CN102792574B - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

第1开关元件(Q1)由从开关控制IC(81)输出的驱动电压(Vgs1)进行控制。第2开关控制电路(61)控制第2开关元件(Q2)的导通时间以使得第2开关元件(Q2)的导通时间对第1开关元件(Q1)的导通时间的时间比率相对于负载电流的变化而大致恒定。在通常负载状态下，从开关控制IC(81)内的频率设定部输出的矩形波被直接输出，因此转换器以电流连续模式进行动作。在轻负载状态下，以从最大频率设定部输出的信号的周期来对开关控制IC(81)内的驱动信号生成部进行消隐以使振荡频率下降，从而转换器以电流不连续模式进行动作。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及在对负载进行宽范围的功率供应下维持高的功率变换效率的开关电源装置。
背景技术
现有技术中，为了作为削减电源电压的供应目的地的负载电路在待机时的消耗功率即待机功率，存在对通常时用的转换器和待机时用的转换器进行切换来使其动作的技术、或在单个转换器中在通常时和待机时切换动作模式的技术。
作为所述在单个转换器中切换动作模式的技术，使用了以下3种类型的开关电源装置。
第1类型，是在反激式转换器等中，通过在待机时(＝轻负载时)使电路的常数变化，来降低开关元件的开关频率，减少每单位时间的开关动作的次数，从而减少开关损耗。
第2类型，是在电流谐振转换器等中，在待机时，通过对振荡频率保持高频动作的振荡期间与停止期间进行反复的间歇振荡动作，来减少每单位时间的开关动作的次数从而减少开关损耗，以谋求高效率化。
第3类型是在待机时使输出电压下降，使开关控制电路的电源电压下降，从而减少在开关控制电路等中产生的功率的消耗本身。
图1是分类为所述第3类型的专利文献1中所示的开关电源装置的电路图。在图1中，当负载8的轻负载状态持续了给定时间时，由动作模式切替单元50将控制电路9的动作模式切换为节约功率模式，频率控制单元23的控制频率被控制为变高，控制电路9的电源电压Vcc下降至最低容许动作电压附近。由此，在轻负载状态下，通过使控制电路9在最低容许动作电压附近动作来减少消耗功率，谐振型开关电源装置的效率得以提高。
先行技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平7-274498号公报
发明的概要
发明要解决的课题
在所述第1类型中，通常由单管的开关元件来构成转换器，额定负载下会在开关元件的两端产生大的开关浪涌电压，因此开关元件需要高耐压的特性。高耐压的开关元件一般成本高，导通时的电压降大，因此导通损耗大。其结果是，存在额定负载下的效率变低的课题。
在所述第2类型中，由于是间歇振荡动作，因此存在输出电压的纹波大的间歇振荡的周期成为可听频带，从而发出哔哔声等课题。进而，由于在振荡期间，二个FET进行动作，因此存在FET的驱动损耗大，对于急剧的输出负载的变动的输出响应特性差等课题。
在所述第3类型中，尽管待机时减少了开关控制电路等的功率消耗，但由于开关频率变高，因此存在开关损耗变大，功率消耗的减少效果小的课题。
发明内容
本发明的目的在于提供相对于从轻负载起至额定负载、重负载为止宽范围的负载的变动，能实现高效率动作且输出响应性优良的开关电源装置。
用于解决课题的手段
为了解决所述课题，本发明的开关电源装置按如下构成。
(1)具备：直流电源输入部，其被输入直流输入电压(Vi)；变压器(T)，其至少具备磁耦合的初级绕组(np)以及次级绕组(ns)；第1串联电路，其连接于所述直流电源输入部的两端，且串联连接所述初级绕组(np)、电感器(Lr)以及第1开关元件(Q1)而成；第2串联电路，其连接于所述第1开关元件(Q1)的两端或由所述初级绕组(np)和电感器(Lr)组成的串联电路的两端，且串联连接第2开关元件(Q2)和电容器(Cr)而成；开关控制电路，其使所述第1开关元件(Q1)导通了给定时间后，使所述第2开关元件(Q2)导通给定时间；以及第1整流平滑电路，其对从所述次级绕组(ns)输出的交流电压进行整流平滑并将输出电压(Vo)向负载输出，所述开关电源装置的特征在于，具备：轻负载探测单元，其直接或间接地检测在所述负载中流动的负载电流，来探测所述负载是否处于轻负载状态，所述开关控制电路构成为具有：第1开关控制电路，其控制所述第1开关元件的导通时间；以及第2开关控制电路，其控制所述第2开关元件(Q2)的导通时间，以使得所述第2开关元件(Q2)的导通时间(ton2)对所述第1开关元件(Q1)的导通时间(ton1)的比率即导通时间比率(Da)相对于所述负载电流的变化而大致恒定，在通常负载状态下，所述第1开关元件(Q1)与所述第2开关元件(Q2)以互补地反复导通/截止的电流连续模式来进行动作，在所述轻负载探测单元探测到轻负载状态时，在从所述第2开关元件(Q2)的断开起至所述第1开关元件(Q1)的接通为止的期间，以存在变压器中不通电流的电流停止期间的电流不连续模式来进行动作。
