CN100555827C - 开关电源 - Google Patents

开关电源 Download PDF

Info

Publication number
CN100555827C
CN100555827C CNB2005101151122A CN200510115112A CN100555827C CN 100555827 C CN100555827 C CN 100555827C CN B2005101151122 A CNB2005101151122 A CN B2005101151122A CN 200510115112 A CN200510115112 A CN 200510115112A CN 100555827 C CN100555827 C CN 100555827C
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch element
current
resonance
voltage
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB2005101151122A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1773825A (zh
Inventor
大坂升平
寺泽阳一
京野羊一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanken Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanken Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanken Electric Co Ltd filed Critical Sanken Electric Co Ltd
Publication of CN1773825A publication Critical patent/CN1773825A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100555827C publication Critical patent/CN100555827C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种开关电源，包括：通过将第一和第二开关元件串联在直流电源的两端而形成的第一串联电路；通过将谐振电容，谐振电抗器，以及变压器主线圈串联在第一开关元件的两端而形成的第二串联电路；配置为对变压器次级线圈上产生的电压进行整流和平滑的整流平滑电路；以及配置为基于整流平滑电路的输出电压交替接通和断开第一和第二开关元件的控制电路。其中，控制电路设置第二开关元件的接通期间为长于一谐振电流的周期半值的预定时间期间，并基于整流平滑电路的输出电压控制第一开关元件的接通期间，该谐振电流归因于谐振电抗器以及谐振电容。

