び２次側コイル６５ｂを備える。
１次側コイル６５ａの第１端は、ブリッジ回路６３のハイサイドアーム及びローサイドアームの各トランジスタＱＨ，ＱＬの接続点に接続されている。１次側コイル６５ａの第２端は、カレントトランス６４を介して、第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２の接続点に接続されている。
２次側コイル６５ｂは、第１ダイオード６６のカソードと、第２ダイオード６７のカソードとの間に接続されている。２次側コイル６５ｂの中間タップは、第２正極バスバー６０ｐ２に接続されている。
トランス６５は、１次側コイル６５ａの交流電力によって２次側コイル６５ｂに誘導起電力を発生させ、１次側コイル６５ａに印加される電圧を降圧して２次側コイル６５ｂに誘起電圧を発生させる。

第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７は、トランス６５の２次側コイル６５ｂの誘導起電力を整流する。第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７のアノードは、第２負極バスバー６０ｎ２に接続されている。
出力コンデンサ６８は、第２正極バスバー６０ｐ２と第２負極バスバー６０ｎ２との間に接続されている。出力コンデンサ６８は、第２バッテリ１４への出力電圧を平滑化する。

本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータ３０は上記構成を備えており、次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の動作について説明する。
図４は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０において、ハイサイドアームのトランジスタＱＨがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。図５は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０において、ローサイドアームのトランジスタＱＬがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、いわゆるＬＬＣ電流共振型のコンバータとして動作する。複数の共振用のインダクタンス成分（ＬＬ）は、例えば、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、トランス６５の漏れインダクタンスＬｔと、である。共振用のキャパシタンス成分（Ｃ）は、例えば、第１入力コンデンサ６１のキャパシタンスＣｒ１及び第２入力コンデンサ６２のキャパシタンスＣｒ２である。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、第１及び第２入力コンデンサ６１，６２の各キャパシタンスＣｒ１，Ｃｒ２と、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、トランス６５の漏れインダクタンスＬｔと、によって形成される直列共振回路６９を流れる共振電流によって出力電圧を制御する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、ゲートドライブユニット２９からブリッジ回路６３のハイサイドアーム及びローサイドアームの各トランジスタＱＨ，ＱＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号に基づき、トランジスタ対のオン（導通）／オフ（遮断）を切り替える。
図４及び図５に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、ハイサイドアームのトランジスタＱＨがオン（導通）及びローサイドアームのトランジスタＱＬがオフ（遮断）に設定される第１状態と、トランジスタＱＨがオフ（遮断）及びトランジスタＱＬがオン（導通）に設定される第２状態とを、交互に切り替えることによって、１次側の入力電圧であるバッテリ電圧ＶＢを降圧して、２次側の出力電圧を第２バッテリ１４に印加する。

図４に示すように、第１状態では、１次側において順次、第１入力コンデンサ６１の正極端と、ハイサイドアームのトランジスタＱＨと、トランス６５の１次側コイル６５ａと、カレントトランス６４と、第１入力コンデンサ６１の負極端とへ共振電流が流れる。２次側においては、順次、第２ダイオード６７と、２次側コイル６５ｂ及び中間タップとへ電流が流れる。
なお、第１状態からハイサイドアームのトランジスタＱＨがオフ（遮断）に切り替えられた直後は、例えば、１次側においてローサイドアームのトランジスタＱＬのボディダイオードを通してローサイドアームに負方向の電流が流れる。ローサイドアームのトランジスタＱＬは、ボディダイオードに負方向の電流が流れている状態でオン（導通）に切り替えられ、やがてローサイドアームに流れる電流は負方向から正方向に転じる。

図５に示すように、第２状態では、１次側において順次、第２入力コンデンサ６２の正極端と、カレントトランス６４と、トランス６５の１次側コイル６５ａと、ローサイドアームのトランジスタＱＬと、第２入力コンデンサ６２の負極端とへ共振電流が流れる。２次側においては、順次、第２ダイオード６７と、２次側コイル６５ｂ及び中間タップとへ電流が流れる。
なお、第２状態からローサイドアームのトランジスタＱＬがオフ（遮断）に切り替えられた直後は、１次側においてハイサイドアームのトランジスタＱＨのボディダイオードを通してハイサイドアームに負方向の電流が流れる。ハイサイドアームのトランジスタＱＨは、ボディダイオードに負方向の電流が流れている状態でオン（導通）に切り替えられ、やがてハイサイドアームに流れる電流は負方向から正方向に転じる。

電子制御ユニット２８は、例えば、下記数式（１）に示すように、各キャパシタンスＣｒ１，Ｃｒ２と、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、トランス６５の漏れインダクタンスＬｔとによって記述される共振周波数Ｆｓを用いて、ブリッジ回路６３の各トランジスタＱＨ，ＱＬのオン（導通）／オフ（遮断）のスイッチングを制御する。なお、下記数式（１）は、ハイサイドアームのトランジスタＱＨ側の共振周波数Ｆｓ（ＱＨ）及びローサイドアームのトランジスタＱＬ側の共振周波数Ｆｓ（ＱＬ）を含む。

