WO2012153799A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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switching
power supply
resonance
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原隆志
志治肇
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply for a synchronous rectification type LLC resonant converter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device described in Patent Document 1.
  • the switching power supply of Patent Document 1 is an LLC resonant converter.
  • a current transformer is connected in series to an inductor composed of a primary winding of a transformer, a resonance inductor, and a resonance capacitor.
  • the current of the resonance circuit that is, the current flowing through the primary winding is detected by a current transformer.
  • the detection current is input to the drive circuit, and the drive circuit performs on / off control of the secondary side switch element (synchronous rectification element) based on the detection current.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply device described in Patent Document 2.
  • the switching power supply device of Patent Document 2 is a synchronous rectification type half-bridge LLC resonant converter.
  • the switching power supply of Patent Document 2 includes a control circuit on the secondary side.
  • the control circuit controls on / off of the primary side switch element together with the secondary side switch element.
  • the control circuit conducts the secondary side switch element at a preset time interval (for example, 0.4 ⁇ sec.) After the primary side switch element is conducted.
  • the control circuit shuts off the secondary side switch element at a preset time interval (for example, 0.15 ⁇ sec.) After the primary side switch element is shut off. That is, the control circuit of the switching power supply device disclosed in Patent Document 2 controls on / off of the primary side switch element and the secondary side switch element (synchronous rectifier element) at a predetermined time interval.
  • the switching power supply devices described in Patent Document 1 and Patent Document 2 control the on / off of the secondary side switch element (synchronous rectifier element) by different methods.
  • the switching power supply described in Patent Document 1 must include a current transformer for detecting the current of the resonance circuit, that is, the current flowing in the primary winding, in order to drive the secondary side switching element (synchronous rectifying element).
  • the components of the switching power supply device increase.
  • a high-accuracy and high-speed operation comparator is required in order to generate and supply the drive signal for the synchronous rectifier element. Therefore, the structure of the switching power supply device becomes complicated, causing problems such as an increase in cost.
  • the resonance frequency of the resonance circuit is set.
  • the switching frequency is lower than that, a negative current may flow when the secondary side switching element (synchronous rectifying element) is turned on, and a backflow current may be generated on the primary side.
  • an object of the present invention is to provide a switching power supply device including a resonant converter that does not generate a backflow current from the secondary side to the primary side.
  • the switching power supply device includes a converter transformer including a primary winding, a first secondary winding, and a second secondary winding, a series including a resonance inductor and a resonance capacitor connected in series to the primary winding.
  • a resonance circuit The switching power supply device is connected in series between the first switch element and the second switch element that supply power to the series resonant circuit, and the first secondary winding and the voltage output terminal by being complementarily controlled on and off.
  • the switching power supply device includes a control unit that performs PFM control according to the output voltage on the first switch element and the second switch element, and controls the third switch element and the fourth switch element.
  • the control unit determines a variable A1 that is determined based on a predetermined resonance period, a variable A2 that is generated based on the output voltage and determines a switching period, and the ON time of the third switch element and the fourth switch element.
  • the third switch element on the secondary side of the converter transformer is limited to a time based on a predetermined resonance period. Accordingly, it is possible to suppress a situation in which a negative current flows when the third switch element and the fourth switch element on the secondary side are in the on state, and it is possible to suppress a backflow current from the secondary side to the primary side.
  • the ON time of the third switch element and the fourth switch element given in advance is 1 ⁇ 2 of the resonance period of the series resonance circuit.
  • the third switch on the secondary side of the converter transformer is used.
  • the on-time of the element and the fourth switch element is limited to 1 ⁇ 2 of the resonance period of the series resonance circuit.
  • the turn-on of the third switch element is synchronized with the turn-on of the first switch element, and the third switch element is turned on either the turn-on of the second switch element or a pre-given on-time.
  • the fourth switch element is turned on until the second switch element is turned on, and the fourth switch element is turned off by the turn-on of the first switch element or a predetermined on-time, whichever comes first May be.
  • the switching power supply device of the present invention may have a parallel inductor connected in parallel with the primary winding.
  • the second resonance period can be designed by the resonance inductor, the resonance capacitor, and the parallel inductor, the current flowing through the transformer can be reduced, and the heat generation of the transformer can be reduced.
  • the control unit performs a PFM control based on the output voltage, and a driver circuit that generates a drive signal for each switch element based on the drive information of each switch element obtained from the MPU And preferably.
  • the control unit can be realized by a digital IC as much as possible.
  • the switching power supply device of the present invention can be realized by the following circuit configuration as an example.
  • the first switch element and the second switch element are connected in series between the first and second power supply input terminals constituting the terminal pair to which a DC voltage is input, and the first switch element and the second switch element One of the series resonant circuits is connected in parallel.
  • the primary side of the converter transformer becomes a half bridge type.
  • a half-bridge synchronous rectification type LLC resonant converter can be realized.
  • the switching power supply device of the present invention can be realized by the following circuit configuration as an example.
  • the first switch element and the second switch element are connected in series between first and second power supply input terminals constituting a terminal pair to which a DC voltage is input.
  • the first capacitor and the second capacitor are connected in series between the first and second power supply input terminals so as to be connected in parallel to the series circuit of the first switch element and the second switch element.
  • a series resonance circuit is formed by connecting the primary winding and the resonance inductor between the connection point of the first switch element and the second switch element and the connection point of the first capacitor and the second capacitor. .
  • the primary side of the converter transformer becomes a half bridge type. With this configuration, a half-bridge synchronous rectification type LLC resonant converter can be realized.
  • the switching power supply device of the present invention can be realized by the following circuit configuration as an example.
  • the first switch element and the second switch element are connected in series between first and second power supply input terminals constituting a terminal pair to which a DC voltage is input.
  • the fifth switch element and the sixth switch element are connected in series between the first and second power supply input terminals so as to be connected in parallel to the series circuit of the first switch element and the second switch element.
  • a series winding circuit is formed by connecting the primary winding and the resonance inductor between the connection point of the first switch element and the second switch element and the connection point of the fifth switch element and the sixth switch element. ing.
  • the primary side of the converter transformer becomes a full bridge type. With this configuration, a full bridge type synchronous rectification type LLC resonant converter can be realized.
  • the secondary side switching element can be appropriately controlled, the backflow current from the secondary side to the primary side can be suppressed.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a feedback circuit FB in FIG. 3.
  • the first switching element Q 1, a second switching element Q 2 is a diagram illustrating a method of generating a third drive pulse of the switching elements Q 3 and fourth switching element Q 4. Is a waveform diagram for the switching frequency f s is described the control in the state higher than the resonance frequency f r.
  • Is a waveform diagram for the switching frequency f s is describing control in the state that coincides with the resonance frequency f r. Is a waveform diagram for the switching frequency f s is described the control in the lower than the resonance frequency f r It is a circuit diagram of a full bridge type switching power supply apparatus 100A. It is a circuit diagram of another half-bridge type switching power supply device 100B. It is a circuit diagram of another half-bridge type switching power supply device 100C.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 100 according to the first embodiment.
  • the switching power supply device 100 includes a power supply input terminal including a set of terminals to which the DC power supply 200 is connected.
  • the high potential side is the first power input terminal P i (+), and the ground potential side is the second power input terminal P i (G).
  • the switching power supply apparatus 100 includes an output terminal including a set of terminals to which the load 300 is connected.
  • the high potential side is the first output terminal P o (+), and the ground potential side is the second output terminal P o (G).
  • An input capacitor C i for smoothing the input voltage is connected between the first power input terminal P i (+) and the second power input terminal P i (G).
  • first switching element Q 1 is the first power input terminal side P i (+) next, as the second switching element Q 2 is a second power source input terminal side P i (+), is connected .
  • the first switching element Q 1 and the second switching element Q 2 is a switch element composed of FET, has a parasitic capacitor and a body diode.
  • the drain of the first switch element Q 1 is connected to the first power input terminal P i (+), and the source of the first switch element Q 1 is connected to the drain of the second switch element Q 2 .
  • Source Q 2 of the second switch element is connected to the second power supply input terminal P i (G).
  • the first gate of the switching element Q 1 and the second switching element Q 2 is connected the high side driver (High Side Driver) 12.
  • the second switching element Q 2, the resonant inductor L r, the converter primary winding L 1 of the transformer T 1, the series circuit of the resonance capacitor C r are connected in parallel. Further, in the primary winding L 1 magnetizing inductor L m are connected in parallel.
  • the resonance inductor L r , the exciting inductor L m , and the resonance capacitor C r constitute a resonance circuit of the LLC resonance converter.
  • the resonance inductor L r and the excitation inductor L m may be configured by a leakage inductor and an excitation inductor of the converter transformer T 1 , or may be configured by separately connecting an inductor in series and in parallel to the primary winding L 1. Also good.
  • Converter transformer T 1 is provided with a primary winding L 1 described above, the first secondary winding L 21 to magnetically coupled to the primary winding L 1 of the second secondary winding L 22.
  • the first secondary winding L 21 and the second secondary winding L 22 are arranged so as to have the same polarity with respect to the primary winding L 1 and are connected to each other.
  • a connection point between the first secondary winding L 21 and the second secondary winding L 22 is connected to the first output terminal P o (+).
  • the end of the first secondary winding L 21 opposite to the connection point is connected to the second output terminal P o (G) via the third switch element Q 3 .
  • the drain of the third switching element Q 3 are coupled to the first secondary winding L 21, a source connected to the second output terminal P o (G).
  • the gate of the third switching element Q 3 are connected to a pulse transformer (Pulse Transformer) 14. This pulse transformer 14 corresponds to a second insulation type signal transmission means.
  • the end of the second secondary winding L 22 opposite to the connection point is connected to the second output terminal P o (G) via the fourth switch element Q 4 .
  • the drain of the fourth switching element Q 4 are connected to the second secondary winding L 22, a source connected to the second output terminal P o (G).
  • the gate of the fourth switch element Q 4 is connected to the pulse transformer 14.
  • the third switching element Q 3 and fourth switching element Q 4 are a switch element composed of FET, it has a parasitic capacitor and a body diode.
  • a smoothing output capacitor C o is connected between the first output terminal P o (+) and the second output terminal P o (G).
  • a feedback circuit FB that detects an output voltage and generates a feedback signal is connected in parallel to the output capacitor Co.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the feedback circuit FB.
  • a series circuit including a light emitting element of a shunt regulator SR, a resistor R3 and a photocoupler PC, and a voltage dividing circuit including resistors R1 and R2 And are connected.