Description

开关电源
技术领域
本发明涉及一种高效的电流谐振类型开关电源。
背景技术
图1为传统电流谐振类型开关电源的电路结构图。图1中，包括通常由MOSFET实现的开关元件QH和QL的串联电路连接到直流电源1的两端。开关元件QH的一端连接到直流电源1的正电极。开关元件QL的一端连接到直流电源1的负电极。
二极管D1与开关元件QH并联。二极管D2与开关元件QL并联。此外，电压谐振电容CRV与开关元件QH并联。
同时，由电流谐振电容Cri，谐振电抗器Lr，变压器T的主线圈Lp形成的电流谐振电路与电压谐振电容Crv并联。电压谐振电容Crv，电流谐振电容Cri，谐振电抗器Lr，变压器T的主线圈Lp一起构成谐振电路。
这里，谐振电抗器Lr可以等价于变压器T泄漏电感。电压谐振电容Crv可以等价于开关元件QH的寄生电容。与开关元件并联的二极管D1和D2可以等价于各开关元件中的寄生二极管。
这样缠绕初级线圈Lp和次级线圈Ls来产生共模电压。由二极管RC以及平滑电容Co形成的整流平滑电路连接到变压器T次级线圈。整流平滑电路对在变压器T次级线圈Ls中感生的电压(ON/OFF控制脉冲电压)进行整流和平滑，并输出直流输出到负载4。
输出电压检测电路5连接到平滑电容Co的两端。输出电压检测电路5检测平滑电容Co的输出电压，并将代表检测电压和参考电压之间差异的误差电压信号通过光电耦合器PC输出到脉冲宽度调制(PWM)控制电路2。PWM控制电路2通过产生基于来自输出电压检测电路5的误差电压信号的PWM信号，并通过根据PWM信号进行操作地驱动电路3交替地接通或断开开关元件QH和QL，从而调节负载4上的电压。在这种情况中，PWM控制电路2通过在开关元件QH和QL的栅极交替地加电压来交替地接通或断开开关元件QH和QL。
接着，将参考图2和3的时序图描述传统电流谐振类型开关电源的操作。
图2显示了在减小到传统开关电源输入电压之前各部分的信号时序图。图3显示了在减小到传统开关电源输入电压之后各部分的信号时序图。
这里在图2和3中，参考号ILp标记在初级线圈Lp上流过的电流。参考号VQL标记开关元件QL两端的电压。参考号IQL标记在开关元件QL上流过的电流。参考号IRC标记在二极管RC上流过的电流。此外，谐振电抗器Lr充分小于初级线圈Lp的激励电感，电压谐振电容Crv充分小于电流谐振电容Cri。
首先，当开关元件QL在时间帧T1接通的时候，电流按照如下顺序的通路流动，即直流电源1的正电极，电流谐振电容Cri，初级线圈Lp，谐振电抗器Lr，开关元件QL，以及直流电源1的负电极。此时，电流IRC从次级线圈Ls流到二极管RC，并且次级线圈Ls上的电压经过了整流。由二极管RC整流的电压通过电容Co进行平滑，并且将直流输出提供给负载4。因此，电流ILp在变压器T的初级线圈Lp流动，该电流ILp等价于在激励电流上归因于电流谐振电容Cri和谐振电抗器Lr的谐振电流的叠加，该激励电流归因于初级线圈Lp、谐振电抗器Lr和电流谐振电容Cri中的谐振(对于电流IQL相同)。
接着，开关元件QL保持接通以在时间帧T2内对电容Co充电。当电流IRC停止流动时二极管RC断开。归因于电流谐振电容Cri，变压器T的初级线圈Lp激励电感，以及谐振感应器Lr的谐振电流作为以正弦波形式的电流ILp，在变压器T的初级线圈Lp流动(对于电流IQL相同)。
接着，在时间帧T3断开开关元件QL并接通开关元件QH。此时，在变压器T初级线圈Lp激励电感，谐振电抗器Lr，以及电流谐振电容Cri中积累的电荷由开关元件QH作为归因于电流谐振电容Cri，变压器T初级线圈Lp激励电感，以及谐振电抗器Lr的谐振电流放电。接着，正弦波形式的电流ILp流动并且变压器T磁芯复位。
接着，当输入电压调低，通过延长开关元件QH的接通期间接通期间调高了升压率。然而，PWM控制电路2正在进行PWM控制。因此，如图3所示，开关元件QL接通期间接通期间变得短于图2所示开关元件QL的接通期间接通期间，其等于开关元件QH接通期间接通期间延长量。因此，允许仅有归因于电流谐振电容Cri，变压器T初级线圈Lp，以及变压器T初级线圈Lp激励电感的谐振电流流动的时间(相应于时间帧T2)变短了。
当输入电压调的更低时，时间不再允许仅有归因于电流谐振电容Cri，变压器T初级线圈Lp，以及变压器T的初级线圈Lp的激励电感的谐振电流流动。因此，归因于电流谐振电容Cri和谐振电抗器Lr的谐振电流在变压器T初级线圈Lp流动，从而当能量从变压器初级侧转移到次级侧的时候，初级侧的开关元件QL断开。此时，产生了比归因于电流谐振电容Cri以及谐振电抗器Lr的谐振电流更为陡峭的电流变化。
同时，美国专利第5808879号中揭示了一种DC-DC转换器。该DC-DC转换器包括半导体开关半桥，并配置为根据PWM控制来操作电压变换器，该电压变换器为通过将包括变压器初级线圈和电容的串联电路连接到半桥而形成。
同时，日本未审查公开专利第2003-9525号中揭示了另一种电压变换器。该电压变换器通过设置电容器电容使得归因于电容器和与变压器初级线圈串联的变压器泄漏电感的谐振频率变得大于半导体开关操作频率半值，执行PWM控制。
美国专利第5808879号中揭示的DC-DC变换器以及日本未审查公开专利第2003-9525号中揭示的电压变换器配置为通过在当电流在次级侧的二极管RC中流动的时间期间内切换主级侧的开关元件接通/断开状态来执行PWM控制。因此，产生了比归因于电流谐振电容Cri以及谐振电抗器Lr的谐振电流更为陡峭的电流变化。
如上所述，当配置为将半导体开关连接到半桥并同时将包括变压器初级线圈和电容的串联电路连接到半桥(如图1所示)的谐振类型开关电源进行PWM控制时，初级侧开关元件的切换定时在次级侧二极管导通的时间期间内发生。此外，变压器初级线圈的电流(变压器初级侧开关元件中的流动的电流)以及与谐振电流变化相比较为急剧的二极管电流变化，导致了噪声产生。
此外，美国专利第5808879号中揭示的DC-DC变换器以及日本未审查公开专利第2003-9525号中揭示的电压变换器配置为在当能量从初级侧提供到次级侧时并且由归因于谐振电抗器和电流谐振电容的谐振电流引起电流在次级侧二极管流动时的时间期间内切换初级侧的开关元件。此时，归因于变压器初级线圈的激励电感和电流谐振电容的谐振电流，以及归因于泄漏电感以及电流谐振电容的谐振电流在初级侧开关元件流动。因此，变压器初级侧电流(初级侧开关元件中流动的电流)以及二极管电流中发生很大变化，其产生了噪声。
发明内容
本发明的目的是提供一种能够抑制归因于输入输出变化的噪声增加的电流谐振类型开关电源，从而达到高效率。
