CN103518317B - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种由不产生从二次侧向一次侧的逆流电流的谐振型转换器构成的开关电源装置。对换流变压器(T1)的一次绕组(L1)，串联连接有谐振用电感器(Lr)和谐振用电容器(Cr)，构成了串联谐振电路。通过对开关元件(Q1，Q2)互补地进行通断控制，来向该串联谐振电路供给电流。与换流变压器(T1)的二次侧连接的开关元件(Q3)，与开关元件(Q1)同步，开关元件(Q4)与开关元件(Q2)同步。在此，当开关频率fs比谐振频率fr低时，开关元件(Q3，Q4)与开关元件(Q1，Q2)同步地被进行接通控制，在经过谐振周期Tr的1/2的时间后，与开关元件(Q1，Q2)非同步地被进行断开控制。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及同步整流型的LLC谐振转换器的开关电源。
背景技术
在现有技术中，设计了采用各种同步整流型的LLC谐振型转换器的开关电源装置。
图1是专利文献1中记载的开关电源装置的电路图。专利文献1的开关电源装置是LLC谐振的转换器。如图1所示，在专利文献1的开关电源中，变流器(current transformer)串联连接于由变压器的一次绕组构成的电感器、谐振用电感器、以及谐振用电容器。谐振电路的电流即流过一次绕组的电流通过变流器来检测。检测电流被输入到驱动电路，驱动电路基于检测电流来对二次侧的开关元件(同步整流元件)进行通断控制。
图2是专利文献2中记载的开关电源装置的电路图。专利文献2的开关电源装置是同步整流型的半桥LLC谐振转换器。如图2所示，专利文献2的开关电源装置在二次侧具备控制电路。控制电路对一次侧开关元件与二次侧开关元件一起进行通断控制。此时，控制电路在一次侧开关元件导通后，隔开预先设定的时间间隔(例如，0.4μsec.)使二次侧开关元件导通。此外，控制电路在一次侧开关元件截止后，隔开预先设定的时间间隔(例如，0.15μsec.)将二次侧开关元件截止。即，专利文献2的开关电源装置的控制电路，隔开预先设定的一定的时间间隔，对一次侧开关元件和二次侧开关元件(同步整流元件)的通断进行控制。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2007-274789号公报
专利文献2：实用新型登记3126122号公报
发明内容
发明要解决的课题
像这样，专利文献1和专利文献2中记载的开关电源装置分别通过不同的方法，对二次侧开关元件(同步整流元件)的通断进行控制。但是，在专利文献1中记载的开关电源装置中，为了驱动二次侧开关元件(同步整流元件)，必须具备对谐振电路的电流即流过一次绕组的电流进行检测的变流器，开关电源装置的构成要素增加。而且，为了生成并提供同步整流元件的驱动信号，需要以高精度进行高速动作的比较器。因此，开关电源装置的构造变得复杂，产生成本增加等问题。
此外，如专利文献2中记载的那样，在隔开预先设定的一定的时间间隔，对一次侧开关元件和二次侧开关元件(同步整流元件)的通断进行控制的构成中，在开关频率比谐振电路的谐振频率低的情况下，在二次侧开关元件(同步整流元件)接通(ON)时流过负电流，有时会向一次侧产生逆流电流。
因此，本发明的目的在于，提供一种不产生从二次侧向一次侧的逆流电流的谐振型转换器所构成的开关电源装置。
解决课题的手段
本发明的开关电源装置具备：具备一次绕组和第1二次绕组以及第2二次绕组的换流变压器；和具备与一次绕组串联连接的谐振用电感器和谐振用电容器的串联谐振电路。开关电源装置具备：通过被互补地进行通断控制来向串联谐振电路进行电力供给的第1开关元件以及第2开关元件；串联连接于第1二次绕组和电压输出端子之间的第3开关元件；和串联连接于第2二次绕组和电压输出端子之间的第4开关元件。开关电源装置具备对第1开关元件、第2开关元件进行与输出电压相应的PFM控制，并且控制第3开关元件和第4开关元件的控制部。控制部对基于预先确定的谐振周期而决定的变量A1、基于所述输出电压而生成并决定开关周期的变量A2、决定所述第3开关元件以及所述第4开关元件的接通时间的变量A3进行处理，并设为
在A1＞A2/2的区域中，A3＝A2/2
在A1≤A2/2的区域中，A3＝A1，
来决定第3开关元件以及所述第4开关元件的接通时间。
在该构成中，即使换流变压器的一次侧的第1开关元件以及第2开关元件的接通时间比基于预先确定的谐振周期的时间长，换流变压器的二次侧的第3开关元件和第4开关元件的接通时间也会被限制为基于预先确定的谐振周期的时间。由此，能够抑制在二次侧的第3开关元件和第4开关元件为接通状态时流过负电流的状况，能够抑制从二次侧向一次侧的逆流电流。
此外，在本发明的开关电源装置中，优选预先确定的第3开关元件和第4开关元件的接通时间是串联谐振电路的谐振周期的1/2。
在该构成中，即使换流变压器的一次侧的第1开关元件以及第2开关元件的接通时间比串联谐振电路的谐振周期的1/2长，换流变压器的二次侧的第3开关元件和第4开关元件的接通时间也会被限制在串联谐振电路的谐振周期的1/2。由此，当二次侧的第3开关元件和第4开关元件为接通状态时不再产生流过负电流的状况，不会产生来自二次侧的逆流电流。
此外，在本发明的开关电源装置中，也可以第3开关元件的开启与第1开关元件的开启同步，并且第3开关元件在第2开关元件的开启或预先确定的接通时间中的任一较早的一个时间之前是关断的，第4开关元件的开启与第2开关元件的开启同步，并且第4开关元件在第1开关元件的开启或预先确定的接通时间中的任一较早的一个时间之前是关断的。由此，当二次侧的第3开关元件和第4开关元件为接通状态时不再产生流过负电流的状况，不会产生来自二次侧的逆流电流。
此外，本发明的开关电源装置也可以具有与一次绕组并联连接的并联电感器。由此，能够通过谐振电感器、谐振电容器和并联电感器来设计第2谐振周期，能够减少流过变压器的电流，减轻变压器的发热。
此外，在本发明的开关电源装置中，优选控制部具备：MPU，其执行基于输出电压的PFM控制；和驱动电路，其基于从MPU获得的各开关元件的驱动信息来生成对各开关元件的驱动信号。在该构成中，能够尽可能用数字IC来实现控制部。