  • the reference terminal of the shunt regulator SR is supplied with the divided voltage output of the resistance voltage dividing circuit using R1 and R2.
  • a negative feedback circuit including a resistor R11 and a capacitor C11 is provided between the voltage control terminal of the shunt regulator SR and the reference terminal.
  • One end of the light receiving element of the photocoupler PC is connected to the constant voltage Vcc via the resistor R4, and the other end is connected to GND.
  • a voltage at a connection point between the light receiving element of the photocoupler PC and the resistor R4 is input to the MPU 11 as a feedback voltage VFB .
  • the feedback voltage V FB is input to an AD converter inside the MPU 11.
  • the feedback circuit FB acts so that the voltage of the feedback voltage V FB decreases as the output voltage of the first output terminal P o (+) and the second output terminal P o (G) becomes higher than the set voltage.
  • the photocoupler corresponds to the first insulated signal transmission means.
  • the MPU 11 as a control unit is connected to a high side driver 12 and a driver (Driver) 13, and the driver 13 is connected to a pulse transformer 14.
  • the MPU 11 Based on the feedback voltage VFB, the MPU 11 performs a first switching control signal (hereinafter simply referred to as a first control signal) and a second switching control signal (hereinafter simply referred to as a second control signal) by PFM (Pulse Frequency Modulation) control.
  • the switching frequency f s is calculated.
  • the first control signal is a control signal applied to the first switching element Q 1
  • the second control signal is the second control signal applied to the switching element Q 2.
  • the MPU 11 gives the first control signal and the second control signal based on the switching frequency f s to the high side driver 12.
  • the PFM control when the load is heavy, set low switching frequency f s for turning on and off the switching element, when a light load is a control to increase the switching frequency f s.
  • the MPU 11 generates the first control signal and the second control signal as a rectangular wave consisting of binary values of Hi and Low.
  • the MPU 11 outputs the first control signal and the second control signal so that the first control signal and the second control signal are complementary to the Hi state or the Low state.
  • the MPU 11 outputs the first control signal and the second control signal so that a predetermined dead time in which both the first control signal and the second control signal are switched to Hi and Low are generated at a low state.
  • High-side driver 12 is amplified to drive a first control signal and the second control signal the first switching element Q 1 and the second switching element Q 2 from MPU 11.
  • High-side driver 12 provides a first control signal to the first switch element Q 1, provides a second control signal to the second switching element Q 2.
  • the first switching element Q 1 is, on-off controlled than the voltage V gs1 the first control signal applied to the gate.
  • the second switching element Q 2 are controlled to be turned on and off from the voltage V gs2 of the second control signal applied to the gate.
  • switching element Q 1 and the second switching element Q 2 is, with dead time in which both are turned off, are complementarily turned on and off control.
  • it is preferable that the ON times of the first control signal and the second control signal are substantially equal.
  • the MPU 11 uses a third switching control signal (hereinafter simply referred to as a third control signal) and a fourth switching control signal (hereinafter simply referred to as a fourth control signal) synchronized with the turn-on of the first control signal and the second control signal as drivers.
  • the third control signal is a control signal applied to the third switching element Q 3
  • a fourth control signal is a control signal supplied to the fourth switching element Q 4.
  • the driver 13 amplifies the third control signal that is turned on in synchronization with the first control signal that is a signal from the MPU 11 and the fourth control signal that is turned on in synchronization with the second control signal.
  • the driver 13 outputs the third control signal and the fourth control signal to the pulse transformer 14.
  • the third control signal and the fourth control signal are generated so as to be 1 ⁇ 2 of f r ).
  • Third control signal output from the pulse transformer 14 is applied to the third switching element Q 3 of the gate.
  • Fourth control signal output from the pulse transformer 14 is applied to the fourth switching element Q 4 of the gate.
  • the third switching element Q 3 are on-off controlled than the voltage V gs3 the third control signal applied to the gate.
  • the fourth switching element Q 4 are, on-off controlled than the voltage V GS4 of the fourth control signal applied to the gate.
  • the third switch element Q 3 are the switching frequency f s unless the lower than the resonance frequency f r of the series resonant circuit, are on-off controlled in synchronization with the first switching element Q 1.
  • the fourth switching element Q 4 are, the switching frequency f s unless the lower than the resonance frequency f r of the series resonant circuit, are on-off controlled in synchronization with the second switching element Q 2.
  • the third switching element Q 3 are, when the switching frequency f s is lower than the resonance frequency f r of the series resonant circuit is controlled to be turned on in synchronization with the first switching element Q 1, the first switching element It is turned off earlier than Q 1 at a timing half of the resonance period Tr from the turn-on.
  • the fourth switching element Q 4 are, when the switching frequency f s is lower than the resonance frequency f r of the series resonant circuit is controlled to be turned on in synchronization with the second switching element Q 2, the second switching element Q 2 Faster than the turn-on, the turn-off is performed at half the resonance period Tr .
  • FIGS. how the drive pulses for the first switch element Q 1 , the second switch element Q 2 , the third switch element Q 3 and the fourth switch element Q 4 are generated are shown in FIGS. ) Will be described.
  • the setting and operation of the digital PWM module in the MPU 11 will be described.
  • CNTR is a counter and increases with each clock.
  • PRD is a period and goes to zero when CNTR reaches this value. That is, the switching period is determined.
  • CMPA, CMPB, and CMPC are threshold values for setting time.
  • CMPA is half the value of PRD.
  • CMPB is a fixed value, and CMPB is set so that the time until CNTR reaches zero from CMPB is 1 ⁇ 2 of the resonance period Tr .
  • CMPC is a value obtained by adding CMPB to CMPA (CMPA + CMPB).
  • V gs1 is a gate drive pulse of the first switch element Q
  • V gs2 is a gate drive pulse of the second switch element Q 2
  • V gs3 is a gate drive pulse of the third switch element Q 3
  • V gs4 is a fourth switch element Q 4. This is a gate drive pulse.
  • V gs1 is set so that it rises when CNTR matches zero and falls when CNTR matches CMPA.
  • V gs2 is set so that it rises when CNTR matches CMPA and falls when CNTR matches PRD.
  • V gs3 is set such that it rises when CNTR matches zero, and falls when CNTR matches CMPA or CMPB.
  • V gs4 is set so that it rises when CNTR matches CMPA and falls when CNTR matches PRD or CMPC.
  • Figure 5 (A) is a case where the switching frequency f s is higher than the resonance frequency f r of the series resonant circuit.
  • CMPA is lower than CMPB and PRD is lower than CMPC. Therefore, V gs1 and V gs3 rise at the same timing and fall at the same timing. Further, V gs2 and V gs4 rise at the same timing and fall at the same timing.
  • Figure 5 (B) is a case where the switching frequency f s is lower than the resonance frequency f r of the series resonant circuit.
  • CMPA is higher than CMPB and PRD is higher than CMPC. Therefore, V gs1 and V gs3 rise at the same timing (zero), but V gs3 falls when CNTR coincides with CMPB, and V gs1 falls when CNTR coincides with CMPA.
  • CMPB is set so that the time until the PRD reaches zero from CMPB becomes 1/2 of the resonance period T r , that is, V gs3 stands at 1/2 of the resonance period T r. Go down.
  • V gs2 and V gs4 rise at the same timing (CMPA), but V gs4 falls when CNTR coincides with CMPC, and V gs2 falls when CNTR coincides with PRD.
  • CMPC is a value obtained by adding CMPB to CMPA (CMPA + CMPB), and the time from CMPA to CMPC is set to 1 ⁇ 2 of the resonance period Tr . In other words, V gs4 falls in 1/2 of the resonance period T r.
  • FIGS. 6, 7, and 8 show one switching cycle, and such switching control is continuously executed.
  • V gs1 represents the voltage of the first control signal
  • V gs2 represents the voltage of the second control signal
  • V gs3 represents the voltage of the third control signal
  • V gs4 represents the voltage of the fourth control signal.
  • i Lr denotes the resonance current flowing through the resonance inductor L r
  • i m denotes an exciting current flowing through the excitation inductor L m.
  • i ds3 is the drain-source current of the switching element Q 3
  • i ds4 is a drain-source current of the switch element Q 4.
  • the switching element Q 1 at timing t 0 is When turned on, during the period from timing t 0 to timing t 1 (timing at which the switching element Q 1 is turned off), the series resonance circuit (resonance inductor L r ) is subjected to a substantially sinusoidal waveform at the resonance frequency f r.
  • the resonance current i Lr corresponding to the on-time flows.
  • the exciting current i m is increased linearly.
  • the switch element Q 3 When the switch element Q 1 is turned on, the switch element Q 3 is turned on in synchronization therewith.
  • the switch element Q 3 made from the converter transformer T 1 of the first secondary winding L 21 in a substantially sinusoidal waveform of the excitation resonance frequency f r, between the drain and the source of positive value corresponding to the ON time
  • the current i ds3 flows and the conduction loss at that time is small.
  • the positive value is a current flowing from the source to the drain.
  • the switch elements Q 2 and Q 4 are in the OFF state during this period, the drain-source current i ds4 of the switch element Q 4 is zero.
  • the switching element Q 3 flows the drain-source current i ds3 positive value continuous with the resonant current flowing during the on period of the switching element Q 3 .
  • the drain-source current i ds3 becomes 0 at the timing (timing t 2 ) when the switch element Q 2 is turned on.
  • the series resonant circuit (resonant inductor L r) the resonance current i Lr consisting of substantially sinusoidal waveform of the resonant frequency f r the value of the resonant current generated from the timing t 0 to the period from the timing t 1 and the positive and negative reversed flows.
  • the exciting current i m are linearly decreased.
  • the primary side switching elements Q 1 and Q 2 can be operated in a ZVS (Zero Voltage Switching) operation.
  • Switching element Q 4 are, is turned on in synchronization with the turn-on of the switching element Q 2.
  • the switching element Q 4 made from the converter transformer T 1 of the second secondary winding substantially sinusoidal waveform of the excited resonant frequency f r to L 22, between the drain and the source of positive value corresponding to the ON time
  • the current i ds4 flows and the conduction loss at that time is small.
  • the switch elements Q 1 and Q 3 are in the OFF state during this period, the drain-source current i ds3 of the switch element Q 3 is zero.
  • the switching element Q 4 the drain-source current i ds4 positive value continuous with the current flowing during the on period of the switching element Q 4 flows.
  • the drain-source current i ds4, the switch element Q 1 is becomes zero at the timing of turn-on.
  • the switch element Q 1 performs the ZVS operation at the timing t 0 as in the case of (i).
