JP6714528B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給するためのスイッチング電源装置に関する。

従来、スイッチング電源装置を高効率化する手段として、例えば、特許文献１に示されている安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせてスイッチング電源装置を構成する方法がある。

非安定型コンバータは、フルブリッジコンバータ、ハーフブリッジコンバータ等を用いて、スイッチング素子のオンデューティを約５０％の固定デューティで動作させて用いる。これにより、トランスの導通率をほぼ１００％とすることが可能となり、トランスの利用率を高めることで高効率を実現する。また、スイッチング素子のオンデューティを約５０%の固定デューティで動作させて用いることからトランスの２次側には、わずかのオフ期間が存在するだけなので出力側の平滑回路は、平滑用のチョークコイルを設ける必要が無いか、もしくは、非常に小さなインダクタンスのチョークコイルで良いため、平滑回路の導通抵抗を低減することでも高効率化を図ることができる。

非安定型コンバータは、トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻数比で入力電圧を出力電圧に変換するコンバータであり、それ自身に出力電圧を制御する機能を持たないため、スイッチング電源装置として用いる場合には、安定型コンバータと組み合わせて用いられることが一般的である。そして、スイッチング電源装置の出力電圧を安定化するために、安定型コンバータに対してフィードバック制御を行う。

図５は安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせたスイッチング電源装置の一例を示した回路ブロック図である。特許文献１では、安定型コンバータとして昇圧チョッパー、非安定型コンバータとしてハーフブリッジコンバータにダイオードを用いた全波整流回路を組み合わせたスイッチング電源装置が開示されているが、後述の説明のために、本回路を変形したスイッチング電源装置を図５に示している。

図５に示すスイッチング電源装置は、安定型コンバータ１２として降圧チョッパー、非安定型コンバータ１４としてフルブリッジコンバータ１４ａとダイオードＤ５１，Ｄ５２を用いたセンタータップの整流回路１４ｂを組み合わせたスイッチング電源装置である。また、安定型コンバータ１２に対してフィードバック制御を行う回路を備えており、さらに、スイッチング電源装置が起動の際に出力電圧が急激に上昇してオーバーシュートする等の不具合を解消するためのソフトスタート回路２２を実装している。

（回路構成）
図５に示すように、安定型コンバータ１２に設けられた降圧チョッパーは、スイッチング素子ＴＲ１１、ダイオードＤ１１、インダクタＬ１１及びコンデンサＣ１１で構成され、スイッチング素子ＴＲ１１は、出力電圧検出回路１６、フィードバック制御回路１８及び安定型コンバータスイッチング素子制御回路２０によって制御され、安定化された所定の電圧Ｖ１を出力する。

安定型コンバータスイッチング素子制御回路２０は、ＰＷＭコンパレータ３０と三角波発生回路２８を持ち、ＰＷＭコンパレータ３０には、三角波発生回路２８から出力された三角波電圧Ｖｔｒｉとフィードバック制御回路１８から出力されたフィードバック信号電圧ＶＦＢが入力される。

ＰＷＭコンパレータ３０は三角波電圧Ｖｔｒｉがフィードバック信号電圧ＶＦＢよりも小さい場合はスイッチング素子ＴＲ１１をオン、三角波電圧Ｖｔｒｉがフィードバック信号電圧ＶＦＢよりも大きい場合はスイッチング素子ＴＲ１１をオフにする制御を行う。これにより、フィードバック信号電圧ＶＦＢが大きいときはスイッチング素子ＴＲ１１のデューティが広くなり、フィードバック信号電圧ＶＦＢが小さいときは、スイッチング素子ＴＲ１１のデューティが狭くなる。

入力電源１０から供給された電圧Ｖｉｎは、スイッチング素子ＴＲ１１で断続電圧に変換される。断続電圧はインダクタＬ１１とコンデンサＣ１１で整流平滑されることで電圧Ｖ１に変換される。

フィードバック制御回路１８は、誤差アンプ２４と基準電圧源２６を持ち、誤差アンプ２４には基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧検出回路１６の出力比例電圧Ｖｏ１が入力される。誤差アンプ２４は、出力比例電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいとフィードバック信号電圧ＶＦＢが小さくなるように制御し、出力比例電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいとフィードバック信号電圧ＶＦＢが大きくなるように制御することで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを所定の電圧に制御する。

ソフトスタート回路２２は、フィードバック信号電圧ＶＦＢを「コンデンサＣ２１の電圧＋トランジスタＴＲ２１のベース・エミッタ間電圧」でクランプする回路である。スイッチング電源装置を起動する場合には、トランジスタＴＲ２２をオフさせ、コンデンサＣ２１が抵抗Ｒ２１から供給される電流で充電されることで、コンデンサＣ２１の電圧が徐々に上昇するため、クランプされているフィードバック信号電圧ＶＦＢが徐々に上昇する。

この動作により、スイッチング素子ＴＲ１１のデューティを徐々に広げる動作を行うことが可能となり、ソフトスタート動作を行うことができる。また、トランジスタＴＲ２２をオンさせることでコンデンサＣ２１を放電し、フィードバック信号電圧ＶＦＢを低下させてスイッチング素子ＴＲ１１の動作を停止させることができる。

非安定型コンバータ１４は、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４を備えたフルブリッジコンバータ１４ａ、１次側巻線Ｎ１と２次側巻線Ｎ２を備えたトランスＴ５１、ダイオードＤ５１，Ｄ５２とを備えたセンタータップの整流回路１４ｂ及び平滑用のコンデンサＣｏで構成される。

非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４を制御するスイッチング素子駆動部３２は、非安定型コンバータスイッチング素子駆動パルス発生回路３６、分配回路３８、スイッチング素子駆動回路４０，４２で構成される。

非安定型コンバータスイッチング素子駆動パルス発生回路３６でデッドタイムを設けたスイッチング素子駆動パルスＶｓｗを生成する。スイッチング素子駆動パルスＶｓｗは、分配回路３８で１パルス毎にスイッチング素子駆動回路４０とスイッチング素子駆動回路４２に振り分けられる。この信号でスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４を駆動することで、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせを約５０％のデューティで相補的にオンオフすることができる。

非安定型コンバータスイッチング素子駆動パルス発生回路３６でデッドタイムを設けているのは、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンオフが切り替わる瞬間に、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせが同時にオンする状態がないようにするためである。同時にオンする状態があると、安定型コンバータ１２の出力が短絡された状態となり、スイッチング電源装置が故障する原因となる。

その他にも、非安定型コンバータ１４では、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンオフが切り替わる瞬間のデッドタイムを最適化すると、デッドタイム期間中にトランスＴ５１の励磁インダクタンスとスイッチング素子のドレイン・ソース間の寄生容量の共振現象を利用して、スイッチング素子のドレイン・ソース間の寄生容量に蓄えられた電荷を引き抜く動作を実現できる。寄生容量の電荷を引き抜いた後にスイッチング素子をオンすることで、ゼロボルトスイッチング動作を行うことが可能となり、スイッチング素子がオンする際の損失を低減することができる。

また、非安定型コンバータスイッチング素子駆動パルス発生回路３６からのスイッチング素子駆動パルスＶｓｗを分配回路３８で分配した信号で駆動しているのは、各スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４の組み合わせのオン時間を対称にすることでトランスＴ５１が偏磁してしまう不具合を防ぐためである。

非安定型コンバータ１４は安定型コンバータ１２から入力された電圧Ｖ１を断続電圧に変換する。断続電圧をトランスＴ５１に入力することで電圧変換を行う。安定型コンバータ１２より出力された電圧Ｖ１はトランスＴ５１の巻線の巻数比（Ｎ１：Ｎ２）で変換されて、ダイオードＤ５１およびダイオードＤ５２で整流され、コンデンサＣｏで平滑されてスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとなる。

センタータップの整流回路１４ｂは、ダイオードＤ５１及びダイオードＤ５２で構成され、トランスＴ５１から出力された電圧を整流する回路であり、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを出力する。出力電圧Ｖｏと入力電圧Ｖ１は式（１）の関係となる。
Ｖｏ＝Ｎ２／Ｎ１・Ｖ１ （１）