此外，本发明的开关电源装置，作为一例能够由如下的电路构成来实现。第1开关元件以及第2开关元件串联连接于构成输入直流电压的端子对的第1、第2电源输入端子之间，对第1开关元件以及第2开关元件中的任意一方并联连接有串联谐振电路。由此，换流变压器的一次侧成为半桥型。通过该构成，能够以半桥型实现同步整流型的LLC谐振转换器。
此外，本发明的开关电源装置，作为一例能够由如下的电路构成来实现。第1开关元件以及第2开关元件串联连接于构成输入直流电压的端子对的第1、第2电源输入端子之间。第1电容器以及第2电容器串联连接于第1、第2电源输入端子之间，并与第1开关元件和第2开关元件的串联电路并联连接。通过在第1开关元件以及第2开关元件的连接点、与第1电容器以及第2电容器的连接点之间连接一次绕组和谐振用电感器，从而形成了串联谐振电路。由此，换流变压器的一次侧成为半桥型。通过该构成，能够以半桥型实现同步整流型的LLC谐振转换器。
此外，本发明的开关电源装置，作为一例能够由如下的电路构成来实现。第1开关元件以及第2开关元件串联连接于构成输入直流电压的端子对的第1、第2电源输入端子之间。第5开关元件以及第6开关元件串联连接于第1、第2电源输入端子之间，并与第1开关元件和第2开关元件的串联电路并联连接。通过在第1开关元件以及第2开关元件的连接点、与第5开关元件以及第6开关元件的连接点之间连接一次绕组和谐振用电感器，从而形成了串联谐振电路。由此，换流变压器的一次侧成为全桥型。通过该构成，能够以全桥型实现同步整流型的LLC谐振转换器。
发明效果
根据本发明，由于能够适当地控制二次侧开关元件，因此能够抑制从二次侧向一次侧的逆流电流。
附图说明
图1是作为现有技术的专利文献1中记载的开关电源装置的电路图。
图2是作为现有技术的专利文献2中记载的开关电源装置的电路图。
图3是第1实施方式所涉及的开关电源装置100的电路图。
图4是图3中的反馈电路FB的电路图。
图5是表示第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第3开关元件Q3以及第4开关元件Q4的驱动脉冲的生成方法的图。
图6是用于说明开关频率fs比谐振频率fr高的状态下的控制的波形图。
图7是用于说明开关频率fs与谐振频率fr一致的状态下的控制的波形图。
图8是用于说明开关频率fs比谐振频率fr低的状态下的控制的波形图。
图9是全桥型的开关电源装置100A的电路图。
图10是其他的半桥型的开关电源装置100B的电路图。
图11是其他的半桥型的开关电源装置100C的电路图。
具体实施方式
参照附图对本发明的实施方式所涉及的开关电源进行说明。
<第1实施方式>
图3是第1实施方式所涉及的开关电源装置100的电路图。
开关电源装置100具备由直流电源200所连接的一组端子构成的电源输入端子。高电位侧是第1电源输入端子Pi(+)，接地电位侧是第2电源输入端子Pi(G)。
开关电源装置100具备由负载300所连接的一组端子构成的输出端子。高电位侧是第1输出端子Po(+)，接地电位侧是第2输出端子Po(G)。
在第1电源输入端子Pi(+)与第2电源输入端子Pi(G)之间，连接有使输入电压平滑的输入电容器Ci。
在第1电源输入端子Pi(+)与第2电源输入端子Pi(G)之间，连接有第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的串联电路。此时，连接为第1开关元件Q1处于第1电源输入端子侧Pi(+)，第2开关元件Q2处于第2电源输入端子侧Pi(G)。
第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2是由FET构成的开关元件，具有寄生电容器以及体二极管。
第1开关元件Q1的漏极与第1电源输入端子Pi(+)连接，第1开关元件Q1的源极与第2开关元件Q2的漏极连接。第2开关元件Q2的源极与第2电源输入端子Pi(G)连接。第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的栅极与高侧驱动器(High Side Driver)12连接。
对第2开关元件Q2并联连接有谐振用电感器Lr、换流变压器(convertertransformer)T1的一次绕组L1、谐振用电容器Cr的串联电路。此外，对一次绕组L1并联连接有励磁电感器Lm。由这些谐振用电感器Lr、励磁电感器Lm、谐振用电容器Cr构成了LLC谐振转换器的谐振电路。另外，谐振用电感器Lr以及励磁电感器Lm既可以由换流变压器T1的漏电感器以及励磁电感器构成，也可以另外将电感器与一次绕组L1串联以及并联连接而构成。
换流变压器T1除了具备上述的一次绕组L1之外，还具备与该一次绕组L1磁场耦合的第1二次绕组L21和第2二次绕组L22。第1二次绕组L21和第2二次绕组L22被配设为相对于一次绕组L1的极性相同，并相互连接。
第1二次绕组L21和第2二次绕组L22的连接点与第1输出端子Po(+)连接。
第1二次绕组L21的与所述连接点相反侧的端部，经由第3开关元件Q3与第2输出端子Po(G)连接。此时，第3开关元件Q3的漏极与第1二次绕组L21连接，源极与第2输出端子Po(G)连接。第3开关元件Q3的栅极与脉冲变压器(Pulse Transformer)14连接。该脉冲变压器14相当于第2绝缘型信号传递单元。
第2二次绕组L22的与所述连接点相反侧的端部，经由第4开关元件Q4与第2输出端子Po(G)连接。此时，第4开关元件Q4的漏极与第2二次绕组L22连接，源极与第2输出端子Po(G)连接。第4开关元件Q4的栅极与脉冲变压器14连接。
第3开关元件Q3以及第4开关元件Q4是由FET构成的开关元件，具有寄生电容器以及体二极管。
在第1输出端子Po(+)和第2输出端子Po(G)之间，连接有平滑用的输出电容器Co。
对输出电容器Co并联连接有检测输出电压并生成反馈信号的反馈电路FB。
图4是反馈电路FB的电路图。在第1输出端子Po(+)与第2输出端子Po(G)之间，连接有分路调节器SR、电阻R3以及光电耦合器(photocoupler)PC的发光元件所构成的串联电路、以及电阻R1、R2所构成的分压电路。对分路调节器SR的参考端子，提供上述R1、R2所构成的电阻分压电路的分压输出。此外，在分路调节器SR的电压控制端与参考端子之间设置有由电阻R11和电容器C11构成的负反馈电路。此外光电耦合器PC的受光元件的一端经由电阻R4与恒压Vcc连接，另一端与GND连接。光电耦合器PC的受光元件与电阻R4的连接点的电压，作为反馈电压VFB被输入到MPU11。具体来说，虽未图示，但反馈电压VFB被输入到MPU11内部的AD转换器。