  • Switching element Q 3 are turned on in synchronization with the turn-on of the switching element Q 1.
  • the switch element Q 3 made from the converter transformer T 1 of the first secondary winding L 21 in a substantially sinusoidal waveform of the excitation resonance frequency f r, between the drain and the source of positive value corresponding to the ON time
  • the current i ds3 flows and the conduction loss at that time is small.
  • the switch elements Q2, Q4 are off state, the drain-source current i ds4 switching element Q 4 are 0.
  • switch element Q 1 is turned off, until the time t 2A the switching element Q 2 at a dead time t d1 is turned on, first charge of the parallel capacitor of the switching element Q 2 (parasitic capacitance) Is subsequently discharged, and then the switch element Q2 is turned on by the body diode.
  • the drain-source current i ds3 flowing through the switching element Q 3 are made zero at the timing t 1A, the drain-source current i ds4 flowing through the switching element Q 4 are The conduction is started at timing t 1A .
  • the resonant resonant current i Lr is the switch element Q 2 in until a negative value is turned on, the series resonant circuit (resonant inductor L r), generated from the timing t 0 to the period from the timing t 1A resonant current i Lr consisting the value of the current from a substantially sinusoidal waveform of the positive and negative reversed resonance frequency f r flows. Moreover, the exciting current i m are linearly decreased.
  • switching element Q 2 is, as in the case of (i), which ZVS operation at the timing of the timing t 2A.
  • the primary side switching elements Q 1 and Q 2 can be operated in a ZVS manner.
  • Switching element Q 4 are, is turned on in synchronization with the turn-on of the switching element Q 2.
  • the switching element Q 4 made from the converter transformer T 1 of the second secondary winding substantially sinusoidal waveform of the excited resonant frequency f r to L 22, between the drain and the source of positive value corresponding to the ON time
  • the current i ds4 flows and the conduction loss at that time is small.
  • the switch elements Q 1 and Q 3 are in the OFF state during this period, the drain-source current i ds3 of the switch element Q 3 is zero.
  • the drain-source current i ds4 flowing through the switching element Q 4 are, becomes zero at the timing t 3A, the drain-source current i ds3 flowing through the switching element Q 3 are The conduction is started at timing t3A .
  • the exciting current i m is increased linearly. Furthermore, in the period from the timing t 5 to time t 1B (timing switching element Q 1 is turned off), the current equal to the exciting current i m flowing. In this case, the on-time switching element Q 1, the switching frequency f s and the resonant frequency f r is longer than the equal of the above (ii).
  • the switch element Q 1 performs the ZVS operation at the timing t 0 as in the cases (i) and (ii).
  • the switch element Q 3 are so as described above on-time (T 3onmax) is limited to 1/2 of the resonance period T r of the series resonant circuit, it is turned on in synchronism with the switching element Q 1 It is also turned off at a timing t 5 above. That is, even if the switching period of the switch element Q 1 is longer than the resonance period T r , the switch element Q 3 changes to the switch element Q 1 after a period of 1 ⁇ 2 of the resonance period T r from the turn-on timing. Turned off without synchronizing.
  • the switching element Q 3 consists substantially sinusoidal waveform of the resonant frequency f r of the resonant current i Lr is excited to the first secondary winding L 21 of the converter transformer T 1, the on-time (resonance cycle T r 1
  • the drain-source current i ds3 having a positive value corresponding to (period of / 2) flows, and becomes 0 after a period of 1 ⁇ 2 of the resonance period Tr from the turn-on timing (timing t 5 ).
  • the switching element Q 3 is turned off, until the time t 1B the switching element Q 1 is turned off is continuously in resonant current i Lr generated from the timing t 0 to the period from the timing t 5 excitation resonant current i Lr matching current i m flowing.
  • the resonance frequency f r obtained by reversing the value of the resonance current generated in the period from the timing t 0 to the timing t 5 in the series resonance circuit (resonance inductor L r ).
  • a resonance current i Lr having a substantially sinusoidal waveform flows.
  • the exciting current i m are linearly decreased.
  • the switching element Q 2 is turned off
  • the on-time switching element Q 2 the switching frequency f s and the resonant frequency f r is longer than the equal of the above (ii).
  • switching element Q 2 like the case of (i), (ii), which ZVS operation at the timing of the timing t 2B.
  • the on-time (T 4onmax ) is limited to 1 ⁇ 2 of the resonance period Tr as described above. It is turned off at the timing t 6. That is, even longer than the switching element Q 2 of the switching period resonant period T r, the switch element Q 4 are, from the turn-on timing after elapse of half the period of the resonance cycle T r, synchronized with the switching element Q 2 Without being turned off.
  • the switching element Q 4 made from the converter transformer T 1 of the second secondary winding substantially sinusoidal waveform of the resonant frequency f r which is excited to L 22, the on-time (1/2 of the period of the resonance period T r)
  • the drain-source current i ds4 having a positive value corresponding to the current flows and becomes 0 after a period of 1 ⁇ 2 of the resonance period Tr from the turn-on timing (timing t 1B ) (after timing t 6 ).
  • the period from the timing t 1B the switching element Q 2 is turned off is continuous to the resonant current i Lr generated from the timing t 1B in the period from the timing t 6 resonant current i Lr matching the excitation current i m Te flows.
  • the on-time of the secondary side switching elements Q 3 and Q 4 is set to 1 ⁇ 2 of the resonance period Tr, but may be set to a predetermined value of 1 ⁇ 2 or less. Specifically, the on-time of the secondary side switching elements Q 3 and Q 4 may be set to a predetermined value equal to or less than 1 ⁇ 2 of the resonance period Tr considering the variation of the resonance element constants. You may set to the predetermined value below 1/2 of the resonance period Tr after measuring the resonance period Tr.
  • the switch element Q 3 are not necessarily to be turned on in synchronization with the turn-on of the switching element Q 1.
  • the switch element Q 4 are not necessarily to be turned on in synchronization with the turn-on of the switching element Q 2. At this time, the current tends to flow from the source to the drain of the switching element Q 3 and the switch element Q 4 are, respectively flowing through the body diode.
  • the MPU 11 as the control unit is arranged on the primary side, and the feedback signal is transmitted from the secondary side to the primary side by the feedback circuit FB.
  • the MPU 11 as the control unit is connected to the secondary side. You may arrange in.
  • a control signal for the primary side switching element may be transmitted from the secondary side to the primary side via an insulating means such as a pulse transformer.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a full bridge type switching power supply apparatus 100A.
  • the circuit configuration of the secondary-side converter transformer T 1 is the same as the switching power supply device 100 of FIG. 3 described above, the connection of the circuit configuration and MPU11 a switching element on the primary side configuration Only will be described.
  • a series circuit of a first switch element Q 1A and a second switch element Q 2A is connected between the first power input terminal P i (+) and the second power input terminal P i (G). At this time, the first switch element Q 1A is connected to the first power input terminal side P i (+), and the second switch element Q 2A is connected to the second power input terminal side P i (+). .
  • the fifth switch element Q 5A and the sixth switch element Q 6A are switch elements made of FETs, together with the first switch element Q 1A and the second switch element Q 2A , and have a parasitic capacitor and a body diode.
  • the gates of the first switch element Q 1A , the second switch element Q 2A , the fifth switch element Q 5A , and the sixth switch element Q 6A are connected to the high side driver 12.
  • the high side driver 12 is connected to the MPU 11.
  • a resonant inductor L r Between the connection point of the first switch element Q 1A and the second switch element Q 2A and the connection point of the fifth switch element Q 5A and the sixth switch element Q 6A , a resonant inductor L r , a converter transformer A series circuit of a primary winding L 1 of T 1 and a resonance capacitor Cr is connected.
  • the MPU 11 performs on / off control of the first switch element Q 1A and the sixth switch element Q 6A in synchronization.
  • the MPU 11 performs on / off control of the second switch element Q2A and the fifth switch element Q5A in synchronization.
  • the MPU 11 controls the first switch element Q 1A and the sixth switch element Q 6A , and the second switch element Q 2A and the fifth switch element Q 5A to be complementarily turned on and off.
  • MPU 11 as long switching frequency f s is the resonant frequency f r above, the third switching element Q 3A in synchronization with the first switching element Q 1A and sixth switching elements Q 6A off control.
  • MPU11 as long switching frequency f s is the resonant frequency f r above, the fourth switching element Q 3A in synchronization with the second switching element Q 2A and fifth switching element Q 5A off control.
  • the MPU 11 is connected to the third switch element Q 3A and the fourth switch element Q 4A via the pulse transformer 14. If the switching frequency f s is lower than the resonance frequency f r , the MPU 11 controls the third switch element Q 3A to be turned on in synchronization with the first switch element Q 1A and the sixth switch element Q 6A , and the resonance frequency T r The control is turned off after the time corresponding to 1/2 has elapsed. Control unit 10A, is lower than the switching frequency f s is the resonant frequency f r, the fourth switching element Q 4A synchronization with on-controlled to the second switching element Q 2A and fifth switching element Q 5A, resonance cycle T The control is turned off after a time corresponding to 1/2 of r .
  • FIG. 10 is a circuit diagram of another half-bridge type switching power supply apparatus 100B.
  • the circuit configuration on the secondary side of the switching power supply device 100B is the same as that of the switching power supply device 100 in FIG. Of differs from the switching power supply device 100 of FIG. 3, in the circuit configuration of the primary side, the resonant inductor L r with respect to the high side of the switching element, the primary winding L 1 of the converter transformer T 1, a resonance capacitor C r The series circuit is connected in parallel. Even in such a configuration, the reverse current from the secondary side to the primary side can be prevented by performing the same control as that of the switching power supply device 100.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of another half-bridge type switching power supply apparatus 100C.
  • the circuit configuration on the secondary side of the switching power supply device 100B is the same as that of the switching power supply device 100 in FIG. What is different from the switching power supply apparatus 100 of FIG. 3 is a circuit configuration on the primary side.
  • first switching element Q 1 is the first power input terminal side P i (+) next, as the second switching element Q 2 is a second power source input terminal side P i (+), is connected .
  • the series circuit of the first capacitor C 1 and the second capacitor C 2 is connected.
  • the resonance inductor L r the converter transformer T 1 the series circuit of the primary winding L 1 of the are connected. Even in such a configuration, the reverse current from the secondary side to the primary side can be prevented by performing the same control as that of the switching power supply device 100.