続いて、図５に示したスイッチング電源装置の動作を説明する。図６は図５のスイッチング電源装置における各部の動作波形を示したタイムチャートである。ここで、図６（Ａ）はソフトスタート回路２２に設けたトランジスタＴＲ２２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥを示し、図６（Ｂ）は安定型コンバータ１２の出力電圧Ｖ１を示し、図６（Ｃ）はＰＷＭコンパレータ３０に入力するフィードバック信号電圧ＶＦＢと三角波電圧Ｖｔｒｉを示し、図６（Ｄ）はスイッチング素子ＴＲ１１の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図６（Ｅ）はスイッチング素子駆動パルスＶｓｗ、図６（Ｆ）はスイッチング素子ＴＲ３１，ＴＲ３４の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図６（Ｇ）はスイッチング素子ＴＲ３２，ＴＲ３３の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示している。

（期間Ａの起動前）
期間Ａは、スイッチング電源装置が起動する前の状態であり、ソフトスタート回路２２のトランジスタＴＲ２２がオンしており、コンデンサＣ２１がトランジスタＴＲ２２で放電された状態となり、トランジスタＴＲ２１でフィードバック信号電圧ＶＦＢがクランプされて、ＶＦＢ＜Ｖｔｒｉとなり、スイッチング素子ＴＲ１１の動作が停止した状態となっている。

このとき、スイッチング電源装置の出力比例電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいため、フィードバック制御回路１８は、フィードバック信号電圧ＶＦＢを高くするように制御しようとする。ただし、フィードバック信号電圧ＶＦＢは、「コンデンサＣ２１の電圧＋トランジスタＴＲ２１のベース・エミッタ間電圧」でクランプされている。以降、説明をわかりやすくするため、トランジスタＴＲ２１のベース・エミッタ間電圧をゼロとして考えることとすると、コンデンサＣ２１はトランジスタＴＲ２２で放電されてゼロとなっているため、フィードバック信号電圧ＶＦＢもゼロにクランプされている。

（期間Ｂのソフトスタート動作）
図５のスイッチング電源装置を起動させるために、期間Ｂの最初でソフトスタート回路２２のトランジスタＴＲ２２をオフする。同時に、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４がオンオフ動作を開始する。非安定型コンバータ１４は、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせがデューティ約５０％で相補的にオンオフを繰り返す。

コンデンサＣ２１が抵抗Ｒ２１を介して充電され、コンデンサＣ２１の電圧が徐々に上昇する。コンデンサＣ２１の電圧上昇に合せてクランプされているフィードバック信号電圧ＶＦＢも徐々に上昇する。

ＰＷＭコンパレータ３０は、フィードバック信号電圧ＶＦＢが三角波電圧Ｖｔｒｉよりも高いときにスイッチング素子ＴＲ１１をオンさせる動作を行う。フィードバック信号電圧ＶＦＢが徐々に上昇するため、スイッチング素子ＴＲ１１のオンパルス幅が徐々に広がる。スイッチング素子ＴＲ１１のオンパルスが広くなると非安定型コンバータ１４の入力電圧Ｖ１となる安定型コンバータ１２の出力電圧Ｖ１が上昇する。

非安定型コンバータ１４は、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせがデューティ約５０％で相補的にオンオフを繰り返しているため、非安定型コンバータ１４の入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏは、トランスＴ５１の１次側巻線Ｎ１と２次側巻線Ｎ２の巻数に比例した関係を持つことになる。従って、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは、安定型コンバータ１２からの入力電圧Ｖ１に対して、トランスＴ５１の１次側巻線Ｎ１と２次側巻線Ｎ２の巻数に比例した関係を持つことになる。

（期間Ｃの定常動作）
スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏがフィードバック制御回路１８で決定される電圧に達すると、出力電圧Ｖｏが一定になるようにフィードバック制御回路１８がフィードバック信号電圧ＶＦＢを制御する。

ソフトスタート回路２２のコンデンサＣ２１の電圧はさらに上昇するが、トランジスタＴＲ２１はエミッターフォロワーで用いられているため、トランジスタＴＲ２１は逆バイアスとなってオフすることで、フィードバック信号電圧ＶＦＢがソフトスタート回路２２によりクランプされなくなり、スイッチング電源装置は定常動作している状態となる。

（安定型コンバータ＋非安定型コンバータの同期整流化）
図５のスイッチング電源装置をさらに高効率化する場合、非安定型コンバータ１４の整流回路１４ｂのダイオードＤ５１およびダイオードＤ５２をＭＯＳ−ＦＥＴに置き換えて同期整流を行うことが考えられる。

図７は図５の非安定型コンバータを同期整流としたスイッチング電源装置の例を示した回路ブロック図であり、図５のスイッチング電源装置における非安定型コンバータ１４のダイオードＤ５１およびＤ５２を同期整流素子ＴＲ５１および同期整流素子ＴＲ５２に変更して同期整流回路１４ｃとし、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２を制御する同期整流素子駆動部３４を追加している。

同期整流素子駆動部３４は、非安定型コンバータ同期整流素子駆動パルス発生回路４４、分配回路４６、同期整流素子駆動回路４８及び同期整流素子駆動回路５０で構成される。

同期整流素子駆動部３４により、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５１がオンし、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５２がオンするように制御が行われる。

図８は図７のスイッチング電源装置における各部の動作波形を示したタイムチャートである。ここで、図８（Ａ）はソフトスタート回路２２に設けたトランジスタＴＲ２２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥを示し、図８（Ｂ）は安定型コンバータ１２の出力電圧Ｖ１を示し、図８（Ｃ）はＰＷＭコンパレータ３０に入力するフィードバック信号電圧ＶＦＢと三角波電圧Ｖｔｒｉを示し、図８（Ｄ）はスイッチング素子ＴＲ１１の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図８（Ｅ）はスイッチング素子ＴＲ３１，ＴＲ３４の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図８（Ｆ）はスイッチング素子ＴＲ３２，ＴＲ３３の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図８（Ｇ）は同期整流素子ＴＲ５１の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図８（Ｈ）は同期整流素子ＴＲ５２の駆動信号によるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示している。

このとき、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンに対して、同期整流素子ＴＲ５１のオンが若干遅れるように制御を行うことで、同期整流素子ＴＲ５１のスイッチング損失を無くすことができる。これは同期整流素子ＴＲ５１がオフの状態で、ソースからドレインに向かって電流が流れる期間を作ることで、同期整流素子ＴＲ５１のドレイン・ソース間の寄生容量に蓄えられた電荷を放出した後に同期整流素子ＴＲ５１がオンすることが可能となり、寄生容量の電荷が同期整流素子ＴＲ５１のオンで短絡されしまうことによって発生する損失を無くすことができる。

また、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオフに対して、同期整流素子ＴＲ５１のオフが若干速くなるように制御を行うことで貫通電流による損失を無くすことができる。これは非安定型コンバータスイッチング素子駆動パルス発生回路３６でデッドタイムを設けることで、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンオフが切り替わる瞬間（トランスの極性が反転する瞬間）までに、同期整流素子ＴＲ５１を確実にオフさせることでトランスの出力側が短絡されてしまうことを防ぐことができる。同期整流素子ＴＲ５２も同期整流素子駆動部３４により同様の制御を行う。

スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５１がオンし、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５２がオンするように制御を行うだけでも、効率を向上させることが可能だが、上記のように同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２を高度に制御することで、さらに高効率なスイッチング電源装置を得ることができる。

特開２０１４−２２０８６２号公報

（非安定型コンバータを同期整流化した場合の問題点１）
ところで、図７に示したスイッチング電源装置の出力側に電圧を印加した状態でソフトスタート動作を行うと、スイッチング電源装置の出力側から内部に向かって大きな電流が流れ、スイッチング電源装置が故障してしまうと言う問題を持つ。以下、理由を説明する。

図８の期間Ａは、図７のスイッチング電源装置が起動する前の状態であり、ソフトスタート回路２２のトランジスタＴＲ２２がオンしており、コンデンサＣ２１がトランジスタＴＲ２２で放電された状態となり、トランジスタＴＲ２１でフィードバック信号電圧ＶＦＢがクランプされて、ＶＦＢ＜Ｖｔｒｉとなり、スイッチング素子ＴＲ１１の動作が停止した状態となっている。