反馈电路FB按照第1输出端子Po(+)和第2输出端子Po(G)的输出电压与设定电压相比越高则反馈电压VFB的电压越低的关系而发挥作用。
光电耦合器相当于第1绝缘型信号传递单元。
作为控制部的MPU11，与高侧驱动器12和驱动器(Driver)13连接，驱动器13与脉冲变压器14连接。
MPU11基于反馈电压VFB，通过PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲调频)控制，算出第1开关控制信号(以下，简称第1控制信号)、以及第2开关控制信号(以下，简称第2控制信号)的开关频率fs。第1控制信号是提供给第1开关元件Q1的控制信号，第2控制信号是提供给第2开关元件Q2的控制信号。MPU11将基于开关频率fs的第1控制信号以及第2控制信号提供给高侧驱动器12。
PFM控制是指，在负载重时，将用于对开关元件进行通断控制的开关频率fs设定得较低，在负载轻时，提高开关频率fs的控制。
此时，MPU11以由Hi、Low这两个值构成的矩形波来生成第1控制信号以及第2控制信号。MPU11输出第1控制信号以及第2控制信号，使得第1控制信号和第2控制信号互补地成为Hi状态或者Low状态。并且，MPU11输出第1控制信号以及第2控制信号，使得在第1控制信号和第2控制信号的Hi、Low切换的定时，都产生成为Low状态的规定的空载时间(dead time)。
高侧驱动器12对来自MPU11的第1控制信号以及第2控制信号进行放大，使得能够驱动第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2。高侧驱动器12将第1控制信号提供给第1开关元件Q1，将第2控制信号提供给第2开关元件Q2。
第1开关元件Q1根据施加于栅极的第1控制信号的电压Vgs1而被进行通断控制。第2开关元件Q2根据施加于栅极的第2控制信号的电压Vgs2而被进行通断控制。并且，如上所述，因为第1控制信号和第2控制信号隔着空载时间(相当于图5、图6、图7的td1)互补地切换Hi、Low，所以第1开关元件Q1和第2开关元件Q2双方隔着成为断开(OFF)的空载时间，被互补地进行通断控制。在此，第1控制信号和第2控制信号的各自的接通时间，优选大致相等。
此外，MPU11将与第1控制信号以及第2控制信号的开启(turn on)同步的第3开关控制信号(以下，简称第3控制信号)以及第4开关控制信号(以下，简称第4控制信号)提供给驱动器13。第3控制信号是提供给第3开关元件Q3的控制信号，第4控制信号是提供给第4开关元件Q4的控制信号。
驱动器13对来自MPU11的信号即与第1控制信号同步地开启的第3控制信号、以及与第2控制信号同步地开启的第4控制信号进行放大。驱动器13将第3控制信号以及第4控制信号输出到脉冲变压器14。
MPU11生成第3控制信号以及第4控制信号，使得在开关频率fs比串联谐振电路的谐振频率fr低的情况下，使第3控制信号以及第4控制信号的有效时间(turned-on time)为基于谐振频率fr的谐振周期Tr(＝1/fr)的1/2。从脉冲变压器14输出的第3控制信号，被施加到第3开关元件Q3的栅极。从脉冲变压器14输出的第4控制信号被施加到第4开关元件Q4的栅极。
第3开关元件Q3根据施加于栅极的第3控制信号的电压Vgs3而被进行通断控制。第4开关元件Q4根据施加于栅极的第4控制信号的电压Vgs4而被进行通断控制。
由此，第3开关元件Q3除了开关频率fs比串联谐振电路的谐振频率fr低的情况之外，与第1开关元件Q1同步地被进行通断控制。第4开关元件Q4除了开关频率fs比串联谐振电路的谐振频率fr低的情况之外，与第2开关元件Q2同步地被进行通断控制。
另一方面，第3开关元件Q3，在开关频率fs比串联谐振电路的谐振频率fr低的情况下，与第1开关元件Q1同步地被进行接通控制，但比第1开关元件Q1更早地、在从开启经过谐振周期Tr的1/2的定时被关断(turnoff)。第4开关元件Q4，在开关频率fs比串联谐振电路的谐振频率fr低的情况下，与第2开关元件Q2同步地被进行接通控制，但比第2开关元件Q2更早地、在从开启经过谐振周期Tr的1/2的定时被关断。
在此，参照图5(A)、(B)来说明如何生成第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第3开关元件Q3以及第4开关元件Q4的驱动脉冲。在此，对MPU11内部的数字PWM模块的设定以及动作进行说明。
在图5中，CNTR是计数器，按照每个时钟而增加。PRD是结束点(period)，若CNTR达到该值则变为零。即，决定开关周期。CMPA、CMPB、CMPC分别是设定时间的阈值。CMPA是PRD的半值。CMPB是固定值，设定CMPB使得CNTR从零达到CMPB为止的时间为谐振周期Tr的1/2。CMPC是对CMPA加上CMPB而得到值(CMPA+CMPB)。
Vgs1是第1开关元件Q的栅极驱动脉冲，Vgs2是第2开关元件Q2的栅极驱动脉冲，Vgs3是第3开关元件Q3的栅极驱动脉冲，Vgs4是第4开关元件Q4的栅极驱动脉冲。Vgs1设定为若CNTR与零一致则上升，若CNTR与CMPA一致则下降。Vgs2设定为若CNTR与CMPA一致则上升，若CNTR与PRD一致则下降。Vgs3设定为若CNTR与零一致则上升，若CNTR与CMPA或CMPB一致则下降。Vgs4设定为若CNTR与CMPA一致则上升，若CNTR与PRD或CMPC一致则下降。
图5(A)是开关频率fs比串联谐振电路的谐振频率fr高的情况。CMPA比CMPB低，PRD比CMPC低。因此，Vgs1和Vgs3在相同定时上升，在相同定时下降。此外，Vgs2和Vgs4在相同定时上升，在相同定时下降。
图5(B)是开关频率fs比串联谐振电路的谐振频率fr低的情况。CMPA比CMPB高，PRD比CMPC高。因此，Vgs1和Vgs3在相同定时(零)上升，而Vgs3若CNTR与CMPB一致则下降，Vgs1若CNTR与CMPA一致则下降。在此，设定CMPB使得PRD从零达到CMPB为止的时间成为谐振周期Tr的1/2，因此也就是说，Vgs3以谐振周期Tr的1/2下降。