本发明提供的开关电源包括：第一和第二开关元件串联形成的第一串联电路，连接在直流电源的两端；电流谐振电容、谐振电抗器以及变压器主线圈串联形成的第二串联电路，连接在第一开关元件的两端；对变压器次级线圈上产生的电压进行整流和平滑的整流平滑电路；以及基于整流平滑电路的输出电压交替接通和断开第一和第二开关元件的控制电路。其中，控制电路设置第二开关元件的接通时间段为长于谐振电流的周期半值的预定时间段，并基于整流平滑电路的输出电压控制第一开关元件的接通时间段，该谐振电流是由谐振电抗器以及电流谐振电容的谐振产生的。控制电路进一步包括：第一开关元件控制单元，配置为通过使用响应输出电压而流动的电流对电容充电，在电容充电电压从第一阈值转变为第二阈值的时间期间内接通第一开关元件；以及第二开关元件控制单元，配置为将电容中的电荷从第二阈值放电到第一阈值，和使用预定电流对电容充电，在电容充电电压从第一阈值转变到第二阈值的预定时间期间内接通第二开关元件。根据本发明，控制电路设置第二开关元件的接通期间长于由谐振电抗器以及电流谐振电容的谐振产生的谐振电流的周期半值。因此，即使在整流元件的接通期间被输入输出变化改变时，初级侧的开关元件的切换也在次级侧整流元件适时断开以后进行。换而言之，初级侧开关元件的切换在归因于电流谐振电容以及谐振电抗器的谐振电流(从初级侧传递到次级侧)变为零之后进行。因此，可以抑制归因于输入输出变化的噪声增加，从而达到高效率。
此外，由于归因于电流谐振电容以及谐振电抗器的谐振电流周期固定，第一开关元件的接通宽度(接通期间)固定在长于谐振电流周期半值的预定时间期间内。因此，只需要调整第二开关元件的接通宽度。以这种方式，可以通过改变切换频率增加控制范围。
同时，也可以将第一开关元件连接到直流电源正电极，并可以将第二开关元件连接到直流电源负电极。
根据本发明，第一开关元件连接到直流电源正电极，同时第二开关元件连接到直流电源负电极，并且第二开关元件接通宽度固定。因此，可以在第二开关元件接通的时间期间内可靠地产生用于驱动第一开关元件的电力。因此，不需要准备用于驱动连接到直流电源正电极的第一开关元件的分离高压电源。
同时，控制电路可以包括配置为在当电容充电电压通过使用响应输出电压而流动的电流对电容充电而从第一阈值转变为第二阈值的预定时间期间内接通第一开关元件的第一开关元件控制单元，以及配置为将电容电荷从第二阈值放电到第一阈值，和在通过使用预定电流对电容充电，在电容充电电压从第一阈值转变到第二阈值的时间期间内接通第二开关元件的第二元件控制单元。
根据本发明，控制电路在电容充电电压通过使用响应输出电压而流动的电流对电容充电而从第一阈值转变为第二阈值的预定时间期间内接通第一开关元件，并在通过由应用单电容来使用预定电流对电容充电，在电容充电电压从第一阈值转变到第二阈值的时间期间内接通第二开关元件。这样，可以固定第二开关元件的接通期间并可变地控制第一开关元件的接通期间。
同时，控制电路可以包括配置为在当第一电容充电电压通过使用响应输出电压而流动的电流对第一电容充电而从充电起始电压转变为第一预定电压的时间期间内接通第一开关元件的第一开关元件控制单元，以及配置为在通过使用预定电流对第二电容充电，在第二电容充电电压充电起始电压转变为第二预定电压的时间期间内接通第二开关元件的第二元件控制单元。
根据本发明，通过使用第二开关元件控制单元和第二电容固定了第二开关元件地接通期间。同时，可以通过使用第一开关元件控制单元和第一电容可变地控制第一开关元件的接通期间，并可以同样可变地控制第二开关元件的断开时间。
附图说明
图1为传统开关电源电路结构图。
图2显示了在减小到传统开关电源输入电压之前各部分的信号时序图。
图3显示了在减小到传统开关电源输入电压之后各部分的信号时序图。
图4为根据本发明第一实施例的开关电源的电路结构图。
图5的电路结构图显示了用于产生具有固定接通宽度以及可变断开宽度的脉冲信号的脉冲比例控制(PRC)电路的例子。
图6显示了图5所示PRC电路中各部分工作波形的时序图。
图7显示了第一实施例开关电源各部分信号时序图。
图8显示了在减小到第一实施例开关电源输入电压之前各部分的信号时序图。
图9显示了在减小到第一实施例开关电源输入电压之后各部分的信号时序图。
图10的曲线图显示了脉冲比控制下开关元件QL负荷比和输出电压之间关系。
图11的曲线图显示了脉冲宽度调制控制下开关元件QL负荷比和输出电压之间关系。
图12的电路结构图显示了用于驱动开关元件QL和QH的驱动电路的例子。
图13的电路结构图显示了嵌入在根据本发明第二实施例的开关电源中的PRC电路的另一个例子。
图14显示了图13所示PRC电路中各部分工作波形的时序图。
具体实施方式
现在参考附图详细描述根据本发明的开关电源实施例。
本发明配置为通过设置第二开关元件的接通期间大于归因于谐振电抗器以及电流谐振电容的谐振电流的周期半值，不论输入和输出条件如何，在二极管适时关闭之后接通初级侧的开关元件。换而言之，本发明配置为在将要从初级侧传递到次级侧的、归因于电流谐振电容以及谐振电抗器的谐振电流变为等于零之后接通初级侧的开关元件。以这种方式，本发明抑制了归因于输入输出变化的噪声的增加，从而达到高效率。
图4为根据本发明第一实施例的开关电源的电路结构图。第一实施例开关电源配置为在图1所示传统开关电源中应用脉冲比控制(PRC)电路2a来代替PWM控制电路2。图4所示其它特征与图1所示传统配置相同。相同部分赋予相同参考号并忽略相同部分的详细描述。因此，这里只描述控制电路2a的配置。
传统PWM控制电路2执行PWM控制。相反，第一实施例PRC电路2a执行PRC。PRC表示控制来固定开关元件接通宽度同时改变其断开宽度。可选择的，PRC可以控制来固定开关元件断开宽度同时改变其接通宽度。例如，这种控制用于回扫变换器。
图5的电路结构图显示了用于产生具有固定接通宽度以及可变断开宽度的脉冲信号的PRC电路的例子。第一实施例开关电源配置为固定开关元件QL的接通宽度并变化开关元件QL的断开宽度。因此其中使用图5所示PRC电路2a。
图5中晶体管Q1和Q2发射级连接到未显示电源。晶体管Q1/Q2基极，和晶体管Q1的集电极连接在一起。晶体管Q1和Q2一起构成电流反射镜电路。
晶体管Q1集电极通过电阻R1连接到光电耦合器PC-b一端，光电耦合器PC-b另一端接地。晶体管Q2集电极通过电容C1接地。场效应晶体管(FET)Q3与电容C1并联。
比较器11配置为将在电容C1中充电的电压输入到变换端，并将第一阈值电压VT1输入到其非变换端。当电容C1的电压降到低于第一阈值电压VT1，比较器11输出高电平(H)到NAND电路13的复位端R。当电容C1的电压等于或高于第一阈值电压VT1，比较器11输出低电平(L)到NAND电路13的复位端R。