この状態では、安定型コンバータ１２のコンデンサＣ１１が完全に放電された状態になっており、安定型コンバータ１２の出力電圧Ｖ１がゼロの状態になっている。

図７のスイッチング電源装置を起動させるために、期間Ｂの最初でソフトスタート回路２２のトランジスタＴＲ２２をオフする。同時に、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４、同期整流素子ＴＲ５１、ＴＲ５２がオンオフ動作を開始する。非安定型コンバータ１４は、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせがデューティ約５０％で相補的にオンオフを繰り返す。また、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５１がオンし、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５２がオンする動作が行われる。

スイッチング電源装置がソフトスタート動作を開始すると安定型コンバータ１２の出力電圧Ｖ１がゆっくりと上昇する動作となる。ソフトスタート動作を開始すると同時に、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４および同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２がデューティ約５０％で相補的にオンオフを繰り返す動作が行われる。

同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２であるＭＯＳ−ＦＥＴはオンすることで、ソースからドレイン方向の電流だけでなく、ドレインからソース方向の電流も流すことができるようになるため、スイッチング電源装置の出力側に電圧が印加されていると、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏが先の式（１）の関係になるように入力電圧Ｖ１が上昇するまで非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ電流が流れ込む。

入力電圧Ｖ１は安定型コンバータ１２の出力電圧であり、コンデンサＣ１１の電圧であるので、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ流れ込む電流はコンデンサＣ１１の充電電流となる。コンデンサＣ１１が充電されて電圧が上昇し、式（１）の関係を満たすと電流が停止する。

非安定型コンバータ１４の出力側から入力側に向かって流れる電流経路は、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２、トランスＴ５１の２次側巻線Ｎ２と１次側巻線Ｎ１、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４を含む各素子を接続する配線であり、通常のスイッチング電源装置では損失を低減するためにこれらの抵抗値が小さくなるよう設計が行われているため、上記の非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ流れ込む電流は、非常に大きな値となるため、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２やスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４に大きなストレスを与えることになり、最悪の場合、スイッチング電源装置を破壊させることになる。

（非安定型コンバータを同期整流化した場合の問題点２）
同期整流の非安定型コンバータ１４は、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５１がオンし、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンに同期して同期整流素子ＴＲ５２がオンするように制御を行うだけでも、効率を向上させることが可能だが、先の説明で示したような高度な制御を行うことで効率を向上させることができる。

ただし、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンに対して、同期整流素子ＴＲ５１のオンが若干遅れる制御における遅れ時間は、同期整流素子ＴＲ５１のドレイン・ソース間の寄生容量に蓄えられた電荷量に対して正確に制御する必要があり、寄生容量に蓄えられた電荷が放出された直後に同期整流素子ＴＲ５１がオンしないと、同期整流素子ＴＲ５１の寄生ダイオードに電流が流れることになり損失が発生する。

また、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオフに対して、同期整流素子ＴＲ５１のオフが若干速くなるように行う制御においても、同期整流素子ＴＲ５１のオフが速すぎると同期整流素子ＴＲ５１の寄生ダイオードに電流が流れることになり損失が発生する。同期整流素子ＴＲ５２も同様となる。

さらに、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンオフが切り替わる瞬間のデッドタイムが小さい場合は、スイッチング素子のドレイン・ソース間の寄生容量に蓄えられた電荷を引き抜く前にスイッチング素子がオンすることになるためゼロボルトスイッチングを行うことができないことによる損失が発生し、大きい場合は、一端引き抜かれた寄生容量の電荷が、トランスＴ５１の励磁インダクタンスとスイッチング素子のドレイン・ソース間の寄生容量の共振現象によって戻されることになり、寄生容量に電荷が蓄えられた状態でスイッチング素子がオンすることになるためゼロボルトスイッチングを行うことができないため損失が発生する。

同期整流化した非安定型コンバータの効率を向上させるためには、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２を高度に制御する必要があるが、遅れ時間等を正確に制御する回路を設計することが難しいと言った問題がある。

本発明は、同期整流化した非安定型コンバータの逆流電流を抑制すると共に、スイッチング素子および同期整流素子のデッドタイムを正確に制御することで高効率化を実現したスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

（スイッチング電源装置）
本発明は、２組のスイッチング素子がトランスの１次側に接続され、２組の同期整流素子がトランスの２次側に接続され、２組のスイッチング素子を相補的にオンオフすると共に２組のスイッチング素子のオンオフに同期して２組の同期整流素子を相補的にオンオフすることで、入力電圧をトランスで決定される所定の比率で変換して出力電圧を生成する非安定型コンバータで構成されたスイッチング電源装置であって、スイッチング電源装置の起動時には、２組のスイッチング素子を所定のデッドタイムを持った、約５０％のオンデューティで相補的にオンオフさせ、２組の同期整流素子は狭いオンデューティで相補的にオンオフさせ、その後、２組の同期整流素子を所定の時間の間に徐々にオンデューティを広げ、定常動作時には、２組のスイッチング素子および２組の同期整流素子を共に約５０％のオンデューティで相補的にオンオフさせるように制御させる駆動パルス生成回路が設けられたことを特徴とする。

（駆動パルス生成回路とその制御）
駆動パルス生成回路は、設定部、クロック部、カウンタ、第１比較部、第２比較部、第３比較部、第４比較部、第１出力部、及び、第２出力部で構成され、
設定部は、所定の第１設定値（Ｒ１）、第２設定値（Ｒ２）、第３設定値（Ｒ３）、及び第４設定値（Ｒ４）を、第１比較部、第２比較部、第３比較部、及び第４比較部の各々へ出力し、
クロック部は、所定の周期をもつクロック信号をカウンタへ出力し、
カウンタは、クロック信号をカウントすることでカウント値を生成して第１乃至第４比較部へ出力すると共に第１比較部が出力する信号が入力されることでカウント値をリセットし、
第１比較部は、カウント値が第１設定値（Ｒ１）で決定される値に達すると第１出力部の一方の入力とカウンタへ信号を出力し、
第２比較部は、カウント値が第２設定値（Ｒ２）で決定される値に達すると第１出力部の他方の入力へ信号を出力し、
第３比較部は、カウント値が第３設定値（Ｒ３）で決定される値に達すると第２出力部の一方の入力へ信号を出力し、
第４比較部は、カウント値が第４設定値（Ｒ４）で決定される値に達すると第２出力部の他方の入力へ信号を出力し、
第１出力部は、一方の入力に第１比較部からの信号が入力されると出力を非反転レベルに保持し、他方の入力に第２比較部からの信号が入力されると出力を反転レベルに保持する機能を備えており、第１出力部の出力をスイッチング素子駆動パルスとして用いることで２組のスイッチング素子を相補的にオンオフさせ、
第２出力部は、一方の入力に第３比較部からの信号が入力されると出力を非反転レベルに保持し、他方の入力に第４比較部からの信号が入力されると出力を反転レベルに保持する機能を備えており、第２出力部の出力を同期整流素子駆動パルスとして用いることにより２組の同期整流素子を相補的にオンオフさせる。

（同期整流のソフトスタート動作）
設定部は、更に、スイッチング電源装置が起動する際に、第４設定値（Ｒ４）を時間の経過と共に増加させることにより、所定の時間の間に徐々に２組の同期整流素子のオンデューティを広げる制御を行う。

（第１乃至第４設定値の機能）
第１設定値（Ｒ１）によって、２組のスイッチング素子のスイッチング素子駆動パルス周期が設定され、
第２設定値（Ｒ２）によって、２組のスイッチング素子を相補的にオンオフする際の同時オンによる貫通電流を防ぐための第１デッドタイムが決定され、
第３設定値（Ｒ３）によって、２組のスイッチング素子に相補的にオンしてから２組の同期整流素子が相補的にオンするまでの第２デッドタイムが決定され、
第４設定値（Ｒ４）によって、２組の同期整流素子の相補的なオフを２組のスイッチング素子の相補的なオフよりも速くするための第３デッドタイムが決定される。