另一方面，Vgs2和Vgs4在相同定时(CMPA)上升，而Vgs4若CNTR与CMPC一致则下降，Vgs2若CNTR与PRD一致则下降。在此，CMPC是对CMPA加上CMPB而得到的值(CMPA+CMPB)，从CMPA到CMPC的时间被设定为谐振周期Tr的1/2。即，Vgs4以谐振周期Tr的1/2下降。
接着，参照图6、图7、图8对由本实施方式的开关电源执行的电力供给的控制进行说明。图6是用于说明开关频率fs比谐振频率fr高的状态下的控制的波形图，图7是用于说明开关频率fs与谐振频率fr一致的状态下的控制的波形图，图8是用于说明开关频率fs比谐振频率fr低的状态下的控制的波形图。此外，图6、图7、图8表示开关周期的一个周期，这样的开关控制被持续执行。
在各图中，Vgs1表示第1控制信号的电压，Vgs2表示第2控制信号的电压，Vgs3表示第3控制信号的电压，Vgs4表示第4控制信号的电压。此外，iLr表示流向谐振用电感器Lr的谐振电流，im表示流过励磁电感器Lm的励磁电流。此外，ids3是开关元件Q3的漏极源极间电流，ids4是开关元件Q4的漏极源极间电流。
(i)开关频率fs＞谐振频率fr时(图6时)
当输入电压比输出电压高时(输出电压比为1以下时，在此输出电压比为1是指，输出电压等于利用半桥由输入电压生成方形波，并经由变压器进行对其整流平滑而得到的电压时)，即，当开关频率fs被控制为比谐振频率fr高时，若在开关元件Q2已经被关断的状态下，在定时t0开关元件Q1被开启，则在定时t0到定时t1(开关元件Q1被关断的定时)的期间，在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中，流过由谐振频率fr的大致正弦波状波形构成且与接通时间相应的谐振电流iLr。此外，励磁电流im线性地增加。
此时，在即将到达定时t0之前，在空载时间中产生了流向开关元件Q1的体二极管的负值的电流。因此，在开关元件Q1开启的定时，谐振电流iLr不是0，而是成为负值(在此将从输入供给电流的方向作为正值)。
若开关元件Q1被开启，则与此同步，开关元件Q3被开启。由此，在开关元件Q3中，流过由被换流变压器T1的第1二次绕组L21激振而得到的谐振频率fr的大致正弦波状波形构成、且与接通时间相应的正值的漏极源极间电流ids3，此时的导通损失较少。在此正值是指，从源极流向漏极的电流。另一方面，在该期间，由于开关元件Q2、Q4是断开状态，因此开关元件Q4的漏极源极间电流ids4成为0。
接着，在从开关元件Q1关断的定时t1起，到隔开空载时间td1而开启开关元件Q2的定时t2为止的期间，与在定时t0到定时t1的期间所产生的谐振电流iLr连续地，流过开关元件Q2的体二极管的电流被继续施加给串联谐振电路。由此，隔开规定的空载时间td1直到开启开关元件Q2的定时t2为止，在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中流过值急剧下降的正值的谐振电流iLr。
与此相应，在该期间(t1到t2)，在开关元件Q3中流过与在开关元件Q3的接通期间流过的谐振电流连续的正值的漏极源极间电流ids3。该漏极源极间电流ids3在开关元件Q2开启的定时(定时t2)成为0。
接着，若开关元件Q2在定时t2开启，则在定时t2到定时t3(开关元件Q2被关断的定时)的期间，在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中，流过将在所述定时t0到定时t1的期间所产生的谐振电流的值正负翻转后的谐振频率fr的大致正弦波状波形所构成的谐振电流iLr。此外，励磁电流im线性地减少。
此时，在空载时间td1中产生了流过开关元件Q2的体二极管的电流。因此，在开关元件Q2开启的定时，谐振电流iLr不是0。像这样，若采用本实施方式的电路构成，则能够使一次侧的开关元件Q1、Q2进行ZVS(ZeroVoltage Switching，零电压开关)动作。
开关元件Q4与开关元件Q2的开启同步地被开启。由此，在开关元件Q4中，流过由被换流变压器T1的第2二次绕组L22激振而得到的谐振频率fr的大致正弦波状波形构成、且与接通时间相应的正值的漏极源极间电流ids4，此时的导通损失较少。另一方面，在该期间，由于开关元件Q1、Q3为断开状态，因此开关元件Q3的漏极源极间电流ids3成为0。
接着，从开关元件Q2关断的定时t3，到隔开空载时间td2而开启开关元件Q1的定时t4为止的期间，与在定时t2到定时t3的期间所产生的谐振电流iLr连续地，流过开关元件Q1的体二极管的电流被继续施加给串联谐振电路。由此，隔开规定的空载时间td2直到开启开关元件Q1的定时t4为止，在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中流过值急剧上升的负值的谐振电流iLr。
与此相应，在该期间(t3到t4)，在开关元件Q4中，流过与在开关元件Q4的接通期间流过的电流连续的正值的漏极源极间电流ids4。该漏极源极间电流ids4在开关元件Q1开启的定时成为0。
(ii)开关频率fs＝谐振频率fr时(图7时)
当输入电压与输出电压等同时(输出电压比为1时)，即以开关频率fs与谐振频率fr相等的值控制驱动信号时，在开关元件Q2已经被关断的状态下，若在定时t0开启开关元件Q1，则在定时t0到定时t1A(开关元件Q1被关断的定时)的期间，在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中，流过由谐振频率fr的大致正弦波状波形构成且与接通时间相应的谐振电流iLr。与此相应，励磁电流im线性地增加。在此，开关元件Q1的接通时间，与上述的(i)的开关频率fs比谐振频率fr高的情况相比更长。
此时，开关元件Q1，与(i)的情况同样地，在定时t0的定时进行ZVS动作。
开关元件Q3，与开关元件Q1的开启同步地被开启。由此，在开关元件Q3中，流过由被换流变压器T1的第1二次绕组L21激振而得到的谐振频率fr的大致正弦波状波形构成、且与接通时间相应的正值的漏极源极间电流ids3，此时的导通损失较少。另一方面，在该期间，由于开关元件Q2、Q4为断开状态，因此开关元件Q4的漏极源极间电流ids4成为0。
接着，从开关元件Q1关断的定时t1A，到隔开空载时间td1而开启开关元件Q2的定时t2A为止，首先开关元件Q2的并联电容器(寄生电容)的电荷被放电，接着开关元件Q2通过体二极管而开启。