  • 100, 100A, 100B, 100C switching power supply device
  • 200 DC power supply
  • 300 load
  • 12 High side driver
  • 14 Pulse transformer

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Abstract

二次側から一次側への逆流電流を生じない共振型コンバータからなるスイッチング電源装置を提供する。コンバータトランス（Ｔ１）の一次巻線（Ｌ１）には、共振用インダクタ（Ｌｒ）と共振用コンデンサ（Ｃｒ）が直列接続されており、直列共振回路が構成されている。スイッチ素子（Ｑ１，Ｑ２）を相補的にオンオフ制御することで、当該直列共振回路へ電流を供給する。コンバータトランス（Ｔ１）の二次側に接続されたスイッチ素子（Ｑ３）はスイッチ素子（Ｑ１）に同期し、スイッチ素子（Ｑ４）はスイッチ素子（Ｑ２）に同期している。ここで、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低いときには、スイッチ素子（Ｑ３，Ｑ４）は、スイッチ素子（Ｑ１，Ｑ２）と同期してオン制御されるが、共振周期Ｔｒの１／２の時間経過後に、スイッチ素子（Ｑ１，Ｑ２）と非同期でオフ制御される。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、同期整流型のＬＬＣ共振コンバータのスイッチング電源に関する。
　従来、各種の同期整流型のＬＬＣ共振型コンバータを用いたスイッチング電源装置が考案されている。
　図１は特許文献１に記載のスイッチング電源装置の回路図である。特許文献１のスイッチング電源装置はＬＬＣ共振のコンバータである。図１に示すように、特許文献１のスイッチング電源では、トランスの一次巻線からなるインダクタ、共振用インダクタ、および共振用コンデンサに対して、カレントトランスが直列接続されている。共振回路の電流すなわち一次巻線に流れる電流はカレントトランスによって検出される。検出電流は、ドライブ回路に入力され、ドライブ回路は、検出電流に基づいて二次側のスイッチ素子（同期整流素子）をオンオフ制御する。
　図２は特許文献２に記載のスイッチング電源装置の回路図である。特許文献２のスイッチング電源装置は、同期整流型のハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータである。図２に示すように、特許文献２のスイッチング電源装置は、制御回路が二次側に備えられている。制御回路は、二次側スイッチ素子とともに一次側スイッチ素子をオンオフ制御する。この際、制御回路は、一次側スイッチ素子の導通後、予め設定した時間間隔（例えば、０．４μｓｅｃ．）をおいて二次側スイッチ素子を導通する。また、制御回路は、一次側スイッチ素子の遮断後、予め設定した時間間隔（例えば、０．１５μｓｅｃ．）をおいて二次側スイッチ素子を遮断する。すなわち、特許文献２のスイッチング電源装置の制御回路は、予め設定した一定の時間間隔を置いて、一次側スイッチ素子と二次側スイッチ素子（同期整流素子）のオンオフを制御している。
特開２００７－２７４７８９号公報 実用新案登録３１２６１２２号公報
　このように、特許文献１と特許文献２に記載のスイッチング電源装置は、それぞれ異なる方法により、二次側スイッチ素子（同期整流素子）のオンオフを制御している。しかしながら、特許文献１に記載のスイッチング電源装置では、二次側スイッチ素子（同期整流素子）の駆動のために、共振回路の電流すなわち一次巻線に流れる電流を検出するカレントトランスを必ず備えなければならず、スイッチング電源装置の構成要素が増加する。さらには、同期整流素子の駆動信号を生成して供給するには、高精度で高速動作のコンパレータが必要になる。したがって、スイッチング電源装置の構造が複雑になり、コスト増等の問題が生じる。
　また、特許文献２に記載のように、予め設定した一定の時間間隔を置いて、一次側スイッチ素子と二次側スイッチ素子（同期整流素子）のオンオフを制御する構成では、共振回路の共振周波数よりもスイッチング周波数が低い場合に、二次側スイッチ素子（同期整流素子）のオン時に負電流が流れ、一次側へ逆流電流が生じてしまうことがあった。
　したがって、本発明の目的は、二次側から一次側への逆流電流を生じない共振型コンバータからなるスイッチング電源装置を提供することにある。
　この発明のスイッチング電源装置は、一次巻線と第１二次巻線および第２二次巻線を備えたコンバータトランスと、一次巻線に直列接続された共振用インダクタと共振用コンデンサを備える直列共振回路と、を備える。スイッチング電源装置は、相補的にオンオフ制御されることで、直列共振回路へ電力供給する第１スイッチ素子および第２スイッチ素子と、第１二次巻線と電圧出力端子との間に直列接続する第３スイッチ素子と、第２二次巻線と電圧出力端子との間に直列接続する第４スイッチ素子と、を備える。スイッチング電源装置は、出力電圧に応じたＰＦＭ制御を第１スイッチ素子、第２スイッチ素子に対して行うとともに、第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とを制御する制御部を備える。制御部は、予め与えられた共振周期に基づいて決定する変数Ａ１、前記出力電圧に基づいて生成され、スイッチング周期を決定する変数Ａ２、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のオン時間を決定する変数Ａ３、を扱い、
Ａ１ ＞ Ａ２／２の領域では、　Ａ３＝ Ａ２／２
Ａ１ ≦ Ａ２／２の領域では、　Ａ３＝ Ａ１
として、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のオン時間を決定する。
　この構成では、コンバータトランスの一次側の第１スイッチ素子および第２スイッチ素子のオン時間が予め与えられた共振周期に基づく時間よりも長くなっても、コンバータトランスの二次側の第３スイッチ素子と第４スイッチ素子のオン時間が予め与えられた共振周期に基づく時間に制限される。これにより、二次側の第３スイッチ素子と第４スイッチ素子がオン状態のときに負電流が流れる状況を抑えることができ、二次側から一次側への逆流電流を抑えることができる。

　また、この発明のスイッチング電源装置では、予め与えられる第３スイッチ素子と第４スイッチ素子のオン時間は、直列共振回路の共振周期の１／２であることが好ましい。
　この構成では、コンバータトランスの一次側の第１スイッチ素子および第２スイッチ素子のオン時間が直列共振回路の共振周期の１／２よりも長くなっても、コンバータトランスの二次側の第３スイッチ素子と第４スイッチ素子のオン時間が直列共振回路の共振周期の１／２に制限される。これにより、二次側の第３スイッチ素子と第４スイッチ素子がオン状態のときに負電流が流れる状況が生じなくなり、二次側からの逆流電流が生じない。
　また、この発明のスイッチング電源装置では、第３スイッチ素子のターンオンは第１スイッチ素子のターンオンに同期するとともに、第３スイッチ素子は第２スイッチ素子のターンオンまたは予め与えられたオン時間のいずれか早い方までにターンオフし、第４スイッチ素子のターンオンは第２スイッチ素子のターンオンに同期するとともに、第４スイッチ素子は第１スイッチ素子のターンオンまたは予め与えられたオン時間のいずれか早い方までにターンオフしてもよい。これにより、二次側の第３スイッチ素子と第４スイッチ素子がオン状態のときに負電流が流れる状況が生じなくなり、二次側からの逆流電流が生じない。
　また、この発明のスイッチング電源装置は、一次巻線と並列に接続された並列インダクタを有してもよい。これにより、第２の共振周期を共振インダクタと共振コンデンサと並列インダクタとによって設計することができ、トランスに流れる電流を減少させ，トランスの発熱を軽減することができる。
　また、この発明のスイッチング電源装置では、制御部は、出力電圧に基づくＰＦＭ制御を実行するＭＰＵと、ＭＰＵから得られる各スイッチ素子の駆動情報に基づいて各スイッチ素子に対する駆動信号を生成するドライバ回路と、を備えることが好ましい。この構成では、制御部を可能な限りデジタルＩＣで実現することができる。
　また、この発明のスイッチング電源装置は、一例として次のような回路構成で実現できる。第１スイッチ素子および第２スイッチ素子は、直流電圧が入力される端子対を構成する第１、第２電源入力端子との間に直列接続されており、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子のいずれかに、直列共振回路が並列接続されている。これにより、コンバータトランスの一次側がハーフブリッジ型となる。この構成により、ハーフブリッジ型で同期整流型のＬＬＣ共振コンバータを実現できる。
　また、この発明のスイッチング電源装置は、一例として次のような回路構成で実現できる。第１スイッチ素子および第２スイッチ素子は、直流電圧が入力される端子対を構成する第１、第２電源入力端子との間に直列接続されている。第１コンデンサおよび第２コンデンサは、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子との直列回路に対して並列接続されるように、第１、第２電源入力端子の間に直列接続されている。第１スイッチ素子および第２スイッチ素子の接続点と、第１コンデンサおよび第２コンデンサの接続点との間に一次巻線と共振用インダクタが接続されることで、直列共振回路が形成されている。これにより、コンバータトランスの一次側がハーフブリッジ型となる。この構成により、ハーフブリッジ型で同期整流型のＬＬＣ共振コンバータを実現できる。
　また、この発明のスイッチング電源装置は、一例として次のような回路構成で実現できる。第１スイッチ素子および第２スイッチ素子は、直流電圧が入力される端子対を構成する第１、第２電源入力端子との間に直列接続されている。第５スイッチ素子および第６スイッチ素子は、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子との直列回路に対して並列接続されるように、第１、第２電源入力端子の間に直列接続されている。第１スイッチ素子および第２スイッチ素子の接続点と、第５スイッチ素子および第６スイッチ素子の接続点との間に一次巻線と共振用インダクタが接続されることで、直列共振回路が形成されている。これにより、コンバータトランスの一次側がフルブリッジ型となる。この構成より、フルブリッジ型で同期整流型のＬＬＣ共振コンバータを実現できる。
　この発明によれば、二次側スイッチ素子を適切に制御することができるため、二次側から一次側への逆流電流を抑えることができる。
従来技術である特許文献１に記載のスイッチング電源装置の回路図である。 従来技術である特許文献２に記載のスイッチング電源装置の回路図である。 第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。 図３中のフィードバック回路ＦＢの回路図である。 第１スイッチ素子Ｑ１、第２スイッチ素子Ｑ２、第３スイッチ素子Ｑ３および第４スイッチ素子Ｑ４の駆動パルスの生成方法を示す図である。 スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも高い状態での制御を説明するための波形図である。 スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒに一致する状態での制御を説明するための波形図である。 スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低い状態での制御を説明するための波形図である フルブリッジ型のスイッチング電源装置１００Ａの回路図である。 別のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置１００Ｂの回路図である。 別のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置１００Ｃの回路図である。