（スイッチング素子と同期整流素子の駆動部）
更に、
駆動パルス生成回路が出力するスイッチング素子駆動パルスを分配した信号によって２組のスイッチング素子を相補的にオンオフするように動作させ、
駆動パルス生成回路が出力する同期整流素子駆動パルスを分配した信号によって２組の同期整流素子を相補的にオンオフするように動作させる。

（非安定型コンバータと安定型コンバータの組み合わせ）
非安定型コンバータの前段に、出力電圧を所定の電圧に安定化する機能を備えた安定型コンバータを接続し、安定型コンバータの出力を非安定型コンバータの入力とし、非安定型コンバータの出力をスイッチング電源装置の出力とする。

（基本的な効果）
本発明は、２組のスイッチング素子がトランスの１次側に接続され、２組の同期整流素子がトランスの２次側に接続され、２組のスイッチング素子を相補的にオンオフすると共に２組のスイッチング素子のオンオフに同期して２組の同期整流素子を相補的にオンオフすることで、入力電圧をトランスで決定される所定の比率で変換して出力電圧を生成する非安定型コンバータで構成されたスイッチング電源装置であって、スイッチング電源装置の起動時には、２組のスイッチング素子を所定のデッドタイムを持った、約５０％のオンデューティで相補的にオンオフさせ、２組の同期整流素子は狭いオンデューティで相補的にオンオフさせ、その後、２組の同期整流素子を所定の時間の間に徐々にオンデューティを広げ、定常動作時には、２組のスイッチング素子および２組の同期整流素子を共に約５０％のオンデューティで相補的にオンオフさせるように制御させる駆動パルス生成回路が設けられたため、従来の同期整流を備えた非安定型コンバータの出力側に電圧を印加した状態で非安定型コンバータを起動した場合、大きな逆流電流が流れて非安定型コンバータが破壊するが、本発明では、非安定型コンバータが起動する際に同期整流素子のオン期間をゆっくりと増加させる制御を行うことで、トランスの漏れインダクタンスにより逆流電流を抑制し、非安定型コンバータを安全に起動することができるようになる。

（駆動パルス生成回路とその制御による効果）
また、駆動パルス生成回路は、設定部、クロック部、カウンタ、第１比較部、第２比較部、第３比較部、第４比較部、第１出力部、及び第２出力部で構成され、設定部は、所定の第１設定値（Ｒ１）、第２設定値（Ｒ２）、第３設定値（Ｒ３）、及び第４設定値（Ｒ４）を、第１比較部、第２比較部、第３比較部及び第４比較部の各々へ出力し、クロック部は、所定の周期をもつクロック信号をカウンタへ出力し、カウンタは、クロック信号をカウントすることでカウント値を生成して第１乃至第４比較部へ出力すると共に第１比較部が出力する信号が入力されることでカウント値をリセットし、第１比較部は、カウント値が第１設定値（Ｒ１）で決定される値に達すると第１出力部の一方の入力とカウンタへ信号を出力し、第２比較部は、カウント値が第２設定値（Ｒ２）で決定される値に達すると第１出力部の他方の入力へ信号を出力し、第３比較部は、カウント値が第３設定値（Ｒ３）で決定される値に達すると第２出力部の一方の入力へ信号を出力し、第４比較部は、カウント値が第４設定値（Ｒ４）で決定される値に達すると第２出力部の他方の入力へ信号を出力し、第１出力部は、一方の入力に第１比較部からの信号が入力されると出力を非反転レベルに保持し、他方の入力に第２比較部からの信号が入力されると出力を反転レベルに保持する機能を備えており、第１出力部の出力をスイッチング素子駆動パルスとして用いることで２組のスイッチング素子を相補的にオンオフさせ、第２出力部は、一方の入力に第３比較部からの信号が入力されると出力を非反転レベルに保持し、他方の入力に第４比較部からの信号が入力されると出力を反転レベルに保持する機能を備えており、第２出力部の出力を同期整流素子駆動パルスとして出力して２組の同期整流素子を相補的にオンオフさせ、設定部は、更に、スイッチング電源装置が起動する際に、第４設定値（Ｒ４）を時間の経過と共に増加させることにより、所定の時間の間に徐々に２組の同期整流素子のオンデューティを広げる制御を行うようにし、更に、第１設定値（Ｒ１）によって、２組のスイッチング素子のスイッチング素子駆動パルス周期が設定され、第２設定値（Ｒ２）によって、２組のスイッチング素子を相補的にオンオフする際の同時オンによる貫通電流を防ぐと同時にゼロボルトスイッチング動作を行うための第１デッドタイムが決定され、第３設定値（Ｒ３）によって、２組のスイッチング素子に相補的にオンしてから２組の同期整流素子が相補的にオンするまでの寄生容量の電荷の放出期間を作るための第２デッドタイムが決定され、第４設定値（Ｒ４）によって、２組の同期整流素子の相補的なオフを２組のスイッチング素子の相補的なオフよりも速くするための第３デッドタイムが決定されるようにしたため、非安定型コンバータが起動する際に同期整流素子のオン期間をゆっくりと増加させる制御を行うことで、トランスの漏れインダクタンスにより逆流電流を抑制する効果に加え、スイッチング素子および同期整流素子のデッドタイムを正確に制御することができ、同期整流を備えた非安定型コンバータを更に高効率化することが可能になる。

（スイッチング素子と同期整流素子の駆動部による効果）
また、駆動パルス生成回路が出力するスイッチング素子駆動パルスを分配した信号によって２組のスイッチング素子を相補的にオンオフするように動作させ、駆動パルス生成回路が出力する同期整流素子駆動パルスを分配した信号によって２組の同期整流素子を相補的にオンオフするように動作させたため、２組のスイッチング素子及び同期整流素子の相補的なオン時間を対称にすることでトランスが偏磁してしまう不具合を防ぐことができる。

（非安定型コンバータと安定型コンバータの組み合わせによる効果）
また、非安定型コンバータの前段に、出力電圧を所定の電圧に安定化する機能を備えた安定型コンバータを接続し、安定型コンバータの出力を非安定型コンバータの入力とし、非安定型コンバータの出力をスイッチング電源装置の出力とするようにしたため、非安定型コンバータに安定型コンバータと組み合わせてフィードバック制御を行うことで、出力電圧を安定化するスイッチング電源装置が実現できる。

本発明のスイッチング電源装置を構成する非安定型コンバータの実施形態を示した回路ブロック図 図１の駆動パルス生成回路における各部の動作波形を示したタイムチャート 図１の非安定型コンバータの実施形態で出力側に電圧が印加されていない場合の各部の動作波形を示したタイムチャート 図１の非安定型コンバータの実施形態で出力側に電圧が印加されている場合の各部の動作波形を示したタイムチャート 安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせたスイッチング電源装置の一例を示した回路ブロック図 図５のスイッチング電源装置における各部の動作波形を示したタイムチャート 図５の非安定型コンバータを同期整流としたスイッチング電源装置の例を示した回路ブロック図 図７のスイッチング電源装置における各部の動作波形を示したタイムチャート

図１は本発明のスイッチング電源装置を構成する非安定型コンバータの実施形態を示した回路ブロック図である。

（回路構成）
図１に示すように、非安定型コンバータ１４は、フルブリッジコンバータ１４ａ、同期整流回路１４ｃ、スイッチング素子駆動部３２、同期整流素子駆動部３４、および、駆動パルス生成回路５２で構成される。以下の説明は、フルブリッジコンバータ１４ａを例にして説明を行うが、本発明は、ハーフブリッジコンバータやプッシュプルコンバータ等の同様の動作を行うコンバータに置き換えることができる。

フルブリッジコンバータ１４ａは、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせを約５０％のデューティで相補的にオンオフすることで入力電圧Ｖｉｎを断続電圧に変換する。断続電圧をトランスＴ５１に入力することで電圧変換を行う。入力電圧ＶｉｎはトランスＴ５１の巻線の巻数比（Ｎ１：Ｎ２）で変換された電圧に変換される。

同期整流回路１４ｃは、トランスＴ５１から出力された電圧を整流し、出力電圧Ｖｏを出力する。ここで、出力電圧Ｖｏと入力電圧Ｖｉｎは、
Ｖｏ＝Ｎ２／Ｎ１・Ｖｉｎ
の関係を持つ。