在开关频率fs＝谐振频率fr的动作条件下，流过开关元件Q3的漏极源极间电流ids3，在定时t1A成为0，此外流过开关元件Q4的漏极源极间电流ids4，在定时t1A开始导通。
接着，若在谐振电流iLr成为负值之前开启开关元件Q2，则在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中，流过将在所述定时t0到定时t1A的期间所产生的谐振电流的值正负翻转而得到的谐振频率fr的大致正弦波状波形所构成的谐振电流iLr。此外，励磁电流im线性地减少。
此时，开关元件Q2与(i)的情况同样地，在定时t2A的定时进行ZVS动作。像这样，若采用本实施方式的电路构成，则能够使一次侧的开关元件Q1、Q2进行ZVS动作。
开关元件Q4与开关元件Q2的开启同步地被开启。由此，在开关元件Q4中流过由被换流变压器T1的第2二次绕组L22激振而得到的谐振频率fr的大致正弦波状波形构成、且与接通时间相应的正值的漏极源极间电流ids4，此时的导通损失较少。另一方面，在该期间，由于开关元件Q1、Q3为断开状态，因此开关元件Q3的漏极源极间电流ids3成为0。
接着，从开关元件Q2关断的定时t3A起，到隔开空载时间td2而开启开关元件Q1的定时t4A为止，首先开关元件Q1的并联电容器(寄生电容)的电荷被放电，接着开关元件Q1通过体二极管而开启。
在开关频率fs＝谐振频率fr的动作条件下，流过开关元件Q4的漏极源极间电流ids4，在定时t3A成为0，此外流过开关元件Q3的漏极源极间电流ids3，在定时t3A开始导通。
(iii)当开关频率fs比谐振频率fr低时(图8时)
当输入电压比输出电压低时(输出电压比为1以上时)，即，控制驱动信号使得开关频率fs比谐振频率fr低时，在开关元件Q2已经被关断的状态下，若在定时t0开关元件Q1被开启，则在定时t0到定时t5(从定时t0经过谐振电路的谐振周期Tr的1/2的定时)的期间，在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中，流过由谐振频率fr的大致正弦波状波形构成的谐振电流iLr。此外，励磁电流im线性地增加。并且，在定时t5到定时t1B(开关元件Q1关断的定时)的期间，流过与励磁电流im相等的电流。在此情况下，开关元件Q1的接通时间，与上述的(ii)的开关频率fs与谐振频率fr相等的情况相比更长。
此时，开关元件Q1与(i)、(ii)的情况同样地，在定时t0的定时进行ZVS动作。
在此，开关元件Q3，如上所述接通时间(T3onmax)被限制为串联谐振电路的谐振周期Tr的1/2，因此即使与开关元件Q1同步地被开启，也会在上述的定时t5被关断。即，即使开关元件Q1的开关周期比谐振周期Tr长，开关元件Q3在从开启的定时经过谐振周期Tr的1/2的期间之后，也会不与开关元件Q1同步，而被关断。
在开关元件Q3中，流过由通过谐振电流iLr被换流变压器T1的第1二次绕组L21激振而得到的谐振频率fr的大致正弦波状波形构成、且与接通时间(谐振周期Tr的1/2的期间)相应的正值的漏极源极间电流ids3，在从开启的定时经过谐振周期Tr的1/2的期间之后(定时t5)成为0。
接着，从开关元件Q3关断的定时t5，到开关元件Q1被关断的定时t1B为止，与在定时t0到定时t5的期间所产生的谐振电流iLr连续地流过与励磁电流im一致的谐振电流iLr。这是由于，在从开启经过谐振周期Tr的1/2的期间之后的定时t5开关元件Q1不被关断，直到由开关周期决定的定时t1B(比t5晚的定时)为止，从开关元件Q1向串联谐振电路持续进行新的电流供给，与此相应，在定时t5到定时t1B(开关元件Q1被关断的定时)的期间，励磁电流im(谐振电流iLr)作为由串联谐振电路和励磁电感Lm构成的谐振电路的谐振电流而持续流动。
因为在该期间开关元件Q3为断开状态，所以开关元件Q3的漏极源极间电流ids3成为0。由此，能够防止现有课题所示那样的经由开关元件Q3从二次侧向一次侧的逆流电流的产生。
接着，若在定时t1B开关元件Q1被关断，则首先开关元件Q2的并联电容器(寄生电容)的电荷被放电，接下来开关元件Q2通过体二极管而开启。此外流过开关元件Q4的漏极源极间电流ids4在定时t1B开始导通。
在定时t2B到定时t6的期间，在串联谐振电路(谐振用电感器Lr)中，流过将在所述定时t0到定时t5的期间所产生的谐振电流的值正负翻转后的谐振频率fr的大致正弦波状波形所构成的谐振电流iLr。此外，励磁电流im线性地减少。并且，在定时t6到定时t3B(开关元件Q2关断的定时)的期间，流过进一步减少的谐振电流iLr。在此情况下，开关元件Q2的接通时间，与上述的(ii)的开关频率fs与谐振频率fr相等的情况相比更长。
此时，开关元件Q2也与(i)、(ii)的情况同样地，在定时t2B的定时进行ZVS动作。
在此，开关元件Q4，即使与开关元件Q2同步地被开启，由于如上所述接通时间(T4onmax)被限制为谐振周期Tr的1/2，因此也会在上述的定时t6被关断。即，即使开关元件Q2的开关周期比谐振周期Tr长，开关元件Q4在从开启的定时经过谐振周期Tr的1/2的期间之后，也会不与开关元件Q2同步而被关断。
在开关元件Q4中，流过由被换流变压器T1的第2二次绕组L22激振而得到的谐振频率fr的大致正弦波状波形构成、且与接通时间(谐振周期Tr的1/2的期间)相应的正值的漏极源极间电流ids4，从开启的定时(定时t2B)经过谐振周期Tr的1/2的期间之后(定时t6以后)成为0。
接着，在从开关元件Q4关断的定时t6，到开关元件Q2被关断的定时t3B为止的期间，与在定时t2B到定时t6的期间所产生的谐振电流iLr连续地流过与励磁电流im一致的谐振电流iLr。这是因为，开关元件Q2在从开启经过谐振周期Tr的1/2的期间之后的定时t6不被关断，直到由开关周期决定的定时t3B(比t6晚的定时)为止，持续放出经由开关元件Q1而在串联谐振电路中积累的能量，与此相应，在定时t6到定时t3B(开关元件Q2被关断的定时)的期间，励磁电流im(谐振电流iLr)作为由串联谐振电路和励磁电感Lm构成的谐振电路的谐振电流而持续流动。
在该期间因为开关元件Q4为断开状态，所以开关元件Q4的漏极源极间电流ids4成为0。由此，能够防止现有课题所示那样的经由开关元件Q4从二次侧向一次侧的逆流电流的产生。
如上所述，若采用本实施方式的构成，则即使开关频率fs比谐振频率fr低，也能够防止从二次侧向一次侧的逆流电流的产生。