电容C2与电流源CC1串联，而FET Q4与电容C2并联。
比较器12配置为将在电容C2中充电的电压输入到变换端，并将第二阈值电压VT2输入到其非变换端。当电容C2的电压降到低于第二阈值电压VT2，比较器12输出高电平(H)到设置NAND电路14的设置端S。当电容C2的电压等于或高于第一阈值电压VT2，比较器12输出低电平(L)到NAND电路14的设置端S。
NAND电路13和14一起构成复位/设置(RS)触发器。NAND电路13输入来自比较器11的输出以及来自NAND电路14的输出Q，并输出输出Q的反输出。NAND电路14输入来自比较器12的输出以及来自NAND电路13的输出(输出Q的反输出)，并输出输出Q。
NAND电路13的输出连接到FET Q3的栅极。FET Q3栅极通过NOT电路15连接到FET Q4的栅极。NOT电路15对到FET Q3栅极的输入进行变换，并输出到FET Q4的栅极。将NAND电路13的输出通过缓冲器16输出到驱动电路3作为PRC输出信号VOUT。
晶体管Q1/Q2，光电耦合器PC-b，电容C1，晶体管Q3以及比较器11一起构成本发明第一开关元件控制单元。恒定电流源CC1，电容C2，晶体管Q4，比较器12，以及NOT电路15一起构成本发明第二开关元件控制单元。
接着，将描述根据本发明第一实施例的PRC电路2a。图6显示了图5所示PRC电路中各部分工作波形的时序图。
首先，输出电压检测电路5检测输出电压，并通过光电耦合器PC将代表检测输出电压与参考电压差异的误差信号发送到控制电路2a。
在控制电路2a中，输出电压误差信号在光电耦合器PC-b中流动。接着，等于光电耦合器PC-b中流动电流的电流IFB借助于由晶体管Q1/Q2以及电阻R1组成的电流反射镜电路，通过晶体管Q2在电容C1流动。以这种方式，电容C1逐渐充电并且电压VC1线性增加(例如图6中从to到t1的时间间隔中所示)。
此时，电容C1电压小于第一阈值电压VT1。因此，比较器11输出处于电位H。电容C2电压在时间to变得等于第二阈值电压VT2。因此，比较器12输出位于电位L。此时，设置了复位/设置(RS)触发器。从而，NAND电路14的输出Q设置到H电位，同时NAND电路13的输出设置到L电位，从而断开了FET Q3。随着FET Q3断开，FET Q4通过NOT电路15接通。
此外，由于电容C2中的电荷通过FET Q4放电，电容C2电压VC2等于零。同时，代表NAND电路13输出的L电位作为PRC输出信号VOUT通过缓冲器16输出到驱动电路3。
接着，例如当电容C1电压VC1在时间t1变得等于第一阈值电压VT1，比较器11的输出从H电位切换到L电位。同时，NAND电路14的输出Q设置到L电位，同时NAND电路13的输出设置到H电位。因此，FET Q3接通。随着FET Q3接通，FET Q4通过NOT电路15断开。同时，NAND电路13输出的H电位作为PRC输出信号VOUT通过缓冲器16输出到驱动电路3。
同时，电容C2由来自恒定电流源CC1的预定电流逐渐充电，并且例如从t1到t2的时间间隔电容C2电压VC2线性增加。此时，电容C1电荷通过FETQ3放电。电容C1电压VC1等于零。同时，比较器11输出设置为H电位。
接着，例如当电容C2电压VC2在时间t2变得等于第二阈值电压VT2，比较器12的输出从H电位切换到L电位。同时，NAND电路14的输出Q设置到H电位，同时NAND电路13的输出设置到L电位。因此，FET Q3断开。随着FET Q3断开，FET Q4通过NOT电路15接通。同时，NAND电路13输出的L电位作为PRC输出信号VOUT通过缓冲器16输出到驱动电路3。这里比较器12的输出设置到H电位。
注意到图6显示的例子中电流IFB随着时间减小。图6显示了伴随着电流IFB的减小，电容C1中积累特定电荷的充电时间(例如从to到t1的时间间隔)变长的形式。
将重复上述操作。这里，NAND电路13输出构成了触发器，即，在响应对应于光电耦合器PC中流动电流的电流IFB，将电容C1电压VC1从充电开始电压充电直到达到第一阈值电压VT1的时间间隔(例如从to到t1的时间间隔)中，PRC输出信号VOUT设置为L电位。同时，在通过使用恒定电流源CC1将电容C2电压VC2从充电开始电压充电直到达到第二阈值电压VT2的时间间隔(例如从t1到t2的时间间隔)中，PRC输出信号VOUT设置为H电位。
因此，PRC输出信号VOUT处于H电位的时间期间固定，而其处于L电位的时间期间随着光电耦合器PC中流动电流(输出电压误差信号)而变化。作为结果，PRC输出信号VOUT成为包括具有固定数值脉冲宽度的H电位以及可变脉冲宽度L电位的脉冲信号。
PRC电路2a通过使用PRC输出信号VOUT的H电位接通开关元件QL，并通过使用PRC输出信号VOUT的L电位接通开关元件QH。此外，PRC电路2a设置开关元件QL接通期间大于归因于谐振电抗器Lr以及电流谐振电容Cri的谐振电流的周期Ta半值Ta/2的预定时间期间。这里周期Ta由下列方程(1)表示：
Ta＝1/f＝2·π·(Lr·Cri)1/2    (1)
实际上，提供了关闭时间，允许在切换开关元件QL和QH接通和断开状态时同时断开两个开关元件。
接着，将参考图7所示各部分时序图详细描述配置为通过使用图5所示控制电路2a在开关元件QL和QH实现PRC的开关电源的操作。
图7中，参考号ILp标记在初级线圈Lp上流过的电流。参考号VQL标记开关元件QL两端的电压。参考号IQL标记在开关元件QL上流过的电流。参考号IRC标记在二极管RC上流过的电流。参考号VQLG标记要加到开关元件QL栅极上的栅电压信号。参考号VQHG标记要加到开关元件QH栅极上的栅电压信号。
这里，栅电压信号VQLG与图5所示PRC输出信号VOUT相同，并且栅电压信号VQHG基于图5所示的PRC输出信号VOUT产生。
首先，在时间帧T1，开关元件QL由栅电压信号VQLG接通，并且开关元件QH由栅电压信号VQHG断开。此时，电流按照如下顺序的通路流动，即直流电源1的正电极，电流谐振电容Cri，初级线圈Lp，谐振电抗器Lr，开关元件QL，以及直流电源1的负电极。
电流IRC从次级线圈Ls流到二极管RC，并且次级线圈Ls上的电压经过了整流。由二极管RC整流的电压通过电容Co进行平滑，并且将直流输出提供给负载4。因此，电流ILp在变压器T的初级线圈Lp流动，该电流ILp等价于在激励电流上归因于电流谐振电容Cri和谐振电抗器Lr的谐振电流的叠加，该激励电流归因于初级线圈Lp、谐振电抗器Lr和电流谐振电容Cri中的谐振(对于电流IQL相同)。