　本発明の実施形態に係るスイッチング電源について、図を参照して説明する。
　＜第１実施形態＞
　図３は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。
　スイッチング電源装置１００は、直流電源２００が接続する一組の端子からなる電源入力端子を備える。高電位側が第１電源入力端子Ｐｉ（＋）であり、グランド電位側が第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）である。
　スイッチング電源装置１００は、負荷３００が接続する一組の端子からなる出力端子を備える。高電位側が第１出力端子Ｐｏ（＋）であり、グランド電位側が第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）である。
　第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、入力電圧を平滑する入力コンデンサＣｉが接続されている。
　第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。この際、第１スイッチ素子Ｑ１が第１電源入力端子側Ｐｉ（＋）となり、第２スイッチ素子Ｑ２が第２電源入力端子側Ｐｉ（＋）となるように、接続されている。
　第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２は、ＦＥＴからなるスイッチ素子であり、寄生キャパシタおよびボディーダイオードを有する。
　第１スイッチ素子Ｑ１のドレインは、第１電源入力端子Ｐｉ（＋）に接続され、第１スイッチ素子Ｑ１のソースは第２スイッチ素子Ｑ２のドレインに接続されている。第２スイッチ素子のソースＱ２は第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）に接続されている。第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２のゲートは、ハイサイドドライバ（Ｈｉｇｈ　Ｓｉｄｅ　Ｄｒｉｖｅｒ）１２に接続されている。
　第２スイッチ素子Ｑ２には、共振用インダクタＬｒ、コンバータトランスＴ１の一次巻線Ｌ１、共振用コンデンサＣｒの直列回路が並列接続されている。また、一次巻線Ｌ１には励磁インダクタＬｍが並列に接続されている。これら共振用インダクタＬｒ、励磁インダクタＬｍ、共振用コンデンサＣｒによりＬＬＣ共振コンバータの共振回路が構成される。なお、共振用インダクタＬｒおよび励磁インダクタＬｍはコンバータトランスＴ１の漏れインダクタおよび励磁インダクタにより構成してもよいし、別途インダクタを一次巻線Ｌ１に直列および並列に接続して構成してもよい。
　コンバータトランスＴ１は、上述の一次巻線Ｌ１とともに、当該一次巻線Ｌ１に磁界結合する第１二次巻線Ｌ２１と第２二次巻線Ｌ２２を備える。第１二次巻線Ｌ２１と第２二次巻線Ｌ２２は、一次巻線Ｌ１に対する極性が同じになるように配設され、互いに接続されている。
　第１二次巻線Ｌ２１と第２二次巻線Ｌ２２の接続点は、第１出力端子Ｐｏ（＋）に接続されている。
　第１二次巻線Ｌ２１の前記接続点と反対側の端部は、第３スイッチ素子Ｑ３を介して第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。この際、第３スイッチ素子Ｑ３のドレインは、第１二次巻線Ｌ２１に接続され、ソースは第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。第３スイッチ素子Ｑ３のゲートは、パルストランスフォーマ（Ｐｕｌｓｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）１４に接続されている。このパルストランスフォーマ１４が第２絶縁型信号伝達手段に相当する。
　第２二次巻線Ｌ２２の前記接続点と反対側の端部は、第４スイッチ素子Ｑ４を介して第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。この際、第４スイッチ素子Ｑ４のドレインは、第２二次巻線Ｌ２２に接続され、ソースは第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）に接続されている。第４スイッチ素子Ｑ４のゲートは、パルストランスフォーマ１４に接続されている。
　第３スイッチ素子Ｑ３および第４スイッチ素子Ｑ４は、ＦＥＴからなるスイッチ素子であり、寄生キャパシタおよびボディーダイオードを有する。
　第１出力端子Ｐｏ（＋）と第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）の間には、平滑用の出力コンデンサＣｏが接続されている。
　出力コンデンサＣｏには、出力電圧を検出しフィードバック信号を生成するフィードバック回路ＦＢが並列接続されている。
　図４はフィードバック回路ＦＢの回路図である。第１出力端子Ｐｏ（＋）と第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）の間には、シャントレギュレータＳＲ、抵抗Ｒ３及びフォトカプラＰＣの発光素子による直列回路と、抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧回路とが接続されている。シャントレギュレータＳＲのリファレンス端子には、上記Ｒ１，Ｒ２による抵抗分圧回路の分圧出力を与えている。また、シャントレギュレータＳＲの電圧制御端とリファレンス端子との間に抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１１からなる負帰還回路を設けている。またフォトカプラＰＣの受光素子の一端は、抵抗Ｒ４を介して定電圧Ｖｃｃに接続されており、他端はＧＮＤに接続されている。フォトカプラＰＣの受光素子と抵抗Ｒ４の接続点の電圧は、フィードバック電圧ＶＦＢとして、ＭＰＵ１１に入力される。具体的には、図示しないが、フィードバック電圧ＶＦＢはＭＰＵ１１内部のＡＤコンバータに入力される。
　フィードバック回路ＦＢは、第１出力端子Ｐｏ（＋）と第２出力端子Ｐｏ（Ｇ）の出力電圧が設定電圧より高くなる程、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧が低くなる関係で作用する。
　フォトカプラは第１絶縁型信号伝達手段に相当する。
　制御部としてのＭＰＵ１１は、ハイサイドドライバ１２とドライバ（Ｄｒｉｖｅｒ）１３に接続され、ドライバ１３はパルストランスフォーマ１４に接続されている。
　ＭＰＵ１１は、フィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、ＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、第１スイッチング制御信号（以下、単に第１制御信号）、および第２スイッチング制御信号（以下、単に第２制御信号）のスイッチング周波数ｆｓを算出する。第１制御信号は第１スイッチ素子Ｑ１に与える制御信号であり、第２制御信号は、第２スイッチ素子Ｑ２に与える制御信号である。ＭＰＵ１１は、スイッチング周波数ｆｓに基づく第１制御信号および第２制御信号をハイサイドドライバ１２に与える。
　ＰＦＭ制御とは、負荷が重い時には、スイッチ素子をオンオフ制御するためのスイッチング周波数ｆｓを低く設定し、負荷を軽い時には、スイッチング周波数ｆｓを高くする制御である。
　この際、ＭＰＵ１１は、第１制御信号および第２制御信号を、Ｈｉ、Ｌｏｗの二値からなる矩形波で生成する。ＭＰＵ１１は、第１制御信号と第２制御信号とが相補的にＨｉ状態もしくはＬｏｗ状態となるように、第１制御信号および第２制御信号を出力する。さらに、ＭＰＵ１１は、第１制御信号と第２制御信号のＨｉ，Ｌｏｗ切り替わりのタイミングにおいて、ともにＬｏｗ状態となる所定のデッドタイムが生じるように、第１制御信号および第２制御信号を出力する。
　ハイサイドドライバ１２は、ＭＰＵ１１からの第１制御信号および第２制御信号を第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２を駆動できるように増幅する。ハイサイドドライバ１２は第１制御信号を第１スイッチ素子Ｑ１に与え、第２制御信号を第２スイッチ素子Ｑ２に与える。
　第１スイッチ素子Ｑ１は、ゲートに印加された第１制御信号の電圧Ｖｇｓ１よりオンオフ制御される。第２スイッチ素子Ｑ２は、ゲートに印加された第２制御信号の電圧Ｖｇｓ２よりオンオフ制御される。そして、上述のように、第１制御信号と第２制御信号は、デッドタイム（図５、図６、図７のｔｄ１に相当）を挟んでＨｉ、Ｌｏｗが相補的に切り替わるので、第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２は、双方がオフとなるデッドタイムを挟んで、相補的にオンオフ制御される。ここでは、第１制御信号と第２制御信号のそれぞれのオン時間は、略等しいことが好ましい。
　また、ＭＰＵ１１は、第１制御信号および第２制御信号のターンオンに同期する第３スイッチング制御信号（以下、単に第３制御信号）および第４スイッチング制御信号（以下、単に第４制御信号）をドライバ１３へ与える。第３制御信号は、第３スイッチ素子Ｑ３に与える制御信号であり、第４制御信号は第４スイッチ素子Ｑ４に与える制御信号である。
　ドライバ１３は、ＭＰＵ１１からの信号である第１制御信号に同期してターンオンする第３制御信号、および第２制御信号に同期してターンオンする第４制御信号を増幅する。ドライバ１３は、第３制御信号および第４制御信号をパルストランスフォーマ１４へ出力する。
　ＭＰＵ１１は、スイッチング周波数ｆｓが直列共振回路の共振周波数ｆｒよりも低い場合に、第３制御信号および第４制御信号のオン時間を、共振周波数ｆｒに基づく共振周期Ｔｒ（＝１／ｆｒ）の１／２にするように、第３制御信号および第４制御信号を生成する。パルストランスフォーマ１４から出力された第３制御信号は、第３スイッチ素子Ｑ３のゲートへ印加される。パルストランスフォーマ１４から出力された第４制御信号は、第４スイッチ素子Ｑ４のゲートへ印加される。
　第３スイッチ素子Ｑ３は、ゲートに印加された第３制御信号の電圧Ｖｇｓ３よりオンオフ制御される。第４スイッチ素子Ｑ４は、ゲートに印加された第４制御信号の電圧Ｖｇｓ４よりオンオフ制御される。
　これにより、第３スイッチ素子Ｑ３は、スイッチング周波数ｆｓが直列共振回路の共振周波数ｆｒよりも低い場合を除き、第１スイッチ素子Ｑ１に同期してオンオフ制御される。第４スイッチ素子Ｑ４は、スイッチング周波数ｆｓが直列共振回路の共振周波数ｆｒよりも低い場合を除き、第２スイッチ素子Ｑ２に同期してオンオフ制御される。
　一方、第３スイッチ素子Ｑ３は、スイッチング周波数ｆｓが直列共振回路の共振周波数ｆｒよりも低い場合には、第１スイッチ素子Ｑ１に同期してオン制御されるが、第１スイッチ素子Ｑ１よりも早く、ターンオンから共振周期Ｔｒの１／２のタイミングでターンオフされる。第４スイッチ素子Ｑ４は、スイッチング周波数ｆｓが直列共振回路の共振周波数ｆｒよりも低い場合には、第２スイッチ素子Ｑ２に同期してオン制御されるが、第２スイッチ素子Ｑ２よりも早く、ターンオンから共振周期Ｔｒの１／２のタイミングでターンオフされる。