同期整流回路１４ｃは、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンオフに同期し、同期整流素子ＴＲ５１と同期整流素子ＴＲ５２が相補的にオンオフする動作を行う。スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせがオンするときには、同期整流素子ＴＲ５１がオンする。スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせがオンするときには、同期整流素子ＴＲ５２がオンする。

駆動パルス生成回路５２は、設定部６０、クロック部５４、カウンタ５６、比較部６２，６４，６６，６８及び出力部７０，７２で構成され、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗおよび同期整流素子駆動パルスＶｓｒを生成する。

設定部６０は、ＣＰＵ及び出力ポート等を備えたデジタルプロセッサであり、設定値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を比較部６２，６４，６６，６８へ出力する。ここで、設定値Ｒ１は第１設定値、設定値Ｒ２は第２設定値、設定値Ｒ３は第３設定値、設定値Ｒ４は第４設定値に対応する。

また、設定部６０は設定値Ｒ１〜Ｒ３を所定の固定値として出力するが、比較部６８に出力する設定値Ｒ４は、起動指示が与えられた場合に、所定の最小値から所定の固定値に向けてゆっくりと増加させ、これにより非安定型コンバータ１４が起動する際に同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間をゆっくりと増加させる制御を行う。

クロック部５４は、所定の周期Ｔｃｋをもつクロック信号ＣＫをカウンタへ出力する。
カウンタ５６は、クロック信号ＣＫをカウントし、カウント値ＮＣＴを比較部６２，６４，６６，６８へ出力する。またカウンタ５６は、比較部６２が出力する信号が入力されると、カウント値ＮＣＴを０にリセットする。

比較部６２は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ１が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ１と一致すると出力部７０のＳ端子とカウンタ５６へ信号を出力する。

比較部６４は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ２が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ２と一致すると出力部７０のＲ端子へ信号を出力する。

比較部６６は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ３が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ３と一致すると出力部７２のＳ端子へ信号を出力する。比較部６８は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ４が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ４と一致すると出力部７２のＲ端子へ信号を出力する。

出力部７０は、ＲＳフリップフロップであり、Ｓ端子に信号が入力されると、出力端子であるＱ端子の出力レベルを非反転レベルに設定し、Ｓ端子の信号の入力が無くなってもこの出力レベルを維持し、Ｒ端子に信号が入力されるとＱ端子の出力レベルを反転レベルに設定し、Ｒ端子の信号の入力が無くなってもこの出力レベルを維持する動作を行う。出力部７０のＱ端子の出力は、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗとしてスイッチング素子駆動部３２へ出力される。

出力部７２もＲＳフリップフロップであり、同様に、Ｓ端子に信号が入力されると、出力端子であるＱ端子の出力レベルを非反転レベルに設定し、Ｓ端子の信号の入力が無くなってもこの出力レベルを維持し、Ｒ端子に信号が入力されるとＱ端子の出力レベルを反転レベルに設定し、Ｒ端子の信号の入力が無くなってもこの出力レベルを維持する動作を行う。出力部７２のＱ端子の出力は、同期整流素子駆動パルスＶｓｒとして同期整流素子駆動部３４へ出力される。

スイッチング素子駆動部３２は、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗが入力され、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４を駆動する。本実施形態では、分配回路３８をスイッチング素子駆動部３２内に備えることで、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗをスイッチング素子駆動回路４０，４２に対しスイッチング素子駆動信号ＶｓｗＡ，ＶｓｗＢとして振り分けているが、分配回路３８は駆動パルス生成回路５２内に備えた構成とすることもできる。

同期整流素子駆動部３４は、同期整流素子駆動パルスＶｓｒが入力され、同期整流素子ＴＲ５１、同期整流素子ＴＲ５２を駆動する。本実施形態では、分配回路４６を同期整流素子駆動部３４内に備えることで、同期整流素子駆動パルスＶｓｒを同期整流素子駆動回路４８，５０に対し同期整流素子駆動信号ＶｓｒＡ，ＶｓｒＢに振り分けているが、分配回路４６は駆動パルス生成回路５２内に備えた構成とすることもできる。

（駆動パルス生成回路の動作）
図２は図１の駆動パルス生成回路における各部の動作波形を示したタイムチャートである。ここで、図２（Ａ）はクロック信号ＣＫを示し、図２（Ｂ）はカウント値ＮＣＴを示し、図２（Ｃ）はスイッチング素子駆動パルスＶｓｗを示し、図２（Ｄ）は同期整流素子駆動パルスＶｓｒを示し、図２（Ｅ）はスイッチング素子駆動信号ＶｓｗＡを示し、図２（Ｆ）はスイッチング素子駆動信号ＶｓｗＢを示し、図２（Ｇ）は同期整流素子駆動信号ＶｓｒＡを示し、図２（Ｈ）は同期整流素子駆動信号ＶｓｒＢを示している。

以下、図２を基に駆動パルス生成回路の動作を示す。クロック部５４から、クロック周期Ｔｃｋを持つクロック信号ＣＫがカウンタ５６へ出力される。カウンタ５６は、クロック信号ＣＫをカウントし、カウント値ＮＣＴを比較部６２，６４，６６，６８へ出力する。また、カウンタ５６ は、比較部６２が出力する信号が入力された後、次のクロック信号ＣＫの入力でカウント値ＮＣＴを０にリセットする。

比較部６２は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ１が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ１と一致すると出力部７０のＳ端子とカウンタ５６へ信号を出力する。設定値Ｒ１は、スイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐを決定する。カウント値ＮＣＴは０から始まりクロック信号ＣＫが入力される毎にカウント値ＮＣＴが１ずつ増加し、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ１に達すると比較部６２が信号を出力する。

比較部６２が信号を出力すると、出力部７０のＱ端子の出力レベルが非反転レベルに設定される。同時に、カウンタ５６のカウント値ＮＣＴがリセットされカウント値ＮＣＴが０となる。カウント値ＮＣＴがリセットされる周期が、スイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐとなるので、
Ｔｐ＝（クロック周期Ｔｃｋ）×（設定値Ｒ１）
となる。

比較部６４は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ２が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ２と一致すると出力部７０のＲ端子へ信号を出力する。比較部６４が信号を出力すると、出力部７０のＱ端子の出力レベルが反転レベルに設定される。従って、設定値Ｒ２によって、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗの出力レベルが非反転レベルから反転レベルに変化するタイミングを設定することができる。

その結果、クロック周期Ｔｃｋと設定値Ｒ１によって、スイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐが決定され、設定値Ｒ１と設定値Ｒ２の差（Ｒ１−Ｒ２）によって、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗのデッドタイム（第１デッドタイム）ｔｄｓｗ（出力レベルが反転レベルになっている期間）を作ることができる。

比較部６６は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ３が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ３と一致すると出力部７２のＳ端子へ信号を出力する。比較部６６が信号を出力すると、出力部７２のＱ端子の出力レベルが非反転レベルに設定される。従って、設定値Ｒ３によって、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗと同期整流素子駆動パルスＶｓｒの出力レベルが反転レベルから非反転レベルに変化する状態におけるデッドタイム（第２デッドタイム）ｔｄｓｒ１を設定することができる。

比較部６８は、カウント値ＮＣＴと設定値Ｒ４が入力されており、カウント値ＮＣＴが設定値Ｒ４と一致すると出力部７２のＲ端子へ信号を出力する。比較部６８が信号を出力すると、出力部７２のＱ端子の出力レベルが反転レベルに設定される。従って、設定値Ｒ２と設定値Ｒ４の差（Ｒ２−Ｒ４）によって、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗと同期整流素子駆動パルスＶｓｒの出力レベルが非反転レベルから反転レベルに変化する状態におけるデッドタイム（第３デッドタイム）ｔｄｓｒ２を設定することができる。

以上により、設定値Ｒ１によって、スイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐを決定することができる。設定値Ｒ２によって、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４をオンオフする際の同時オンによる貫通電流の防止とゼロボルトスイッチング動作を実現するためのデッドタイムｔｄｓｗを決定することができる。