另外，在上述的实施方式中，虽然将二次侧的开关元件Q3、Q4的接通时间设定为谐振周期Tr的1/2，但也可以设定为1/2以下的规定值。具体来说，二次侧的开关元件Q3、Q4的接通时间既可以设定为考虑了谐振元件常数的偏差的谐振周期Tr的1/2以下的规定值，也在制造工序中在测定了谐振周期Tr之后设定为谐振周期Tr的1/2以下的规定值。
此外，开关元件Q3不需要一定与开关元件Q1的开启同步地被开启。同样，开关元件Q4不需要一定与开关元件Q2的开启同步地被开启。此时，要从开关元件Q3以及开关元件Q4的源极流向漏极的电流，流向各自的体二极管。
此外，在上述的实施方式中，将作为控制部的MPU11配置在一次侧，通过反馈电路FB从二次侧向一次侧传递反馈信号，但也可以将作为控制部的MPU11配置在二次侧。在此情况下，只要经由脉冲变压器等绝缘单元将一次侧开关元件的控制信号从二次侧向一次侧传递即可。
此外，在上述的实施方式中，例示了半桥型的开关电源装置，但也可以采用全桥型的开关电源装置。图9是全桥型的开关电源装置100A的电路图。另外，关于该开关电源装置100A，因为换流变压器T1的二次侧的电路构成与上述图3的开关电源装置100相同，所以仅对一次侧的电路构成以及MPU11与开关元件的连接构成进行说明。
在第1电源输入端子Pi(+)与第2电源输入端子Pi(G)之间，连接有第1开关元件Q1A和第2开关元件Q2A的串联电路。此时，连接为第1开关元件Q1A处于第1电源输入端子侧Pi(+)，第2开关元件Q2A处于第2电源输入端子侧Pi(G)。
此外，在第1电源输入端子Pi(+)和第2电源输入端子Pi(G)之间，与第1开关元件Q1A和第2开关元件Q2A的串联电路并联连接有第5开关元件Q5A和第6开关元件Q6A的串联电路。此时，连接为第5开关元件Q5A处于第1电源输入端子侧Pi(+)，第6开关元件Q6A处于第2电源输入端子侧Pi(G)。
第5开关元件Q5A、第6开关元件Q6A，连同第1开关元件Q1A、第2开关元件Q2A，都是由FET构成的开关元件，具有寄生电容器以及体二极管。
第1开关元件Q1A、第2开关元件Q2A、第5开关元件Q5A、第6开关元件Q6A的栅极，与高侧驱动器12连接。高侧驱动器12与MPU11连接。
在第1开关元件Q1A和第2开关元件Q2A的连接点、与第5开关元件Q5A和第6开关元件Q6A的连接点之间，连接有谐振用电感器Lr、换流变压器T1的一次绕组L1、谐振用电容器Cr的串联电路。
在这样的构成中，MPU11对第1开关元件Q1A和第6开关元件Q6A同步地进行通断控制。MPU11对第2开关元件Q2A和第5开关元件Q5A同步地进行通断控制。
MPU11进行控制，使第1开关元件Q1A以及第6开关元件Q6A、与第2开关元件Q2A以及第5开关元件Q5A互补地被接通、断开。
并且，若开关频率fs为谐振频率fr以上，则MPU11将第3开关元件Q3A与第1开关元件Q1A以及第6开关元件Q6A同步地进行通断控制。若开关频率fs为谐振频率fr以上，则MPU11将第4开关元件Q4A与第2开关元件Q2A以及第5开关元件Q5A同步地进行通断控制。
此外，MPU11经由脉冲变压器14与第3开关元件Q3A和第4开关元件Q4A连接。若开关频率fs比谐振频率fr低，则MPU11将第3开关元件Q3A与第1开关元件Q1A以及第6开关元件Q6A同步地进行接通控制，并在经过相当于谐振周期Tr的1/2的时间后进行断开控制。若开关频率fs比谐振频率fr低，则MPU11将第4开关元件Q4A与第2开关元件Q2A以及第5开关元件Q5A同步地进行接通控制，并在经过相当于谐振周期Tr的1/2的时间后进行断开控制。
即使为这样的构成以及控制，也能够与上述的半桥型同样地防止从二次侧向一次侧的逆流电流。
图10是其他的半桥型的开关电源装置100B的电路图。该开关电源装置100B的二次侧的电路构成，与图3的开关电源装置100相同。与图3的开关电源装置100的不同点在于，在一次侧的电路构成中，对高侧的开关元件并联连接有谐振用电感器Lr、换流变压器T1的一次绕组L1、谐振用电容器Cr的串联电路。即使为这样的构成，也能够通过进行与开关电源装置100同样的控制，来防止从二次侧向一次侧的逆流电流。
图11是其他的半桥型的开关电源装置100C的电路图。该开关电源装置100C的二次侧的电路构成，与图3的开关电源装置100相同。与图3的开关电源装置100的不同之处在于一次侧的电路构成。
在第1电源输入端子Pi(+)与第2电源输入端子Pi(G)之间，连接有第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的串联电路。此时，连接为第1开关元件Q1处于第1电源输入端子侧Pi(+)，第2开关元件Q2处于第2电源输入端子侧Pi(G)。
此外，在第1电源输入端子Pi(+)与第2电源输入端子Pi(G)之间，与第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的串联电路并联地连接有第1电容器C1和第2电容器C2的串联电路。
在第1开关元件Q1A和第2开关元件Q2A的连接点、与第1电容器C1和第2电容器C2的连接点之间，连接有谐振用电感器Lr、换流变压器T1的一次绕组L1的串联电路。即使为这样的构成，也能够通过进行与开关电源装置100同样的控制，来防止从二次侧向一次侧的逆流电流。
符号说明
100、100A、100B、100C：开关电源装置
200：直流电源
300：负载
11：MPU
12：高侧驱动器
13：驱动器
14：脉冲变压器

Claims (7)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：
换流变压器，其具备一次绕组和第1二次绕组以及第2二次绕组；
串联谐振电路，其具备与所述一次绕组串联连接的谐振用电感器和谐振用电容器；
第1开关元件以及第2开关元件，通过被互补地进行通断控制，来向所述串联谐振电路进行电力供给；
第3开关元件，其串联连接于所述第1二次绕组和电压输出端子之间；
第4开关元件，其串联连接于所述第2二次绕组和所述电压输出端子之间；和
控制部，其对所述第1开关元件、所述第2开关元件进行与输出电压相应的PFM控制，并且控制所述第3开关元件和所述第4开关元件，