在时间帧T2内开关元件QL接通而开关元件QH断开。当电容Co完全充电并且电流IRC停止流动时二极管RC断开。归因于电流谐振电容Cri，变压器T的初级线圈Lp激励电感，以及谐振电抗器Lr的谐振电流作为电流ILp，以正弦波形式在变压器T的初级线圈Lp流动(对于电流IQL相同)。
在时间帧T3，开关元件QH保持断开而开关元件QL由栅电压信号VQLG断开。此时，电压谐振电容Crv的电压由归因于谐振电抗器Lr以及电压谐振电容Crv的谐振而降低，从而增加了开关元件QL的电压VQL。
在时间帧T4，开关元件QH由栅电压信号VQHG接通而开关元件QL保持断开。此时，归因于变压器T初级线圈Lp的激励电感以及电流谐振电容Cri的谐振电流以逐渐减小的方式流动通过位于第一位置的二极管D1。
此后，在变压器T初级线圈Lp激励电感，谐振电抗器Lr，以及电流谐振电容Cri中积累的电荷由开关元件QH作为归因于电流谐振电容Cri，变压器T初级线圈Lp激励电感，以及谐振电抗器Lr的谐振电流放电。具体而言，变换了电流方向，并且反方向的电流以逐渐增加方式流过开关元件QH。通过这种缓变正弦波形式的电流ILp，变压器T释放激励能量并接着复位。
在时间帧T5，开关元件QH由栅电压信号VQHG断开而开关元件QL也断开。此时，电压谐振电容Crv的电压由归因于电压谐振电容Crv，变压器T初级线圈Lp激励电感，以及谐振电抗器Lr的谐振而增加。此后，开关元件QL接通并且情况回到时间帧T1中的状态。
重复上述操作，从而直流电源1的直流电压转换为另一个直流电压。开关元件QL接通期间由图5所示PRC电路2a设置为恒定值，该恒定值大于归因于谐振电抗器Lr以及谐振电容Cri的谐振电流的周期Ta半值Ta/2。由图5所示PRC电路2a根据误差信号调节开关元件QH的接通期间，从而控制输出电压。
这里，开关元件QL接通期间等于时间帧T1和T2总的时间期间，其对应于栅电压信号VQLG的H电位时期。开关元件QH接通期间等于时间帧T4，其对应于栅电压信号VQHG的H电位时期。
图8显示了在减小到第一实施例开关电源输入电压之前各部分的信号时序图，其对应于图2的传统例子。图9显示了在减小到第一实施例开关电源输入电压之后各部分的信号时序图，对应于图3的传统例子。
在图3中，对应图7中时间帧T3的部分当输入电压减小时变短了。当输入电压进一步减小，该时间帧T3在图3中消失了。
反之，在第一实施例的图8和图9中，开关元件QL的接通期间Ton固定设置为大于归因于谐振电抗器Lr以及谐振电容Cri的谐振电流的周期Ta半值Ta/2的恒定数值。因此，对应图7中所示时间帧T3的部分即使在输入电压改变的情况下也保持不变。同时，开关元件QH的接通期间当输入电压减小的时候变长。由于在初级线圈Lp上流过的电流相同，传输到次级侧输出的能量当开关元件QL接通的时候变为相同。
如上所述，第一实施例的开关电源配置为将开关元件QL的接通宽度固定为大于归因于谐振电抗器Lr以及谐振电容Cri的谐振电流的周期半值的时间期间。因此，即使次级侧的二极管RC的接通期间被输入和输出的变化所改变，也可以在次级侧二极管RC适时断开之后(或者换而言之，在归因于谐振电抗器Lr以及谐振电容Cri的，要从初级侧传输到次级侧的谐振电流变为等于零之后)断开开关元件QL。
因此，电流不会引起快于谐振频率的电流变化。以这种方式，可以减小噪声生成以及半导体元件上的应力。因此，可以抑制归因于输入输出变化的噪声增加，从而达到高效率。
此外，激励电流仅提供给对应图7所示时间帧T3的部分。因此如果该部分超乎寻常的长，那么效率会降低。由于在第一实施例中将开关元件QL的接通宽度固定，可以通过将接通宽度设置为最优时间期间以减小效率的降低。
图10的曲线图显示了PRC下开关元件QL负荷比和输出电压之间关系。图11的曲线图显示了PWM控制下开关元件QL负荷比和输出电压之间关系。
图10和11显示了模拟开关元件QL负荷比和输出电压之间关系的例子，其中输入电压以及输出电流通过使用第一实施例的PRC方法以及传统PWM控制方法设置为常数。负荷比为开关元件QL接通期间与切换周期的比例。
在图10所示根据第一实施例PRC方法的例子中，与负荷比中变化对应的输出电压范围大致从2V到55V。在图11所示传统PWM控制方法的例子中，与负荷比中变化对应的输出电压范围为大致从2V到27V。因此，根据第一实施例PRC方法的，与负荷比中变化对应的输出电压的控制范围是传统PWM控制方法的两倍。具体而言，PRC电路2a将开关元件QL接通期间固定在大于谐振电流周期Ta半值的预定时间期间并调节开关元件QH的接通宽度。以这种方式，可以通过改变切换频率以扩大控制范围。
此外，图4使用了通过将开关元件QL和QH串行连接而形成的半桥。在该例子中，为了驱动和接通加电势(正性电极电势)侧的开关元件QH，需要在开关元件QH栅极加上高于开关元件QL源、漏之间所加电压的电压。因此，例如使用图12所示驱动电路3a。
驱动电路3a包括开关SWL，整流平滑电路，以及开关SWH。开关SWL连接在PRC电路2a以及开关元件QL栅极之间。平滑整流电路包括要连接到PRC电路2a的二极管D51以及电容C51。开关SWH连接在二极管D51和电容C51的一个节点与开关元件QH栅极之间。
当驱动电路3a中的开关SWL关闭，开关元件QL由来自PRC电路2a的信号接通。此时，电容C51由直流电源1通过二极管D51充电。
接着，打开开关SWL并关闭开关SWH。电容C51中所充电压加在开关元件QH的栅极和源极之间，从而接通开关元件QH。通过使用驱动电路3a可以不需要特定电源而驱动开关元件QH。
然而，当使用驱动电路3a，在接通开关元件QL的时候需要对电容C51完全充电。在传统PWM控制方法的例子中，随着输入电压的减小，增加了开关元件QH的接通宽度并减小了开关元件QL的接通宽度。
同时，存在配置为通过反转与第一实施例变压器次级线圈极性相关的变压器次级线圈极性，在开关元件QH接通时将能量从主级侧提供到次级侧的控制方法。
在该方法中，当负载变化时通过调节开关元件QL的接通宽度控制输出。即，PRC电路可以将开关元件QH的接通期间设置在固定长度，而且基于输出电压可变地控制开关元件QL的接通期间。以这种方式，当负载小时开关元件QL的接通宽度减少了。然而，在该控制方法中，在开关元件QL的接通宽度减少时不可以对电容51充分地充电。因此，可能存在不能保证用于接通开关元件QH的足够电压的情况。
相反，在第一实施例开关电源中，开关元件QL接通期间固定并设置为大于归因于谐振电抗器Lr以及谐振电容Cri的谐振电流的周期半值。因此，可以在任何情况下对电容51完全充电。以这种方式，可以避免驱动开关元件QH的失败。