上述したように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３０によれば、１次側に設けられているカレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔを共振回路のインダクタンス成分として用いるので、例えば共振用に新たなインダクタを設ける場合に比べて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の大型化を抑制することができる。
また、例えばトランス６５の漏れインダクタンスＬｔのみを共振回路のインダクタンス成分として用いる場合に比べて、インダクタンス成分をより広範囲に設定することができ、共振周波数の高周波化によってインダクタ断面積及び巻数の増大を抑制し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の大型化を抑制することができる。

例えば、下記数式（２）に示すように、トランス６５の磁束密度変化ΔＢは、スイッチング周波数Ｆと、トランス６５の断面積Ａ及び巻線比Ｎと、入力電圧Ｖｉｎと、各トランジスタＱＨ，ＱＬのオン時間Ｔｏｎと、によって記述される。下記数式（２）によれば、磁束密度変化ΔＢを一定とする場合、スイッチング周波数Ｆを増大させることによって、トランス６５の断面積Ａ及び巻線比Ｎを低下させ、トランス６５を小型化することが可能となる。

また、例えばトランス６５の漏れインダクタンスＬｔのみを共振回路のインダクタンス成分とする場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の入力及び出力間の巻線比が限定されることによって、入力電圧範囲が相対的に狭い範囲に規制される。これにより、例えばサーバの電源などのように入力電圧がほぼ一定となる電源に比べて、車両１０に搭載される高圧の第１バッテリ１１のように回生及び充電が相対的に大きく変動しながら繰り返されることによって入力電圧範囲が相対的に大きくなる電源に対しては、適切な対応が難しいという問題が生じる。
このような問題に対して、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔ及びトランス６５の漏れインダクタンスＬｔを共振回路のインダクタンス成分とすることによって、相対的に広範囲の入力電圧範囲に対応することができ、各種の車両１０に適した出力が可能となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の汎用性を向上させることができる。

以下、実施形態の変形例について説明する。
上述した実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、いわゆるＬＬＣ電流共振型のコンバータとして動作するとしたが、これに限定されない。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、少なくともカレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔを共振用に用いる電流共振型のコンバータとして動作してもよい。
上述した実施形態の第１変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、いわゆるＬＣ電流共振型のコンバータとして動作する。共振用のインダクタンス成分（Ｌ）は、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔである。共振用のキャパシタンス成分（Ｃ）は、第１入力コンデンサ６１のキャパシタンスＣｒ１及び第２入力コンデンサ６２のキャパシタンスＣｒ２である。

第１変形例のＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、第１及び第２入力コンデンサ６１，６２の各キャパシタンスＣｒ１，Ｃｒ２と、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、によって形成される直列共振回路を流れる共振電流によって出力電圧を制御する。
電子制御ユニット２８は、例えば、下記数式（３）に示すように、各キャパシタンスＣｒ１，Ｃｒ２と、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、によって記述される共振周波数Ｆｓを用いて、ブリッジ回路６３の各トランジスタＱＨ，ＱＬのオン（導通）／オフ（遮断）のスイッチングを制御する。なお、下記数式（３）は、ハイサイドアームのトランジスタＱＨ側の共振周波数Ｆｓ（ＱＨ）及びローサイドアームのトランジスタＱＬ側の共振周波数Ｆｓ（ＱＬ）を含む。

第１変形例によれば、例えばトランス６５の漏れインダクタンスＬｔを共振回路のインダクタンス成分として用いる場合に比べて、トランス６５において電流容量（つまり通過電流）の増大に伴って磁気飽和を防ぐために必要とされるインダクタ断面積及び巻数が増大することを抑制し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の大型化を抑制することができる。

上述した実施形態及び第１変形例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、共振用のインダクタンス成分として、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔを備えるとしたが、これに限定されず、さらに、励磁インダクタンスＬｍを備えてもよい。
図６は、本発明の実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成を示す図である。図７は、本発明の実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０において、ハイサイドアームのトランジスタＱＨがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。図８は、本発明の実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０において、ローサイドアームのトランジスタＱＬがオンの場合における１次側及び２次側の各電流の流れの一例を示す図である。

図６に示すように、上述した実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、上述した第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２と、ブリッジ回路６３と、カレントトランス６４と、トランス６５と、第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７と、出力コンデンサ６８とに加えて、励磁インダクタ７１を備える。
励磁インダクタ７１は、第１入力コンデンサ６１及び第２入力コンデンサ６２の接続点と、ブリッジ回路６３のハイサイドアーム及びローサイドアームの各トランジスタＱＨ，ＱＬの接続点との間において、トランス６５の１次側コイル６５ａと並列に接続されている。
第２変形例のＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、第１及び第２入力コンデンサ６１，６２の各キャパシタンスＣｒ１，Ｃｒ２と、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、トランス６５の漏れインダクタンスＬｔと、励磁インダクタ７１の励磁インダクタンスＬｍとによって形成される共振回路を流れる共振電流によって出力電圧を制御する。