该控制部，对基于所述串联谐振电路的谐振周期(1/fr)而决定并具有所述谐振周期的1/2以下的值的变量A1、基于所述输出电压而生成并决定所述第1开关元件～所述第4开关元件的开关周期的变量A2、决定所述第3开关元件以及所述第4开关元件的接通时间的变量A3进行处理，并设为
在A1＞A2/2的区域中，A3＝A2/2，
在A1≤A2/2的区域中，A3＝A1，
来决定所述第3开关元件以及所述第4开关元件的接通时间。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述第3开关元件的开启与所述第1开关元件的开启同步，并且所述第3开关元件在所述第2开关元件的开启、或者从所述第3开关元件的开启经过了所述串联谐振电路的谐振周期的1/2的时间中的任一较早的一个时间之前是关断的，
所述第4开关元件的开启与所述第2开关元件的开启同步，并且所述第4开关元件在所述第1开关元件的开启、或者从所述第4开关元件的开启经过了所述串联谐振电路的谐振周期的1/2的时间中的任一较早的一个时间之前是关断的。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
具有与所述一次绕组并联连接的并联电感器。
4.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述控制部具备：
MPU，其执行基于所述输出电压的所述PFM控制；和
驱动电路，其基于从该MPU获得的各开关元件的驱动信息来生成针对所述各开关元件的驱动信号。
5.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述第1开关元件以及所述第2开关元件，串联连接于构成输入直流电压的端子对的第1、第2电源输入端子之间，
通过对所述第1开关元件以及所述第2开关元件中的任意一方并联连接所述串联谐振电路，从而以半桥型构成了所述换流变压器的一次侧。
6.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述第1开关元件以及所述第2开关元件，串联连接于构成输入直流电压的端子对的第1、第2电源输入端子之间，
第1电容器以及第2电容器，串联连接于所述第1、第2电源输入端子之间，并且与所述第1开关元件和所述第2开关元件的串联电路并联连接，
通过在所述第1开关元件以及所述第2开关元件的连接点、与所述第1电容器以及所述第2电容器的连接点之间连接所述一次绕组和所述谐振用电感器，从而形成所述串联谐振电路，并以半桥型构成了所述换流变压器的一次侧。
7.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述第1开关元件以及所述第2开关元件，串联连接于构成输入直流电压的端子对的第1、第2电源输入端子之间，
第5开关元件以及第6开关元件，串联连接于所述第1、第2电源输入端子之间，并且与所述第1开关元件和所述第2开关元件的串联电路并联连接，
通过在所述第1开关元件以及所述第2开关元件的连接点、与所述第5开关元件以及所述第6开关元件的连接点之间连接所述一次绕组和所述谐振用电感器，从而形成所述串联谐振电路，并以全桥型构成了所述换流变压器的一次侧。
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014217196A (ja) * 2013-04-26 2014-11-17 パナソニック株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9350260B2 (en) * 2013-11-07 2016-05-24 Futurewei Technologies, Inc. Startup method and system for resonant converters
JP2015139258A (ja) 2014-01-21 2015-07-30 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US9356521B2 (en) 2014-01-30 2016-05-31 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power-supply device having wide input voltage range
US9356519B2 (en) * 2014-02-12 2016-05-31 Sanken Electric Co., Ltd. Current balance circuit of resonant type switching power-supply circuit
TWI563795B (en) * 2014-03-13 2016-12-21 Upi Semiconductor Corp Gate driver and control method thereof
CN105186892B (zh) * 2014-05-27 2018-06-08 晶宝智电科技有限公司 数位ac/dc电源转换器
CN104333240A (zh) * 2014-11-21 2015-02-04 小米科技有限责任公司 一种谐振整流装置、谐振整流控制方法及装置
US9490709B2 (en) * 2014-12-30 2016-11-08 Korea Institute Of Energy Research Hybrid DC-DC converter with LLC converter and full-bridge converter
JPWO2016139745A1 (ja) * 2015-03-03 2017-04-27 三菱電機株式会社 電力変換器
JP6477220B2 (ja) * 2015-05-12 2019-03-06 Tdk株式会社 共振コンバータおよびスイッチング電源装置
CN106558999B (zh) * 2015-09-30 2020-02-14 株式会社村田制作所 Dc/dc转换装置
JP6665573B2 (ja) * 2016-02-17 2020-03-13 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
WO2017213029A1 (ja) * 2016-06-06 2017-12-14 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