　ここで、第１スイッチ素子Ｑ１、第２スイッチ素子Ｑ２、第３スイッチ素子Ｑ３および第４スイッチ素子Ｑ４の駆動パルスをどのように生成するかを、図５（Ａ）、（Ｂ）を参照して説明する。ここでは、ＭＰＵ１１内部のデジタルＰＷＭモジュールの設定および動作について説明する。
　図５において、ＣＮＴＲはカウンタであり、クロック毎に増加する。ＰＲＤはピリオドであり、ＣＮＴＲがこの値に達するとゼロになる。すなわち、スイッチング周期を決定する。ＣＭＰＡ、ＣＭＰＢ、ＣＭＰＣはそれぞれ時間を設定する閾値である。ＣＭＰＡはＰＲＤの半値である。ＣＭＰＢは固定値であり、ＣＮＴＲがゼロからＣＭＰＢに達するまでの時間が共振周期Ｔｒの１／２になるようにＣＭＰＢは設定されている。ＣＭＰＣは、ＣＭＰＡにＣＭＰＢが加算された値（ＣＭＰＡ＋ＣＭＰＢ）である。
　Ｖｇｓ１は第１スイッチ素子Ｑのゲート駆動パルス、Ｖｇｓ２は第２スイッチ素子Ｑ２のゲート駆動パルス、Ｖｇｓ３は第３スイッチ素子Ｑ３のゲート駆動パルス、Ｖｇｓ４は第４スイッチ素子Ｑ４のゲート駆動パルスである。Ｖｇｓ１はＣＮＴＲがゼロに一致すると立ち上がり、ＣＮＴＲがＣＭＰＡと一致すると立ち下がるように設定する。Ｖｇｓ２はＣＮＴＲがＣＭＰＡと一致すると立ち上がり、ＣＮＴＲがＰＲＤに一致すると立ち下がるように設定する。Ｖｇｓ３はＣＮＴＲがゼロに一致すると立ち上がり、ＣＮＴＲがＣＭＰＡ又はＣＭＰＢと一致すると立ち下がるように設定する。Ｖｇｓ４はＣＮＴＲがＣＭＰＡと一致すると立ち上がり、ＣＮＴＲがＰＲＤ又はＣＭＰＣと一致すると立ち下がるように設定する。
　図５（Ａ）は、スイッチング周波数ｆｓが直列共振回路の共振周波数ｆｒよりも高い場合である。ＣＭＰＢよりもＣＭＰＡが低く、ＣＭＰＣよりもＰＲＤが低い。したがって、Ｖｇｓ１とＶｇｓ３とは同じタイミングで立ち上がり、同じタイミングで立ち下がる。また、Ｖｇｓ２とＶｇｓ４とは同じタイミングで立ち上がり、同じタイミングで立ち下がる。
　図５（Ｂ）は、スイッチング周波数ｆｓが直列共振回路の共振周波数ｆｒよりも低い場合である。ＣＭＰＢよりもＣＭＰＡが高く、ＣＭＰＣよりもＰＲＤが高い。したがって、Ｖｇｓ１とＶｇｓ３とは同じタイミング（ゼロ）で立ち上がるが、Ｖｇｓ３はＣＮＴＲがＣＭＰＢと一致すると立ち下がり、Ｖｇｓ１はＣＮＴＲがＣＭＰＡと一致すると立ち下がる。ここで、ＰＲＤがゼロからＣＭＰＢに達するまでの時間が共振周期Ｔｒの１／２になるように、ＣＭＰＢは設定されているので、つまり、Ｖｇｓ３は共振周期Ｔｒの１／２で立ち下がる。
一方、Ｖｇｓ２とＶｇｓ４とは同じタイミング（ＣＭＰＡ）で立ち上がるが、Ｖｇｓ４はＣＮＴＲがＣＭＰＣと一致すると立ち下がり、Ｖｇｓ２はＣＮＴＲがＰＲＤと一致すると立ち下がる。ここで、ＣＭＰＣは、ＣＭＰＡにＣＭＰＢが加算された値（ＣＭＰＡ＋ＣＭＰＢ）であり、ＣＭＰＡからＣＭＰＣまでの時間は共振周期Ｔｒの１／２に設定されている。つまり、Ｖｇｓ４は共振周期Ｔｒの１／２で立ち下がる。
　次に、本実施形態のスイッチング電源によって実行される電力供給の制御について、図６、図７、図８を参照して説明する。図６はスイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも高い状態での制御を説明するための波形図であり、図７はスイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒに一致する状態での制御を説明するための波形図であり、図８はスイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低い状態での制御を説明するための波形図である。また、図６、図７、図８はスイッチング周期の一周期分を示すものであり、このようなスイッチング制御が継続的に実行される。
　各図において、Ｖｇｓ１は第１制御信号の電圧、Ｖｇｓ２は第２制御信号の電圧、Ｖｇｓ３は第３制御信号の電圧、Ｖｇｓ４は第４制御信号の電圧を示している。また、ｉＬｒは共振用インダクタＬｒに流れる共振電流を示し、ｉｍは励磁インダクタＬｍを流れる励磁電流を示す。また、ｉｄｓ３はスイッチ素子Ｑ３のドレインソース間電流であり、ｉｄｓ４はスイッチ素子Ｑ４のドレインソース間電流である。
　（ｉ）スイッチング周波数ｆｓ＞共振周波数ｆｒの時（図６の時）
　入力電圧が出力電圧に対して高い時（出力電圧比が１以下である時、ここで出力電圧比が１とは、入力電圧をハーフブリッジにより方形波を生成し、トランスを介して整流平滑して得られる電圧と等しい時）、すなわち、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも高く制御されている時、スイッチ素子Ｑ２が既にターンオフされた状態で、タイミングｔ０においてスイッチ素子Ｑ１がターンオンされると、タイミングｔ０からタイミングｔ１（スイッチ素子Ｑ１がターンオフされるタイミング）までの期間では、直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に、共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなりオン時間に応じた共振電流ｉＬｒが流れる。また、励磁電流ｉｍは線形的に増加している。
　この際、タイミングｔ０の直前においては、デッドタイム中にスイッチ素子Ｑ１のボディーダイオードに流れる負値の電流が生じている。したがって、スイッチ素子Ｑ１がターンオンするタイミングでは、共振電流ｉＬｒは０ではなく、負値となる（ここでは入力から電流が供給される方向を正値としている）。
　スイッチ素子Ｑ１がターンオンされると、これに同期してスイッチ素子Ｑ３がターンオンされる。これにより、スイッチ素子Ｑ３には、コンバータトランスＴ１の第１二次巻線Ｌ２１に励振された共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなり、オン時間に応じた正値のドレインソース間電流ｉｄｓ３が流れ、その際の導通損は少ない。ここで正値とは、ソースからドレインへ流れる電流のことである。一方、この期間は、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４はオフ状態なので、スイッチ素子Ｑ４のドレインソース間電流ｉｄｓ４は０となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ１がターンオフするタイミングｔ１から、デッドタイムｔｄ１をおいてスイッチ素子Ｑ２がターンオンされるタイミングｔ２までの期間は、タイミングｔ０からタイミングｔ１の期間に生じた共振電流ｉＬｒに連続して、スイッチ素子Ｑ２のボディーダイオードを流れる電流が直列共振回路へ継続的に印加される。これにより、所定のデッドタイムｔｄ１をおいてスイッチ素子Ｑ２がターンオンされるタイミングｔ２までは急峻に値が低下する正値の共振電流ｉＬｒが直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に流れる。
　これに応じて、この期間（ｔ１からｔ２まで）には、スイッチ素子Ｑ３に、スイッチ素子Ｑ３のオン期間に流れた共振電流に連続する正値のドレインソース間電流ｉｄｓ３が流れる。このドレインソース間電流ｉｄｓ３は、スイッチ素子Ｑ２がターンオンするタイミング（タイミングｔ２）で０になる。
　次に、スイッチ素子Ｑ２がタイミングｔ２でターンオンされると、タイミングｔ２からタイミングｔ３（スイッチ素子Ｑ２がターンオフされるタイミング）までの期間では、直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に、前記タイミングｔ０からタイミングｔ１の期間に生じた共振電流の値を正負反転した共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなる共振電流ｉＬｒが流れる。また、励磁電流ｉｍは線形的に減少している。
　この際、デッドタイムｔｄ１中にスイッチ素子Ｑ２のボディーダイオードに流れる電流が生じている。したがって、スイッチ素子Ｑ２がターンオンするタイミングでは、共振電流ｉＬｒは０ではない。このように本実施形態の回路構成を用いれば、一次側のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をＺＶＳ（Ｚｅｒｏ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作させることができる。
　スイッチ素子Ｑ４は、スイッチ素子Ｑ２のターンオンに同期してターンオンされる。これにより、スイッチ素子Ｑ４には、コンバータトランスＴ１の第２二次巻線Ｌ２２に励振された共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなり、オン時間に応じた正値のドレインソース間電流ｉｄｓ４が流れ、その際の導通損は少ない。一方、この期間は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３がオフ状態であるので、スイッチ素子Ｑ３のドレインソース間電流ｉｄｓ３は０となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ２がターンオフするタイミングｔ３から、デッドタイムｔｄ２をおいてスイッチ素子Ｑ１がターンオンされるタイミングｔ４までの期間は、タイミングｔ２からタイミングｔ３の期間に生じた共振電流ｉＬｒに連続して、スイッチ素子Ｑ１のボディーダイオードを流れる電流が直列共振回路へ継続的に印加される。これにより、所定のデッドタイムｔｄ２をおいてスイッチ素子Ｑ１がターンオンされるタイミングｔ４までは急峻に値が上昇する負値の共振電流ｉＬｒが直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に流れる。
　これに応じて、この期間（ｔ３からｔ４まで）には、スイッチ素子Ｑ４に、スイッチ素子Ｑ４のオン期間に流れた電流に連続する正値のドレインソース間電流ｉｄｓ４が流れる。このドレインソース間電流ｉｄｓ４は、スイッチ素子Ｑ１がターンオンのタイミングで０になる。
　（ｉｉ）スイッチング周波数ｆｓ＝共振周波数ｆｒの時（図７の時）
　入力電圧と出力電圧が同等である時（出力電圧比が１である時）、すなわちスイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｒとが等しい値で駆動信号が制御されている時、スイッチ素子Ｑ２が既にターンオフされた状態で、タイミングｔ０においてスイッチ素子Ｑ１がターンオンされると、タイミングｔ０からタイミングｔ１Ａ（スイッチ素子Ｑ１がターンオフされるタイミング）までの期間では、直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に、共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなりオン時間に応じた共振電流ｉＬｒが流れる。これに応じて、励磁電流ｉｍは線形的に増加している。ここで、スイッチ素子Ｑ１のオン時間は、上述の（ｉ）のスイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも高い場合よりも長くなる。
　この際、スイッチ素子Ｑ１は、（ｉ）の場合と同様に、タイミングｔ０のタイミングでＺＶＳ動作する。
　スイッチ素子Ｑ３は、スイッチ素子Ｑ１のターンオンに同期してターンオンされる。これにより、スイッチ素子Ｑ３には、コンバータトランスＴ１の第１二次巻線Ｌ２１に励振された共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなり、オン時間に応じた正値のドレインソース間電流ｉｄｓ３が流れ、その際の導通損は少ない。一方、この期間、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４はオフ状態なので、スイッチ素子Ｑ４のドレインソース間電流ｉｄｓ４は０となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ１がターンオフするタイミングｔ１Ａから、デッドタイムｔｄ１をおいてスイッチ素子Ｑ２がターンオンされるタイミングｔ２Ａまでは、まずスイッチ素子Ｑ２の並列キャパシタ（寄生容量）の電荷が放電され、続いてスイッチ素子Ｑ２がボディーダイオードによりターンオンする。