如上所述，根据本发明第一实施例的开关电源，开关元件QH连接到直流电源1的正电极而开关元件QL连接到直流电源1的负电极，并且开关元件QL接通期间固定。以这种方式，在开关元件QL接通期间期间内，确定产生了开关元件QH的驱动电源。因此，不需要提供分离驱动电源来接通连接到直流电源1的正电极的开关元件QH。
第二实施例
图13的电路结构图显示了嵌入在根据本发明第二实施例的开关电源中的PRC电路的另一个例子。第二实施例PRC电路配置为在一时间期间内接通开关元件QH，该时间期间为通过使用响应输出电压而流动的电流以单电容进行电容充电，而使电容的充电电压从第一阈值转变为第二阈值的时间期间。
PRC电路将电容电荷从第二阈值放电到第一阈值，并在电容充电电压从第一阈值转变到第二阈值的时间期间内接通开关元件QL。具体而言，PRC电路固定开关元件QL的接通期间并可变地控制开关元件QH的接通期间。
在图13中，FET Q11和Q12的漏极连接到电源Vcc。FET Q11/Q12的栅极与FET Q11的源极连接在一起。FET Q11和Q12一起构成电流反射镜电路。电容Ct由电流反射镜电路充电，电容Ct的电压输入到施密特(Schmidt)触发器电路BUF1。
FET Q11源极连接到FET Q13和Q14的漏极。FET Q13的源极通过电流源CC1接地GND。FET Q14的源极通过电流源CC2接地GND。电流源CC1为配置为基于由来自输出电压检测电路5的误差信号所确定的光电耦合器PC1的电流来提供电流的可变电流源。同时，电流源CC2和CC3为配置为提供预定电流的恒定电流源。
要输出到开关元件QH栅极的栅极信号加到FET Q13的栅极。要输出到开关元件QL栅极的栅极信号加到FET Q14的栅极。FET Q13和Q14由这些栅极信号交替地接通或断开，从而交替地切换到电容Ct的充电电流。
FET Q12的源极连接到二极管D3的正极。二极管D3的负极连接到电容Ct的一端，FET Q15的漏端，以及施密特触发器电路BUF1输入端。电容Ct另一端接地GND。FET Q15的源极通过电流源CC3接地GND。
施密特触发器电路BUF1在电容Ct电压从第一阈值电压Vt1转变到高于第一阈值电压的第二阈值电压Vt2的时间期间内保持L电位。当电容Ct电压达到第二阈值电压Vt2时设置施密特触发器电路BUF1为H电位，并接着在从第二阈值电压Vt2到第一阈值电压Vt1的时间期间内保持H电位。
施密特触发器电路BUF1的输出端与FET Q15的栅极连接到触发器电路D-FF时钟端CK以及NOT电路NOT1输入端。触发器电路D-FF的反相输出连接到D端。
AND电路AND1计算触发器电路D-FF输出Q与NOT电路NOT1输出的逻辑乘积，并将该逻辑乘积输出作为栅极信号输出到开关元件QH。AND电路AND2计算触发器电路D-FF的反相输出与NOT电路NOT1输出的逻辑乘积，并将该逻辑乘积输出作为栅极信号输出到开关元件QL。
晶体管Q11/Q12/Q13，电流源CC1，以及电容Ct一起构成本发明第一开关元件控制单元。晶体管Q11/Q12/Q14/Q15，电流源CC2/CC3，以及电容Ct一起构成本发明第二开关控制单元。
接着，将参考图14所示时序图详细描述本发明第二实施例PRC电路的工作。
首先，当时间t0之前触发器电路D-FF的输出Q设置为H电位时，AND电路AND1的输出，即到开关元件QH的栅极信号设置为H电位。FET Q13由H电位接通。因此，操作了包含电流源CC1，FET Q11和Q12的电流反射镜电路，并且电容Ct由来自光电耦合器PC的电流充电。
接着，当电容Ct电压在时间t0达到第二阈值电压Vt2时，施密特触发器电路BUF1输出被反相到H电位。触发器电路D-FF的输出由施密特触发器电路BUF1的信号反相。具体而言，将输出Q设置为L电位并且其反相输出设置为H电位。将AND电路AND1的输出设置为L电位。因此，将到开关元件QH的栅极信号设置为L电位并从而断开开关元件QH。此时，将FET Q13断开来停止对电容Ct充电。同时，将施密特触发器电路BUF1输出设置为H电位，从而接通FET Q15。因此，电容Ct由电流源CC3的预定电流放电。因此，电容Ct电压从时间t0开始线性降低。
接着，当电容Ct电压在时间t1达到第一阈值电压Vt1时，施密特触发器电路BUF1输出被反相到L电位。施密特触发器电路BUF1输出通过NOT电路NOT1输入到AND电路AND2。因此AND电路AND2设置到H电位来接通开关元件QL。同时，接通开关元件Q14来操作包含电流源CC2，FET Q11和Q12的电流反射镜电路。以这种方式，电容Ct由来自电流源CC2的预定电流充电。
接着，当电容Ct电压在时间t2达到第二阈值电压Vt2时，施密特触发器电路BUF1输出被反相到H电位。触发器电路D-FF的输出也被反相。具体而言，将输出Q设置到H电位并且从而将其反相输出设置到L电位。AND电路AND2的输出被设置到L电位来断开开关元件QL。因此，FET Q14断开以停止对电容Ct充电。同时，将施密特触发器电路BUF1的输出设置到H电位。因此，接通FET Q15并且电容Ct由电流源CC3的预定电流放电。
接着，当电容Ct电压在时间t3达到第一阈值电压Vt1，施密特触发器电路BUF1输出被反相到L电位。施密特触发器电路BUF1输出通过NOT电路NOT1输入到AND电路AND1。因此AND电路AND1的输出被设置到H电位来接通开关元件QH。
通过重复上述操作交替地接通和断开开关元件QL和QH。
如上所述，第二实施例的PRC电路配置为使用单电容Ct，并通过使用响应输出电压的流动电流，即使用基于光电耦合器PC1电流的电流源CC1电流对电容Ct充电。PRC电路在电容Ct电压从第一阈值电压Vt1转变到第二阈值电压Vt2的时间期间(例如从t3到t4的时间间隔)内接通开关元件QH。PRC电路将电容Ct的电荷从第二阈值电压Vt2放电到第一阈值电压Vt1(例如时间t3)，并接着通过使用预定恒定电流(来自电流源CC2的电流)对电容Ct充电。PRC电路在电容Ct的电压从第一阈值电压Vt1转变到第二阈值电压Vt2的时间期间(例如从t5到t6的时间间隔)内接通开关元件QL。换而言之，PRC电路可以将开关元件QL接通期间设置到固定长度并可变地控制开关元件QH的接通期间。进一步地，PRC电路可以将开关元件QH接通期间设置到固定长度并基于输出电压可变地控制开关元件QL的接通期间。
本发明可以应用到例如DC-DC变换器或AC-DC变换器的开关电源。