CN105932881A (zh) * 2016-07-08 2016-09-07 西安电子科技大学 全桥llc谐振变换器及其同步整流驱动方法
CN107769563B (zh) * 2016-08-17 2020-03-24 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种谐振变换器
US11063520B2 (en) * 2016-12-16 2021-07-13 Murata Manufacturing Co., Ltd. Simplified hybrid PWM/PFM control method for SLLC converter
JP6714528B2 (ja) * 2017-02-22 2020-06-24 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
US10833594B2 (en) * 2017-05-19 2020-11-10 Infineon Technologies Austria Ag System and method of controlling a power converter having an LC tank coupled between a switching network and a transformer winding
KR102429957B1 (ko) * 2017-06-01 2022-08-09 현대자동차주식회사 차량용 obc 제어방법 및 시스템
US10256744B2 (en) 2017-09-12 2019-04-09 Infineon Technologies Austria Ag Controller device with adaptive synchronous rectification
TWI670919B (zh) * 2018-05-30 2019-09-01 賴炎生 具有諧振轉換器的電源暨其控制方法
JP2020039228A (ja) * 2018-09-05 2020-03-12 本田技研工業株式会社 電圧変換装置
CN111669055B (zh) * 2019-03-08 2021-05-28 台达电子企业管理（上海）有限公司 电压转换电路及其控制方法
TWI705652B (zh) * 2019-03-15 2020-09-21 國立臺灣大學 具磁通平衡控制電路之ｌｌｃ諧振轉換器
CN109995242A (zh) * 2019-04-08 2019-07-09 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器
JP7204986B2 (ja) 2019-07-15 2023-01-16 シグニファイ ホールディング ビー ヴィ 共振インバータおよび変換方法
CN111555629B (zh) * 2020-05-14 2022-12-20 成都芯源系统有限公司 谐振变换器及其控制电路和控制方法
JP7449259B2 (ja) 2021-03-29 2024-03-13 パナソニックホールディングス株式会社 電力変換装置、電力変換システム、制御方法及びプログラム

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1318896A (zh) * 2000-03-24 2001-10-24 索尼公司 开关电源电路

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10164837A (ja) * 1996-11-26 1998-06-19 Sony Corp 電源装置
JP2005045965A (ja) * 2003-07-24 2005-02-17 Sony Corp 電流共振型コンバータ装置
JP4449461B2 (ja) * 2004-01-08 2010-04-14 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置および電流共振型コンバータ
JP2007274789A (ja) 2006-03-30 2007-10-18 Densei Lambda Kk スイッチング電源装置
TWM301461U (en) * 2006-05-09 2006-11-21 Hipro Electronics Taiwan Co Lt Half-bridge LLC resonant transformer having a synchronizing rectifying function
JP4320787B2 (ja) * 2007-05-21 2009-08-26 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP5303869B2 (ja) * 2007-06-04 2013-10-02 富士電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US20090086512A1 (en) * 2007-09-28 2009-04-02 Infineon Technologies Austria Ag Driving a primary-side switch and a secondary-side rectifier element in a switching converter
KR101378568B1 (ko) * 2008-01-04 2014-03-27 페어차일드코리아반도체 주식회사 동기 정류 회로
JP5397024B2 (ja) 2008-09-16 2014-01-22 富士電機株式会社 スイッチング電源装置、スイッチング電源制御回路およびスイッチング電源装置の制御方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1318896A (zh) * 2000-03-24 2001-10-24 索尼公司 开关电源电路

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