　スイッチング周波数ｆｓ＝共振周波数ｆｒの動作条件において、スイッチ素子Ｑ３に流れるドレインソース間電流ｉｄｓ３は、タイミングｔ１Ａで０になり、またスイッチ素子Ｑ４に流れるドレインソース間電流ｉｄｓ４は、タイミングｔ１Ａで導通を開始する。
　次に、共振電流ｉＬｒが負値となるまでにスイッチ素子Ｑ２がターンオンされると、直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に、前記タイミングｔ０からタイミングｔ１Ａの期間に生じた共振電流の値を正負反転した共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなる共振電流ｉＬｒが流れる。また、励磁電流ｉｍは線形的に減少している。
　この際、スイッチ素子Ｑ２は、（ｉ）の場合と同様に、タイミングｔ２ＡのタイミングでＺＶＳ動作する。このように本実施形態の回路構成を用いれば、一次側のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をＺＶＳ動作させることができる。
　スイッチ素子Ｑ４は、スイッチ素子Ｑ２のターンオンに同期してターンオンされる。これにより、スイッチ素子Ｑ４には、コンバータトランスＴ１の第２二次巻線Ｌ２２に励振された共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなり、オン時間に応じた正値のドレインソース間電流ｉｄｓ４が流れ、その際の導通損は少ない。一方、この期間は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３はオフ状態なので、スイッチ素子Ｑ３のドレインソース間電流ｉｄｓ３は０となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ２がターンオフするタイミングｔ３Ａから、デッドタイムｔｄ２をおいてスイッチ素子Ｑ１がターンオンされるタイミングｔ４Ａまでは、まずスイッチ素子Ｑ１の並列キャパシタ（寄生容量）の電荷が放電され、続いてスイッチ素子Ｑ１がボディーダイオードによりターンオンする。
　スイッチング周波数ｆｓ＝共振周波数ｆｒの動作条件において、スイッチ素子Ｑ４に流れるドレインソース間電流ｉｄｓ４は、タイミングｔ３Ａで０になり、またスイッチ素子Ｑ３に流れるドレインソース間電流ｉｄｓ３は、タイミングｔ３Ａで導通を開始する。
　（ｉｉｉ）スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低い時（図８の時）
　入力電圧が出力電圧に対し低い時（出力電圧比が１以上である時）、すなわち、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低くなるように駆動信号が制御されている時、スイッチ素子Ｑ２が既にターンオフされた状態で、タイミングｔ０においてスイッチ素子Ｑ１がターンオンされると、タイミングｔ０からタイミングｔ５（タイミングｔ０から共振回路の共振周期Ｔｒの１／２分経過タイミング）までの期間では、直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に、共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなる共振電流ｉＬｒが流れる。また、励磁電流ｉｍは線形的に増加している。さらに、タイミングｔ５からタイミングｔ１Ｂ（スイッチ素子Ｑ１がターンオフするタイミング）までの期間では、励磁電流ｉｍと等しい電流が流れる。この場合、スイッチ素子Ｑ１のオン時間は、上述の（ｉｉ）のスイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｒとが等しい場合よりも長くなる。
　この際、スイッチ素子Ｑ１は、（ｉ），（ｉｉ）の場合と同様に、タイミングｔ０のタイミングでＺＶＳ動作する。
　ここで、スイッチ素子Ｑ３は、上述のようにオン時間（Ｔ３ｏｎｍａｘ）が直列共振回路の共振周期Ｔｒの１／２に制限されているので、スイッチ素子Ｑ１と同期してターンオンされても、上述のタイミングｔ５でターンオフされる。すなわち、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期が共振周期Ｔｒよりも長くても、スイッチ素子Ｑ３は、ターンオンのタイミングから共振周期Ｔｒの１／２の期間だけ経過後で、スイッチ素子Ｑ１に同期することなく、ターンオフされる。
　スイッチ素子Ｑ３には、共振電流ｉＬｒによってコンバータトランスＴ１の第１二次巻線Ｌ２１に励振された共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなり、オン時間（共振周期Ｔｒの１／２の期間）に応じた正値のドレインソース間電流ｉｄｓ３が流れ、ターンオンのタイミングから共振周期Ｔｒの１／２の期間だけ経過後（タイミングｔ５）に０となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ３がターンオフするタイミングｔ５から、スイッチ素子Ｑ１がターンオフされるタイミングｔ１Ｂまでは、タイミングｔ０からタイミングｔ５の期間に生じた共振電流ｉＬｒに連続して励磁電流ｉｍに一致する共振電流ｉＬｒが流れる。これは、ターンオンから共振周期Ｔｒの１／２の期間経過後のタイミングｔ５でスイッチ素子Ｑ１がターンオフされず、スイッチング周期で決定されるタイミングｔ１Ｂ（ｔ５よりも遅いタイミング）まで、スイッチ素子Ｑ１から直列共振回路へ新たな電流供給がされ続けるからであり、これに応じてタイミングｔ５からタイミングｔ１Ｂ（スイッチ素子Ｑ１がターンオフされるタイミング）までの期間では、励磁電流ｉｍ（共振電流ｉＬｒ）は直列共振回路と励磁インダクタンスＬｍからなる共振回路の共振電流として流れ続ける。
　この期間ではスイッチ素子Ｑ３はオフ状態であるので、スイッチ素子Ｑ３のドレインソース間電流ｉｄｓ３は０となる。これにより、従来の課題に示したようなスイッチ素子Ｑ３を介した二次側から一次側への逆流電流の発生を防止することができる。
　次に、タイミングｔ１Ｂにおいてスイッチ素子Ｑ１がターンオフされると、まずスイッチ素子Ｑ２の並列キャパシタ（寄生容量）の電荷が放電され、続いてスイッチ素子Ｑ２がボディーダイオードによりターンオンする。またスイッチ素子Ｑ４に流れるドレインソース間電流ｉｄｓ４は、タイミングｔ１Ｂで導通を開始する。
　タイミングｔ２Ｂからタイミングｔ６までの期間では、直列共振回路（共振用インダクタＬｒ）に、前記タイミングｔ０からタイミングｔ５の期間に生じた共振電流の値を正負反転した共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなる共振電流ｉＬｒが流れる。また、励磁電流ｉｍは線形的に減少している。さらに、タイミングｔ６からタイミングｔ３Ｂ（スイッチ素子Ｑ２がターンオフするタイミング）までの期間では、さらに減少する共振電流ｉＬｒが流れる。この場合、スイッチ素子Ｑ２のオン時間は、上述の（ｉｉ）のスイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｒとが等しい場合よりも長くなる。
　この際、スイッチ素子Ｑ２も、（ｉ），（ｉｉ）の場合と同様に、タイミングｔ２ＢのタイミングでＺＶＳ動作する。
　ここで、スイッチ素子Ｑ４は、スイッチ素子Ｑ２と同期してターンオンされても、上述のようにオン時間（Ｔ４ｏｎｍａｘ）が共振周期Ｔｒの１／２に制限されているので、上述のタイミングｔ６でターンオフされる。すなわち、スイッチ素子Ｑ２のスイッチング周期が共振周期Ｔｒよりも長くても、スイッチ素子Ｑ４は、ターンオンのタイミングから共振周期Ｔｒの１／２の期間だけ経過後に、スイッチ素子Ｑ２に同期することなく、ターンオフされる。
　スイッチ素子Ｑ４には、コンバータトランスＴ１の第２二次巻線Ｌ２２に励振された共振周波数ｆｒの略正弦波状波形からなり、オン時間（共振周期Ｔｒの１／２の期間）に応じた正値のドレインソース間電流ｉｄｓ４が流れ、ターンオンのタイミング（タイミングｔ１Ｂ）から共振周期Ｔｒの１／２の期間だけ経過後（タイミングｔ６以降）で０となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ４がターンオフするタイミングｔ６から、スイッチ素子Ｑ２がターンオフされるタイミングｔ１Ｂまでの期間は、タイミングｔ１Ｂからタイミングｔ６の期間に生じた共振電流ｉＬｒに連続して励磁電流ｉｍに一致する共振電流ｉＬｒが流れる。これは、スイッチ素子Ｑ２がターンオンから共振周期Ｔｒの１／２の期間経過後のタイミングｔ６でターンオフされず、スイッチング周期で決定されるタイミングｔ３Ｂ（ｔ６よりも遅いタイミング）まで、スイッチ素子Ｑ１を介して直列共振回路に蓄積したエネルギーが放出され続けるからであり、これに応じてタイミングｔ６からタイミングｔ３Ｂ（スイッチ素子Ｑ２がターンオフされるタイミング）までの期間では、励磁電流ｉｍ（共振電流ｉＬｒ）は直列共振回路と励磁インダクタンスＬｍからなる共振回路の共振電流として流れ続ける。
　この期間ではスイッチ素子Ｑ４はオフ状態であるので、スイッチ素子Ｑ４のドレインソース間電流ｉｄｓ４は０となる。これにより、従来の課題に示したようなスイッチ素子Ｑ４を介した二次側から一次側への逆流電流の発生を防止することができる。
　以上のように、本実施形態の構成を用いれば、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低くなっても、二次側から一次側への逆流電流の発生を防止することができる。
　なお、上述の実施形態では、二次側のスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間を、共振周期Ｔｒの１／２に設定したが、１／２以下の所定値に設定することもできる。具体的には、二次側のスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間は共振素子定数のばらつきを考慮した共振周期Ｔｒの１／２以下の所定値に設定してもよいし、製造工程において共振周期Ｔｒを測定した後に共振周期Ｔｒの１／２以下の所定値に設定してもよい。
　また、スイッチ素子Ｑ３は、スイッチ素子Ｑ１のターンオンに必ずしも同期してターンオンされる必要はない。同様に、スイッチ素子Ｑ４は、スイッチ素子Ｑ２のターンオンに必ずしも同期してターンオンされる必要はない。このとき、スイッチ素子Ｑ３およびスイッチ素子Ｑ４のソースからドレインに流れようとする電流は、それぞれのボディーダイオードに流れる。
　また、上述の実施形態では、制御部としてのＭＰＵ１１を一次側に配置して、フィードバック回路ＦＢにより二次側から一次側へフィードバック信号を伝達しているが、制御部としてのＭＰＵ１１を二次側に配置してもよい。この場合には、一次側スイッチ素子の制御信号を、パルストランスフォーマ等の絶縁手段を介して、二次側から一次側へ伝達すればよい。