また、設定値Ｒ３によって、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせがオンしてから同期整流素子ＴＲ５１がオンするまでの寄生容量の電荷の放出期間を作るためのデッドタイムｔｄｓｒ１、及びスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせがオンしてから同期整流素子ＴＲ５２がオンするまでの寄生容量の電荷の放出期間を作るためのデッドタイムｔｄｓｒ１を決定することができる。

更に、設定値Ｒ４によって、同期整流素子ＴＲ５１のオフをスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオフよりも速くすることで同期整流素子ＴＲ５１がトランスＴ５１の出力側を短絡してしまうことを防ぐためのデッドタイムｔｄｓｒ２、及び同期整流素子ＴＲ５２のオフをスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオフよりも速くすることで同期整流素子ＴＲ５２がトランスＴ５１の出力側を短絡してしまうことを防ぐためのデッドタイムｔｄｓｒ２を設定することができる。

例えば、図２のように、クロック周期Ｔｃｋ=１００ｎｓｅｃ、設定値Ｒ１=１００、Ｒ２=９９、設定値Ｒ３=１、設定値Ｒ４=９７とすると、スイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐ=１００ｎｓｅｃ×１００クロック=１０μｓｅｃに対して僅かなデッドタイムｔｄｓｗ＝（Ｒ１―Ｒ２）×Ｔｃｋ＝１００ｎｓｅｃを持ったデューティがほぼ１００％のスイッチング素子駆動パルスＶｓｗを生成することができる。

スイッチング素子駆動パルスＶｓｗは、スイッチング素子駆動回路４０，４２でスイッチング素子駆動信号ＶｓｗＡ，ＶｓｗＢに分配されて各スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４に出力するため、スイッチング電源装置としてのスイッチング周期Ｔｓｗはスイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐの２倍になり、
Ｔｓｗ＝Ｔｐ×２=２００μｓｅｃ
となる。

スイッチング素子駆動信号ＶｓｗＡおよびスイッチング素子駆動信号ＶｓｗＢはスイッチング素子駆動パルスＶｓｗをスイッチング素子駆動回路４０，４２へ分配して作られるため、それぞれデューティがほぼ５０％のパルス信号となり、スイッチング素子駆動信号ＶｓｗＡの反転レベルへの立下りからスイッチング素子駆動信号ＶｓｗＢの非反転レベルへの立上りの時間がスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせがオンオフする際のデッドタイムｔｄｓｗとなる。

また、同期整流素子ＴＲ５１のオンはスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンに対して
ｔｄｓｒ１＝Ｒ３×Ｔｃｋ＝１００ｎｓｅｃ
だけ遅れるように設定されており、同期整流素子ＴＲ５１のオフはスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオフに対して
ｔｄｓｒ２=（Ｒ２―Ｒ４）×Ｔｃｋ＝２００ｎｓｅｃ
だけ速くなるように設定されている。

同期整流素子ＴＲ５２についても同様であり、同期整流素子ＴＲ５２のオンはスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンに対して
ｔｄｓｒ１＝Ｒ３×Ｔｃｋ＝１００ｎｓｅｃ
だけ遅れるように設定されており、同期整流素子ＴＲ５２のオフはスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオフに対して
ｔｄｓｒ２=（Ｒ２―Ｒ４）×Ｔｃｋ＝２００ｎｓｅｃ
だけ速くなるように設定されている。

設定値Ｒ１〜Ｒ４は設定部６０からの指示で設定される値であるので、これらを変更することで任意のスイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐとデッドタイムｔｄｓｗを持ったスイッチング素子駆動信号ＶｓｗＡ，ＶｓｗＢおよびデッドタイムｔｄｓｒ１，ｔｄｓｒ２を持った同期整流素子駆動信号ＶｓｒＡ，ＶｓｒＢを作ることができる。

（非安定型コンバータの出力側に電圧が印加されていない場合の動作）
図３は図１の非安定型コンバータの実施形態で出力側に電圧が印加されていない場合の各部の動作波形を示したタイムチャートである。ここで、図３（Ａ）は出力電圧Ｖｏを示し、図３（Ｂ）は入力電圧Ｖｉｎを示し、図３（Ｃ）はスイッチング素子ＴＲ３１，ＴＲ３４の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図３（Ｄ）はスイッチング素子ＴＲ３２，ＴＲ３３の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図３（Ｅ）は同期整流素子ＴＲ５１の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図３（Ｆ）は同期整流素子ＴＲ５２の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示す。

図１のスイッチング電源装置の出力側に電圧が印加されていない状態で、入力側の電圧がゆっくり上昇した場合の動作について図３を基に説明すると次のようになる。

本実施形態のスイッチング電源装置である非安定型コンバータ１４の入力側には、図５の従来例で示した安定型コンバータ（図示せず）が接続されている場合を想定している。安定型コンバータがソフトスタート動作を行うことで、本実施形態の非安定型コンバータ１４の入力側の電圧Ｖｉｎがゆっくり上昇する。

期間Ａは、入力側の安定型コンバータおよび本実施形態の非安定型コンバータ１４ともに停止している状態である。

期間Ｂの最初で、入力側の安定型コンバータがソフトスタート動作を開始し、本実施形態の非安定型コンバータ１４の入力電圧Ｖｉｎがゆっくり上昇する。入力側の安定型コンバータがソフトスタート動作を開始すると同時に、本実施形態の非安定型コンバータも駆動パルス生成回路５２に起動指示が与えられることで動作を開始する。

本実施形態の非安定型コンバータ１４は、駆動パルス生成回路５２の設定部６０により設定値Ｒ１およびＲ２は固定値が与えられている。例えば、図２のようにＲ１=１００、Ｒ２=９９が与えられており、非安定型コンバータ１４の動作が開始されると、駆動パルス生成回路５２が生成するスイッチング素子駆動パルスＶｓｗによってスイッチング素子駆動部３２がスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせを約５０%のデューティで相補的にオンオフする制御が行われる。スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４の動作は、図５に示した従来例の非安定型コンバータ１４と同様である。

駆動パルス生成回路５２の設定部６０により設定値Ｒ３も固定値が与えられており、例えば、図２のようにＲ３=１が与えられている。

駆動パルス生成回路５２の設定部６０により、設定値Ｒ４は、非安定型コンバータ１４の動作開始直後は、Ｒ３以上の値である小さな値が与えられており、その後、Ｒ２以下の値までゆっくり増加するように制御が行われる。例えば、非安定型コンバータ１４の動作開始直後はＲ４=２が与えられており、その後、ゆっくり増加し、最終値は図２のようにＲ４=９７となるように制御が行われる。

これにより、本実施形態の非安定型コンバータ１４の動作開始直後は、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間が短く、ゆっくりとオン期間が増加し、最終的にはスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンよりも僅かに遅く同期整流素子ＴＲ５１がオンし、同様に、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンよりも僅かに遅く同期整流素子ＴＲ５２がオンし、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオフよりも僅かに速く同期整流素子ＴＲ５１がオフし、同様に、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオフよりも僅かに速く同期整流素子ＴＲ５２がオフするようになる。

このように非安定型コンバータ１４の動作開始の際の同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２の動作が従来例の非安定型コンバータと異なることが本発明の特徴である。

期間Ｂでは、入力側の安定型コンバータのソフトスタート動作によって非安定型コンバータ１４の入力電圧Ｖｉｎが上昇する。非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４のオンオフにより、（Ｎ２／Ｎ１）・Ｖｉｎの電圧がトランスＴ５１の２次側巻線Ｎ２に発生する。非安定型コンバータ１４の出力側には電圧が印加されていないことから、非安定型コンバータ１４の入力側から出力側に向かって電流が流れることになるため、同期整流素子ＴＲ５１又は同期整流素子ＴＲ５２がオフしている場合でも同期整流素子ＴＲ５１又は同期整流素子ＴＲ５２の寄生ダイオードを介して電流が流れることになり、上記の同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間がゆっくりと増加する制御により同期整流のオン期間が短く制御されていても、非安定型コンバータ１４は電流を出力することができる。期間Ｂの最後で安定型コンバータ１４のソフトスタート動作が完了する。