電子制御ユニット２８は、例えば、下記数式（４）に示すように、各キャパシタンスＣｒ１，Ｃｒ２と、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、トランス６５の漏れインダクタンスＬｔと、励磁インダクタンスＬｍとによって記述される共振周波数Ｆｓを用いて、ブリッジ回路６３の各トランジスタＱＨ，ＱＬのオン（導通）／オフ（遮断）のスイッチングを制御する。なお、下記数式（４）は、ハイサイドアームのトランジスタＱＨ側の共振周波数Ｆｓ（ＱＨ）及びローサイドアームのトランジスタＱＬ側の共振周波数Ｆｓ（ＱＬ）を含む。

第２変形例によれば、励磁インダクタ７１を追加的に備えることによって、共振用のインダクタンス成分を、より広範囲に設定することができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の汎用性を向上させることができる。
なお、図６に示す第２変形例において、共振用のインダクタンス成分は、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔと、トランス６５の漏れインダクタンスＬｔと、励磁インダクタ７１の励磁インダクタンスＬｍとを備えるとしたが、これに限定されず、トランス６５の漏れインダクタンスＬｔは省略されてもよい。つまり、共振用のインダクタンス成分は、カレントトランス６４のインダクタンスＬｃｔ及び励磁インダクタ７１の励磁インダクタンスＬｍによって構成されてもよい。

上述した実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、２次側（つまり低圧の出力側）に整流用の第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７を備えるとしたが、これに限定されない。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、例えば、各ダイオード６６，６７の代わりに、同期整流用のスイッチング素子を備えてもよい。
図９は、本発明の実施形態の第３変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成を示す図である。
図９に示すように、第３変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、上述した実施形態における第１ダイオード６６及び第２ダイオード６７の代わりに、第１整流トランジスタ７２及び第２整流トランジスタ７３を備える。第１整流トランジスタ７２及び第２整流トランジスタ７３の各々は、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタである。第１整流トランジスタ７２及び第２整流トランジスタ７３の各々は、１次側のハイサイドアーム及びローサイドアームの各トランジスタＱＨ，ＱＬのスイッチングに同期して、オン／オフ駆動される。

上述した実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、カレントトランス６４を備えるとしたが、これに限定されず、共振用のインダクタンス成分となるインダクタンスを有する他の電流センサを備えてもよい。
上述した実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、電子制御ユニット２８によって、ブリッジ回路６３の各トランジスタＱＨ，ＱＬのオン（導通）／オフ（遮断）のスイッチングが制御されるとしたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０内部の制御ユニットによって、ブリッジ回路６３の各トランジスタＱＨ，ＱＬのスイッチングを制御してもよい。
上述した実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、例えば、電力変換装置１６を含むパワーコントロールユニットに内蔵されてもよいし、パワーコントロールユニットの外部に配置されてもよい。
上述した実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は車両１０に搭載されるとしたが、これに限定されず、他の機器に搭載されてもよい。

本発明の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１０…車両、１１…第１バッテリ、１２…第１モータ、１３…第２モータ、１４…第２バッテリ、１５…補機類、１６…電力変換装置、２１…パワーモジュール、２２…リアクトル、２８…電子制御ユニット、２９…ゲートドライブユニット、３０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、６４…カレントトランス（電流センサ）、６５…トランス、６５ａ…１次側コイル（１次コイル）、６５ｂ…２次側コイル（２次コイル）、６６…第１ダイオード（整流用のダイオード）、６７…第２ダイオード（整流用のダイオード）、６９…直列共振回路（共振回路）、７１…励磁インダクタ（インダクタ）、７２…第１整流トランジスタ（同期整流用のスイッチング素子）、７３…第２整流トランジスタ（同期整流用のスイッチング素子）、Ｌｃｔ…インダクタンス、Ｌｍ…励磁インダクタンス、Ｌｔ…漏れインダクタンス

Claims (5)

1. 相対的に高圧の１次側に設けられる１次コイル及び相対的に低圧の２次側に設けられる２次コイルを備えるトランスと、
   前記１次側に設けられる電流センサと、
   を備え、
   前記電流センサのインダクタンスを、前記１次側の共振回路のインダクタンス成分として用いる、
   ことを特徴とする電圧変換装置。
2. 前記電流センサのインダクタンス及び前記トランスの漏れインダクタンスを、前記インダクタンス成分として用いる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記１次側に設けられるインダクタを備え、
   少なくとも前記電流センサのインダクタンス及び前記インダクタのインダクタンスを、前記インダクタンス成分として用いる、
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電圧変換装置。
4. 前記２次側に設けられる整流用のダイオードを備える、
   ことを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１項に記載の電圧変換装置。
5. 前記２次側に設けられる同期整流用のスイッチング素子を備える、
   ことを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１項に記載の電圧変換装置。

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