Claims (4)

1.一种开关电源，包括：
第一开关元件和第二开关元件串联形成的第一串联电路，连接在直流电源的两端；
电流谐振电容、谐振电抗器以及变压器的主线圈串联形成的第二串联电路，连接在第一开关元件的两端；
对上述变压器的次级线圈上产生的电压进行整流和平滑的整流平滑电路；以及
基于上述整流平滑电路的输出电压交替接通和断开第一开关元件和第二开关元件的控制电路，
其中，上述控制电路设置第二开关元件的接通时间段为长于谐振电流的周期半值的预定时间段，并基于上述整流平滑电路的输出电压控制第一开关元件的接通时间段，该谐振电流是由谐振电抗器以及电流谐振电容的谐振产生的，
所述控制电路进一步包括：
第一开关元件控制单元，配置为通过使用响应输出电压而流动的电流对电容充电，在电容充电电压从第一阈值转变为第二阈值的时间期间内接通第一开关元件；以及
第二开关元件控制单元，配置为将电容中的电荷从第二阈值放电到第一阈值，和使用预定电流对电容充电，在电容充电电压从第一阈值转变到第二阈值的预定时间期间内接通第二开关元件。
2.如权利要求1所述开关电源，
其中，第一开关元件连接到直流电源的正电极，以及
第二开关元件连接到直流电源的负电极。
3.一种开关电源，包括：
第一开关元件和第二开关元件串联形成的第一串联电路，连接在直流电源的两端；
电流谐振电容、谐振电抗器以及变压器的主线圈串联形成的第二串联电路，连接在第一开关元件的两端；
对上述变压器的次级线圈上产生的电压进行整流和平滑的整流平滑电路；以及
基于上述整流平滑电路的输出电压交替接通和断开第一开关元件和第二开关元件的控制电路，
其中，上述控制电路设置第二开关元件的接通时间段为长于谐振电流的周期半值的预定时间段，并基于上述整流平滑电路的输出电压控制第一开关元件的接通时间段，该谐振电流是由谐振电抗器以及电流谐振电容的谐振产生的，
所述控制电路进一步包括：
配置为通过使用响应输出电压而流动的电流对第一电容充电，在第一电容充电电压从充电起始电压转变为第一预定电压的时间期间内接通第一开关元件的第一开关元件控制单元；以及
配置为通过使用预定电流对第二电容充电，在第二电容充电电压从充电起始电压转变为第二预定电压的时间期间内接通第二开关元件的第二开关元件控制单元。
4.如权利要求3所述开关电源，
其中，第一开关元件连接到直流电源的正电极，以及
第二开关元件连接到直流电源的负电极。
CNB2005101151122A 2004-11-11 2005-11-10 开关电源 Expired - Fee Related CN100555827C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004328117A JP4371042B2 (ja) 2004-11-11 2004-11-11 スイッチング電源装置
JP2004328117 2004-11-11