期間Ｃでは、非安定型コンバータ１４の入力電圧Ｖｉｎが一定となるが、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間がゆっくりと増加する動作は続いている状態となっている。同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２がオフの期間は寄生ダイオードを介して電流が流れているため、寄生ダイオードの順方向電圧降下分だけ出力電圧が降下することになる。

従って、非安定型コンバータ１４の出力電圧Ｖｏは、トランスＴ５１の２次側巻線Ｎ２に発生する電圧に対して寄生ダイオードの順方向電圧降下分だけ電圧が低下した状態となる。期間Ｃでは、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間がゆっくりと増加していくため、寄生ダイオードによる電圧降下の影響が徐々に小さくなることで、非安定型コンバータ１４の出力電圧Ｖｏが徐々に増加する。同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間がゆっくりと増加する動作を行うことで非安定型コンバータ１４の出力電圧Ｖｏのオーバーシュートの発生を防いでいる。

期間Ｃの最後で、設定値Ｒ４の増加が停止し、非安定型コンバータ１４の同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオンデューティがほぼ５０%に達し、出力電圧Ｖｏの上昇が停止する。

期間Ｄは、非安定型コンバータ１４が定常状態になっており、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４および同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２ともに、オンデューティがほぼ５０%となって動作している。

（非安定型コンバータの出力側に電圧が印加されている場合の動作）
図４は図１の非安定型コンバータの実施形態で出力側に電圧が印加されている場合の各部の動作波形を示したタイムチャートである。ここで、図４（Ａ）は出力電圧Ｖｏを示し、図４（Ｂ）は入力電圧Ｖｉｎを示し、図４（Ｃ）はスイッチング素子ＴＲ３１，ＴＲ３４の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図４（Ｄ）はスイッチング素子ＴＲ３２，ＴＲ３３の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図４（Ｅ）は同期整流素子ＴＲ５１の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図４（Ｆ）は同期整流素子ＴＲ５２の駆動信号となるゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示す。

図１のスイッチング電源装置の出力側に電圧が印加されている状態で、入力側の電圧がゆっくり上昇した場合の動作について図４を基に説明すると次のようになる。

本実施形態のスイッチング電源装置である非安定型コンバータ１４の入力側には何も接続されていないものとして以下説明を行う。

期間Ａは、本実施形態の非安定型コンバータ１４が停止している状態である。

期間Ｂの最初で、入力側の安定型コンバータがソフトスタート動作を開始し、本実施形態の非安定型コンバータ１４の入力電圧Ｖｉｎがゆっくり上昇し、本実施形態の非安定型コンバータ１４も動作を開始する。

先に説明したと同様に、駆動パルス生成回路５２の設定部６０により設定値Ｒ１およびＲ２は固定値が与えられている。例えば、図２のようにＲ１=１００、Ｒ２=９９が与えられており、動作が開始されると、駆動パルス生成回路５２が生成するスイッチング素子駆動パルスＶｓｗによってスイッチング素子駆動部３２がスイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせを約５０％のデューティで相補的にオンオフする制御が行われる。

先に説明したと同様に、駆動パルス生成回路５２の設定部６０により、設定値Ｒ３も固定値が与えられており、例えば、図２のようにＲ３=１が与えられている。

また、先に説明したと同様に、駆動パルス生成回路５２の設定部６０により、非安定型コンバータ１４の動作開始直後は、設定値Ｒ４はＲ３以上の値である小さな値が与えられており、その後、Ｒ２以下の値までゆっくり増加するように制御が行われる。例えば、非安定型コンバータ１４の動作開始直後はＲ４=２が与えられており、その後、ゆっくり増加し、最終値は、図２のようにＲ４=９７となるような制御が行われる。

これにより、本実施形態の非安定型コンバータ１４の動作開始直後は、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間が短く、ゆっくりとオン期間が増加し、最終的には、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオンよりも僅かに遅く同期整流素子ＴＲ５１がオンし、同様に、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンよりも僅かに遅く同期整流素子ＴＲ５２がオンし、また、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせのオフよりも僅かに速く同期整流素子ＴＲ５１がオフし、同様に、スイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオフよりも僅かに速く同期整流素子ＴＲ５２がオフするようになる。

非安定型コンバータ１４の出力側に電圧が印加されている状態で入力側に電圧が無い状態の時に同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２が相補的にオンすると、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側に向かって電流が流れる。同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２が相補的にオンすると、トランスＴ５１や配線の漏れインダクタンスによって制限されて電流が上昇する。非安定型コンバータ１４の出力側から入力側に向かって流れる電流をトランスＴ５１の１次側から見た場合の電流の上昇は式（２）のようになる。

ΔＩ：トランス１次側の電流上昇
Ｌ ：トランスの漏れインダクタンス
Ｎ１：トランスの１次側巻数
Ｎ２：トランスの２次側巻数
Ｖｏ：非安定型コンバータの出力側に印加された電圧
（トランスの２次側に印加された電圧）
Ｖｉｎ：非安定型コンバータの入力側に発生する電圧
（コンデンサＣ１１の電圧）
ｔ ：同期整流素子のオン時間

本実施形態の非安定型コンバータ１４は、動作開始直後は同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間が短くなるように制御が行われているため、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側に向かって流れる電流が大きくなる前に同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２がオフする動作となり、これがスイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐで繰り返される。

ここで、図４を見やすくために期間Ｂをスイッチング素子駆動パルス周期Ｔｐが６周期（スイッチング周期Ｔｓｗとしては３周期）として記載してあるが、実際の非安定型コンバータ１４では、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２を数十周期以上、短いパルスになるように動作させる。この動作により、電流が制限された状態で、非安定型コンバータ１４の入力側のコンデンサＣ１１が充電される。コンデンサＣ１１の電圧Ｖ（Ｃ１１）は、
Ｖ（Ｃ１１）＝（Ｎ１／Ｎ２）・Ｖｏ
となるまで上昇する。この電圧に達すると、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ流れる電流が停止する。

期間Ｃでは、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ流れる電流が停止している期間となるが、設定値Ｒ４がゆっくり増加動作は継続するため、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間がゆっくりと増加しオンデューティがほぼ５０%となるまで継続する。

期間Ｄは、非安定型コンバータ１４が定常状態になっており、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４および同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２ともに、オンデューティがほぼ５０％となって動作している。

上記では、本実施形態の非安定型コンバータ１４の入力に何も接続されていない状態の動作に関して説明を行ったが、図５に示した従来例のようなソフトスタート動作を行う安定型コンバータ１２が接続された場合は、コンデンサＣ１１は、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ流れる電流と安定型コンバータ１２からの電流で充電が行われることになり、コンデンサＣ１１の電圧上昇速度が速くなる。ただし、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ流れる電流が小さい状態でコンデンサＣ１１を充電する動作は変わらない。

また、非安定型コンバータ１４の出力側に印加されている電圧が小さい場合は、安定型コンバータ１２の電圧がソフトスタート動作によって上昇してくると、期間Ｂで非安定型コンバータ１４の入力側から出力側へ向かって電流が流れる通常の動作に移行する図３と同じ動作となる。

（本実施形態による従来例の問題点１の解消）
本実施形態による非安定型コンバータ１４の動作開始時おいて、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間をゆっくりと増加させるように制御を行うことで、非安定型コンバータ１４の出力側に電圧が印加されている場合でも、出力側から入力側へ流れる電流が小さい状態を保ちながら非安定型コンバータ１４の入力側のコンデンサＣ１１を充電することでコンデンサＣ１１の電圧を上昇させて、非安定型コンバータ１４の出力側から入力側へ流れる電流を停止させることができる。これにより、非安定型コンバータ１４の出力側に電圧が印加されている場合でも、半導体素子等が破壊すること無く起動動作を行うことができる。

また、非安定型コンバータ１４の動作開始時において、非安定型コンバータ１４の同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間をゆっくりと増加させる制御は、非安定型コンバータ１４の出力側に電圧が印加されていない状態に対しても起動動作に影響を及ぼすことがない。このとき、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間をゆっくりと増加させる制御が行われている期間においても、スイッチング素子ＴＲ３１とスイッチング素子ＴＲ３４の組み合わせとスイッチング素子ＴＲ３２とスイッチング素子ＴＲ３３の組み合わせのオンオフが切り替わる瞬間のデッドタイムがゼロボルトスイッチング動作を行うことができるように設定されているため、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４の損失が小さくなる動作を実現できている。