　また、上述の実施形態では、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置を例に示したが、フルブリッジ型のスイッチング電源装置を用いてもよい。図９はフルブリッジ型のスイッチング電源装置１００Ａの回路図である。なお、このスイッチング電源装置１００Ａは、コンバータトランスＴ１の二次側の回路構成は、上述の図３のスイッチング電源装置１００と同じであるので、一次側の回路構成およびＭＰＵ１１とスイッチ素子の接続構成についてのみ説明する。
　第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、第１スイッチ素子Ｑ１Ａと第２スイッチ素子Ｑ２Ａとの直列回路が接続されている。この際、第１スイッチ素子Ｑ１Ａが第１電源入力端子側Ｐｉ（＋）となり、第２スイッチ素子Ｑ２Ａが第２電源入力端子側Ｐｉ（＋）となるように、接続されている。
　また、第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、第１スイッチ素子Ｑ１Ａと第２スイッチ素子Ｑ２Ａとの直列回路に並列に、第５スイッチ素子Ｑ５Ａと第６スイッチ素子Ｑ６Ａとの直列回路が接続されている。この際、第５スイッチ素子Ｑ５Ａが第１電源入力端子側Ｐｉ（＋）となり、第６スイッチ素子Ｑ６Ａが第２電源入力端子側Ｐｉ（＋）となるように、接続されている。
　第５スイッチ素子Ｑ５Ａ、第６スイッチ素子Ｑ６Ａは、第１スイッチ素子Ｑ１Ａ、第２スイッチ素子Ｑ２Ａとともに、ＦＥＴからなるスイッチ素子であり、寄生キャパシタおよびボディーダイオードを有する。
　第１スイッチ素子Ｑ１Ａ、第２スイッチ素子Ｑ２Ａ、第５スイッチ素子Ｑ５Ａ、第６スイッチ素子Ｑ６Ａのゲートは、ハイサイドドライバ１２に接続されている。ハイサイドドライバ１２はＭＰＵ１１に接続されている。
　第１スイッチ素子Ｑ１Ａと第２スイッチ素子Ｑ２Ａとの接続点と、第５スイッチ素子Ｑ５Ａと第６スイッチ素子Ｑ６Ａとの接続点との間には、共振用インダクタＬｒ、コンバータトランスＴ１の一次巻線Ｌ１、共振用コンデンサＣｒの直列回路が接続されている。
　このような構成において、ＭＰＵ１１は、第１スイッチ素子Ｑ１Ａと第６スイッチ素子Ｑ６Ａを同期してオンオフ制御している。ＭＰＵ１１は、第２スイッチ素子Ｑ２Ａと第５スイッチ素子Ｑ５Ａを、同期してオンオフ制御している。
　ＭＰＵ１１は、第１スイッチ素子Ｑ１Ａおよび第６スイッチ素子Ｑ６Ａと、第２スイッチ素子Ｑ２Ａおよび第５スイッチ素子Ｑ５Ａとを、相補的にオン、オフされるように制御している。
　さらに、ＭＰＵ１１は、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒ以上であれば、第３スイッチ素子Ｑ３Ａを第１スイッチ素子Ｑ１Ａおよび第６スイッチ素子Ｑ６Ａに同期してオンオフ制御する。ＭＰＵ１１は、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒ以上であれば、第４スイッチ素子Ｑ３Ａを第２スイッチ素子Ｑ２Ａおよび第５スイッチ素子Ｑ５Ａに同期してオンオフ制御する。
　また、ＭＰＵ１１は、パルストランスフォーマ１４を介して第３スイッチ素子Ｑ３Ａと第４スイッチ素子Ｑ４Ａとに接続されている。ＭＰＵ１１は、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低ければ、第３スイッチ素子Ｑ３Ａを第１スイッチ素子Ｑ１Ａおよび第６スイッチ素子Ｑ６Ａに同期してオン制御し、共振周期Ｔｒの１／２に相当する時間の経過後にオフ制御する。制御部１０Ａは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒよりも低ければ、第４スイッチ素子Ｑ４Ａを第２スイッチ素子Ｑ２Ａおよび第５スイッチ素子Ｑ５Ａに同期してオン制御し、共振周期Ｔｒの１／２に相当する時間の経過後にオフ制御する。
　このような構成および制御であっても、上述のハーフブリッジ型と同様に、二次側から一次側への逆流電流を防止できる。
　図１０は別のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置１００Ｂの回路図である。このスイッチング電源装置１００Ｂの二次側の回路構成は、図３のスイッチング電源装置１００と同じである。図３のスイッチング電源装置１００と異なるのは、一次側の回路構成において、ハイサイドのスイッチ素子に対して共振用インダクタＬｒ、コンバータトランスＴ１の一次巻線Ｌ１、共振用コンデンサＣｒの直列回路が並列接続されている点である。このような構成であっても、スイッチング電源装置１００と同様の制御を行うことにより、二次側から一次側への逆流電流を防止できる。
　図１１は別のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置１００Ｃの回路図である。このスイッチング電源装置１００Ｂの二次側の回路構成は、図３のスイッチング電源装置１００と同じである。図３のスイッチング電源装置１００と異なるのは、一次側の回路構成である。
　第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。この際、第１スイッチ素子Ｑ１が第１電源入力端子側Ｐｉ（＋）となり、第２スイッチ素子Ｑ２が第２電源入力端子側Ｐｉ（＋）となるように、接続されている。
　また、第１電源入力端子Ｐｉ（＋）と第２電源入力端子Ｐｉ（Ｇ）との間には、第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２との直列回路に並列に、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。
　第１スイッチ素子Ｑ１Ａと第２スイッチ素子Ｑ２Ａとの接続点と、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２との接続点との間には、共振用インダクタＬｒ、コンバータトランスＴ１の一次巻線Ｌ１の直列回路が接続されている。このような構成であっても、スイッチング電源装置１００と同様の制御を行うことにより、二次側から一次側への逆流電流を防止できる。
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ：スイッチング電源装置、２００：直流電源、３００：負荷、
１１：ＭＰＵ、１２：ハイサイドドライバ、１３：ドライバ、１４：パルストランスフォーマ

Claims (8)

  1. 　一次巻線と第１二次巻線および第２二次巻線を備えたコンバータトランスと、
    　前記一次巻線に直列接続された共振用インダクタと共振用コンデンサを備える直列共振回路と、
    　相補的にオンオフ制御されることで、前記直列共振回路へ電力供給する第１スイッチ素子および第２スイッチ素子と、
    　前記第１二次巻線と電圧出力端子との間に直列接続する第３スイッチ素子と、
    　前記第２二次巻線と前記電圧出力端子との間に直列接続する第４スイッチ素子と、
    　出力電圧に応じたＰＦＭ制御を前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子に対して行うとともに、前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とを制御する制御部と、を備え、
    　該制御部は、予め与えられた共振周期に基づいて決定する変数Ａ１、前記出力電圧に基づいて生成され、スイッチング周期を決定する変数Ａ２、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のオン時間を決定する変数Ａ３、を扱い、
    　Ａ１ ＞ Ａ２／２の領域では、　Ａ３ ＝ Ａ２／２
    　Ａ１ ≦ Ａ２／２の領域では、　Ａ３ ＝ Ａ１
    として、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のオン時間を決定することを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　前記予め与えられた共振周期は、前記直列共振回路の共振周期の１／２である、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記第３スイッチ素子のターンオンは前記第１スイッチ素子のターンオンに同期するとともに、前記第３スイッチ素子は前記第２スイッチ素子のターンオンまたは前記第３スイッチ素子のターンオンから前記直列共振回路の共振周期の１／２が経過した時間のいずれか早い方までにターンオフし、前記第４スイッチ素子のターンオンは前記第２スイッチ素子のターンオンに同期するとともに、前記第４スイッチ素子は前記第１スイッチ素子のターンオンまたは前記第４スイッチ素子のターンオンから前記直列共振回路の共振周期の１／２が経過した時間のいずれか早い方までにターンオフすることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記一次巻線と並列に接続された並列インダクタを有する、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記制御部は、
    　前記出力電圧に基づく前記ＰＦＭ制御を実行するＭＰＵと、
    　該ＭＰＵから得られる各スイッチ素子の駆動情報に基づいて前記各スイッチ素子に対する駆動信号を生成するドライバ回路と、を備える請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ素子は、直流電圧が入力される端子対を構成する第１、第２電源入力端子との間に直列接続されており、
    　前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ素子のいずれかに、前記直列共振回路が並列接続されることで、前記コンバータトランスの一次側がハーフブリッジ型で構成されている、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ素子は、直流電圧が入力される端子対を構成する第１、第２電源入力端子との間に直列接続されており、
    　第１コンデンサおよび第２コンデンサは、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との直列回路に対して並列接続されるように、前記第１、第２電源入力端子の間に直列接続されており、
    　前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ素子の接続点と、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの接続点との間に前記一次巻線と前記共振用インダクタが接続されることで前記直列共振回路が形成され、前記コンバータトランスの一次側がハーフブリッジ型で構成されている、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ素子は、直流電圧が入力される端子対を構成する第１、第２電源入力端子との間に直列接続されており、
    　第５スイッチ素子および第６スイッチ素子は、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との直列回路に対して並列接続されるように、前記第１、第２電源入力端子の間に直列接続されており、
    　前記第１スイッチ素子および前記第２スイッチ素子の接続点と、前記第５スイッチ素子および前記第６スイッチ素子の接続点との間に前記一次巻線と前記共振用インダクタが接続されることで前記直列共振回路が形成され、前記コンバータトランスの一次側がフルブリッジ型で構成されている、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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