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1773825A CN1773825A (zh) 2006-05-17
CN100555827C true CN100555827C (zh) 2009-10-28

Family

ID=36316133

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2005101151122A Expired - Fee Related CN100555827C (zh) 2004-11-11 2005-11-10 开关电源

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7339799B2 (zh)
JP (1) JP4371042B2 (zh)
KR (1) KR100660403B1 (zh)
CN (1) CN100555827C (zh)

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7236683B2 (en) * 2001-11-15 2007-06-26 Macrovision Corporation Method and apparatus for providing or enhancing copy protection by adding selected negative-going and positive-going pulses in a video signal HBI
JP4371042B2 (ja) 2004-11-11 2009-11-25 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4735072B2 (ja) * 2005-06-23 2011-07-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
KR101050025B1 (ko) * 2005-10-03 2011-07-19 산켄덴키 가부시키가이샤 다출력 스위칭 전원 장치
JP2007174793A (ja) * 2005-12-21 2007-07-05 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置
JP4797637B2 (ja) * 2006-01-16 2011-10-19 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置
KR20070110997A (ko) * 2006-05-16 2007-11-21 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 구동장치, 이를 사용하는 하프 브릿지 컨버터 및 그구동방법
JP4222421B2 (ja) * 2007-02-28 2009-02-12 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
US7729135B1 (en) * 2007-05-10 2010-06-01 Fairchild Semiconductor Corporation Power converter using a single tapped transformer for multiple ranges of input voltage
JP4245066B2 (ja) 2007-06-11 2009-03-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4258560B2 (ja) 2007-06-28 2009-04-30 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4229202B1 (ja) * 2007-08-27 2009-02-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP5217535B2 (ja) 2008-03-17 2013-06-19 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
EP2110938B1 (de) * 2008-04-14 2018-08-29 Power Systems Technologies GmbH Primärseitige Steuerschaltung in einem Schaltnetzteil mit Transformator ohne Hilfswicklung mit einer Regelung basierend auf der sekundärseitigen Stromflusszeitdauer
JP4525817B2 (ja) * 2008-10-30 2010-08-18 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP5321000B2 (ja) * 2008-11-17 2013-10-23 サンケン電気株式会社 レベルシフト回路
US8817494B2 (en) * 2010-08-09 2014-08-26 Sanken Electric Co., Ltd. PFC AC/DC converter reducing harmonics, switching loss, and switching noise
JP2013005547A (ja) 2011-06-15 2013-01-07 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JP5821026B2 (ja) * 2011-06-16 2015-11-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 充電装置
US20130214607A1 (en) * 2012-02-17 2013-08-22 Enphase Energy, Inc. Electromagnetic interference cancelling during power conversion
US8810144B2 (en) * 2012-05-02 2014-08-19 Cree, Inc. Driver circuits for dimmable solid state lighting apparatus
JP6456832B2 (ja) * 2012-10-18 2019-01-23 フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ 負荷を駆動する駆動装置及び駆動方法
KR101632391B1 (ko) * 2015-07-15 2016-06-21 주식회사 케어윈 Led램프 구동장치
CN107453609B (zh) * 2016-06-01 2019-11-05 三垦电气株式会社 开关电源的控制电路
DE102017110927A1 (de) 2017-05-19 2018-11-22 Infineon Technologies Austria Ag Sperrwandlersteuerung, Sperrwandler und Verfahren zum Betreiben des Sperrwandlers
CN109428475B (zh) * 2017-08-30 2021-07-30 三垦电气株式会社 电流谐振电源装置的控制电路
WO2019219136A1 (en) * 2018-05-18 2019-11-21 Linak A/S A switched-mode power converter
DE102018116883A1 (de) * 2018-07-12 2020-01-16 Infineon Technologies Austria Ag Sperrwandlersteuerung, Sperrwandler und Verfahren zum Betreiben des Sperrwandlers
US10797582B1 (en) * 2019-03-14 2020-10-06 Infineon Technologies Austria Ag Cross conduction protection in a voltage converter

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5430633A (en) * 1993-09-14 1995-07-04 Astec International, Ltd. Multi-resonant clamped flyback converter
US5808879A (en) 1996-12-26 1998-09-15 Philips Electronics North America Corporatin Half-bridge zero-voltage-switched PWM flyback DC/DC converter
DE10128687A1 (de) 2001-06-13 2002-12-19 Philips Corp Intellectual Pty Spannungswandler
JP3707436B2 (ja) * 2002-01-25 2005-10-19 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP4371042B2 (ja) 2004-11-11 2009-11-25 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20060098464A1 (en) 2006-05-11
US7339799B2 (en) 2008-03-04
JP2006141125A (ja) 2006-06-01
KR20060052571A (ko) 2006-05-19
JP4371042B2 (ja) 2009-11-25
KR100660403B1 (ko) 2006-12-22
CN1773825A (zh) 2006-05-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100555827C (zh) 开关电源
CN109155587B (zh) Dc-dc转换器和控制电路
US6198260B1 (en) Zero voltage switching active reset power converters
US8942018B2 (en) Single-phase self-driven full-bridge synchronous rectification
KR100547289B1 (ko) 간헐 모드로 동작하는 동기 정류형 직렬 공진 컨버터
CN105684287B (zh) 用于谐振转换器的栅驱动装置
CN102142776B (zh) 开关电源装置
US6995987B2 (en) DC—DC converters providing reduced deadtime
CN101686015B (zh) 具有主动箝位电路的正-反激变换器
KR101662360B1 (ko) 0 전압 스위칭을 이용하는 전력 변환
CN102792574B (zh) 开关电源装置
JP5494154B2 (ja) 絶縁型スイッチング電源装置
JP3514552B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃ変換器
CN1797921B (zh) 低输出电压的有源钳位正向变换器的同步整流器驱动电路
US20100046264A1 (en) Generalized ac-dc synchronous rectification techniques for single- and multi-phase systems
CN105281576B (zh) 准谐振半桥转换器及其控制方法
CN103078503B (zh) 接通时间采样防止
US11223279B2 (en) Resonant switched transformer converter
CN104052287A (zh) Dc－dc变换器
CN107809830B (zh) 一种Buck-boost LED驱动电路
CN102790534A (zh) 谐振变换器
GB2441926A (en) DC/DC converter
CN107005171A (zh) 电力变换单元
CN100474753C (zh) 电源电路及电子装置
CN108712070B (zh) 基于zcs pwm双向dc-dc cuk变换器、变换系统和方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20091028

Termination date: 20181110