従って、非安定型コンバータ１４の出力側の電圧印加の有無に寄らず同一の制御を行うことができることから、制御回路の構成を簡単にすることが可能となり、回路コストを低減することができる。

（本実施形態による従来例の問題点２の解消）
本実施形態の非安定型コンバータ１４は、駆動パルス生成回路５２を、設定部６０、クロック部５４、カウンタ５６、比較部６２，６４，６６，６８、出力部７０，７２で構成し、スイッチング素子駆動パルスＶｓｗおよび同期整流素子駆動パルスＶｓｒを生成するようにしたことで、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４と同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のタイミングを正確に制御することが可能となるため、従来例で述べた、スイッチング素子のゼロボルトスイッチング動作による効率の向上を実現し、また、非安定型コンバータを同期整流化した際のＭＯＳ−ＦＥＴを用いた同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２の寄生ダイオードに電流が流れること等による効率の低下の問題を解決することができる。

また、従来の非安定型コンバータは、スイッチング素子や同期整流素子の個体差、入力電圧、出力電圧、温度等の変化に対して、スイッチング素子や同期整流素子の寄生容量に蓄えられる電荷が変化するため、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４や同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のデッドタイムの最適値も入力電圧、出力電圧、温度等で変化することになるが、本実施形態の非安定型コンバータ１４は、設定部６０からの設定値Ｒ１〜Ｒ４を変更することでデッドタイムを容易に変更することができるため、入力電圧、出力電圧、温度等の変化に対して設定値Ｒ１〜Ｒ４を変更することによりデッドタイムの最適化が可能となり、高効率なスイッチング電源装置を作ることができる。

［本発明の変形例］
上記の実施形態は、駆動パルス生成回路５２として、設定部６０、クロック部５４、カウンタ５６、比較部６２，６４，６６，６８及び出力部７０，７２で構成しているが、これに限定されず、デジタルプロセッサのＣＰＵによるプログラムの実行による制御機能として実現するようにしても良い。

上記の実施形態は、非安定型コンバータ１４の動作開始時において、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４と同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２の動作開始タイミングを同じにした場合で説明を行ったが、同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２のオン期間をゆっくりと増加させる制御を行うものであれば、スイッチング素子ＴＲ３１〜ＴＲ３４の動作開始タイミングに対して同期整流素子ＴＲ５１，ＴＲ５２の動作開始タイミングを遅らせても構わない。

上記の実施形態は、設定値Ｒ４は、非安定型コンバータ１４の動作開始直後は、設定値Ｒ３以上の値である小さな値が与えられており、その後、設定値Ｒ２以下の値までゆっくり増加するように制御が行われているが、スイッチング素子駆動部等と同期整流素子駆動部等の遅延時間を加味して同期整流素子のオフとスイッチング素子のオフのタイミングが逆転しなければ設定値Ｒ４は設定値Ｒ２以上の値となっても構わない。

また、本発明は、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

１２：安定型コンバータ
１４：非安定型コンバータ
１４ａ：フルブリッジコンバータ
１４ｂ：センタータップの整流回路
１４ｃ：同期整流回路
３２：スイッチング素子駆動部
３４：同期整流素子駆動部
３８，４６：分配回路
４０，４２：スイッチング素子駆動回路
４８，５０：同期整流素子駆動回路
５２：駆動パルス生成回路
５４：クロック部
５６：カウンタ
６０：設定部
６２，６４，６６，６８：比較部
７０，７２：出力部

Claims (6)

1. ２組のスイッチング素子がトランスの１次側に接続され、２組の同期整流素子が前記トランスの２次側に接続され、前記２組のスイッチング素子を相補的にオンオフすると共に前記２組のスイッチング素子のオンオフに同期して前記２組の同期整流素子を相補的にオンオフすることで、入力電圧を前記トランスで決定される所定の比率で変換して出力電圧を生成する非安定型コンバータで構成されたスイッチング電源装置であって、
   スイッチング電源装置の起動時には、前記２組のスイッチング素子を所定のデッドタイムを持った、約５０％のオンデューティで相補的にオンオフさせ、前記２組の同期整流素子は狭いオンデューティで相補的にオンオフさせ、その後、前記２組の同期整流素子を所定の時間の間に徐々にオンデューティを広げ、定常動作時には、前記２組のスイッチング素子および前記２組の同期整流素子を共に約５０％のオンデューティで相補的にオンオフさせるように制御させる駆動パルス生成回路が設けられたことを特徴とするスイッチング電源装置
   
2. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、
   前記駆動パルス生成回路は、設定部、クロック部、カウンタ、第１比較部、第２比較部、第３比較部、第４比較部、第１出力部、及び第２出力部で構成され、
   前記設定部は、所定の第１設定値、第２設定値、第３設定値、及び第４設定値を、前記第１比較部、前記第２比較部、前記第３比較部、及び前記第４比較部の各々へ出力し、
   前記クロック部は、所定の周期をもつクロック信号を前記カウンタへ出力し、
   前記カウンタは、前記クロック信号をカウントすることでカウント値を生成して前記第１乃至第４比較部へ出力すると共に前記第１比較部が出力する信号が入力されることで前記カウント値をリセットし、
   前記第１比較部は、前記カウント値が前記第１設定値で決定される値に達すると前記第１出力部の一方の入力と前記カウンタへ信号を出力し、
   前記第２比較部は、前記カウント値が前記第２設定値で決定される値に達すると前記第１出力部の他方の入力へ信号を出力し、
   前記第３比較部は、前記カウント値が前記第３設定値で決定される値に達すると前記第２出力部の一方の入力へ信号を出力し、
   前記第４比較部は、前記カウント値が前記第４設定値で決定される値に達すると前記第２出力部の他方の入力へ信号を出力し、
   前記第１出力部は、前記一方の入力に前記第１比較部からの信号が入力されると出力を非反転レベルに保持し、前記他方の入力に前記第２比較部からの信号が入力されると出力を反転レベルに保持する機能を備えており、前記第１出力部の出力をスイッチング素子駆動パルスとして用いることで前記２組のスイッチング素子を相補的にオンオフさせ、
   前記第２出力部は、前記一方の入力に前記第３比較部からの信号が入力されると出力を非反転レベルに保持し、前記他方の入力に前記第４比較部からの信号が入力されると出力を反転レベルに保持する機能を備えており、前記第２出力部の出力を同期整流素子駆動パルスとして用いることで前記２組の同期整流素子を相補的にオンオフさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
   
3. 請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、前記設定部は、更に、スイッチング電源装置が起動する際に、前記第４設定値を時間の経過と共に増加させることにより、所定の時間の間に徐々に前記２組の同期整流素子のオンデューティを広げる制御を行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
4. 請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、
   前記第１設定値によって、前記２組のスイッチング素子のスイッチング素子駆動パルス周期が設定され、
   前記第２設定値によって、前記２組のスイッチング素子を相補的にオンオフする際の第１デッドタイムが決定され、
   前記第３設定値によって、前記２組のスイッチング素子に相補的にオンしてから前記２組の同期整流素子が相補的にオンするまでの第２デッドタイムが決定され、
   前記第４設定値によって、前記２組の同期整流素子の相補的なオフを前記２組のスイッチング素子の相補的なオフよりも速くするための第３デッドタイムが決定されることを特徴とするスイッチング電源装置。
   
5. 請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、更に、
   前記駆動パルス生成回路が出力する前記スイッチング素子駆動パルスを分配した信号によって前記２組のスイッチング素子を相補的にオンオフするように動作させ、
   前記駆動パルス生成回路が出力する前記同期整流素子駆動パルスを分配した信号によって前記２組の同期整流素子を相補的にオンオフするように動作させる、
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
6. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、
   前記非安定型コンバータの前段に、出力電圧を所定の電圧に安定化する機能を備えた安定型コンバータを接続し、前記安定型コンバータの出力を前記非安定型コンバータの入力とし、前記非安定型コンバータの出力をスイッチング電源装置の出力としたことを特徴とするスイッチング電源装置。

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