(2)另外，本发明的开关电源装置具备：直流电源输入部，其被输入直流输入电压(Vi)；变压器(T)，其至少具备磁耦合的初级绕组(np)以及次级绕组(ns)；第1串联电路，其连接于所述直流电源输入部的两端，且串联连接第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)而成；第2串联电路，其连接于所述第2开关元件(Q2)的两端，且串联连接所述初级绕组(np)、电感器(Lr)以及电容器(Cr)而成；开关控制电路，其使所述第1开关元件(Q1)导通了给定时间后，使所述第2开关元件(Q2)导通给定时间；以及第1整流平滑电路，其对从所述次级绕组(ns)输出的交流电压进行整流平滑并将输出电压(Vo)向负载输出，所述开关电源装置的特征在于，具备：轻负载探测单元，其直接或间接地检测在所述负载中流动的负载电流，来探测所述负载是否处于轻负载状态，所述开关控制电路构成为具有：第1开关控制电路，其控制所述第1开关元件的导通时间；以及第2开关控制电路，其控制所述第2开关元件(Q2)的导通时间，以使得所述第2开关元件(Q2)的导通时间(ton2)对所述第1开关元件(Q1)的导通时间(ton1)的比率即导通时间比率(Da)相对于所述负载电流的变化而大致恒定，在通常负载状态下，所述第1开关元件(Q1)与所述第2开关元件(Q2)以互补地反复导通/截止的电流连续模式来进行动作，在所述轻负载探测单元探测到轻负载状态时，在从所述第2开关元件(Q2)的断开起至所述第1开关元件(Q1)的接通为止的期间，以存在变压器中不通电流的电流停止期间的电流不连续模式来进行动作。
(3)例如，所述变压器(T)具备第1驱动绕组(nb1)，在所述第1驱动绕组(nb1)设有用于对所述开关控制电路供应直流电源电压的第2整流平滑电路。
(4)例如，所述开关电源装置具备：定时检测单元，其对所述第2开关元件(Q2)断开从而所述变压器的绕组电压反相的定时进行检测；以及反馈电路，其产生用于检测输出电压来进行控制的反馈信号，所述第1开关控制电路是使第1开关元件稍晚于由所述定时检测单元检测出的定时来进行接通、且在经过与所述反馈信号的电压相应的时间(Q1的导通时间)后进行断开的电路。
(5)例如，所述定时检测单元对在所述变压器的绕组电压的两端发生的电压变化进行检测。
(6)例如，所述定时检测单元对所述第1开关元件Q1或所述第2开关元件Q2中的至少一者的漏极-源极间电压的变化进行检测。
(7)例如，所述定时检测单元对所述第1开关元件Q1或所述第2开关元件Q2中的至少一者的漏极电流或源极电流的变化进行检测。
(8)例如，所述定时检测单元对在所述第1驱动绕组(nb1)的两端发生的电压变化进行检测。
(9)例如，所述变压器(T)具备第2驱动绕组(nb2)，所述第2驱动绕组(nb2)的第1端连接于所述第1开关元件(Q1)与所述第2开关元件(Q2)的连接点，在所述第2驱动绕组(nb2)的第2端与所述第2开关元件(Q2)的控制端子之间，连接有所述第2开关控制电路，第2开关控制电路是利用通过断开所述第1开关元件Q1而产生的所述第2驱动绕组(nb2)的电压来使所述第2开关元件Q2接通的电路。
(10)例如，所述第2开关控制电路是进行控制以使所述导通时间比率(Da)几乎变为1的电路。
(11)例如，所述第2开关控制电路是如下电路：在以Da表示所述导通时间比率、以Vi表示所述直流输入电压、以Vo表示所述输出电压、以np表示所述初级绕组的卷绕数、以ns表示所述次级绕组的卷绕数时，进行控制以使Da大于ns·Vi/np·Vo，从而使所述第2开关元件Q2断开。
(12)例如，所述第2开关控制电路是如下电路：进行控制以使所述Da大于ns·Vi/np·Vo-1地使所述第2开关元件Q2断开。
(13)例如，所述轻负载探测单元根据所述反馈信号的电压来进行探测。
(14)例如，所述轻负载探测单元根据对所述第1开关元件或所述第2开关元件进行驱动的开关频率是否达到了上限值来进行探测。
(15)例如，在所述电流不连续模式下，所述开关控制电路使驱动所述第1开关元件或所述第2开关元件的开关频率随所述负载电流的减少而下降。
(16)例如，在所述电流不连续模式下，所述开关控制电路使所述第1开关元件(Q1)或所述第2开关元件(Q2)的导通时间随所述负载电流的减少而变小。
(17)例如，在所述电流连续模式下，所述开关控制电路设定所述开关频率的最高值、或者所述第1开关元件或第2开关元件的导通时间的最大值。
(18)例如，在所述电流不连续模式下，所述开关控制电路根据所述反馈信号来对所述开关频率、或者所述第1开关元件或第2开关元件的导通时间进行控制。
(19)例如，所述开关控制电路对所述反馈信号的电压设定限制值，当所述反馈信号的电压超过所述限制值时，使所述第1开关元件(Q1)或所述第2开关元件(Q2)的开关停止。
(20)例如，所述开关控制电路在处于所述限制值时以最低开关频率且最小导通时间来进行动作。
(21)例如，在所述电流不连续模式下，即使所述第1开关元件(Q1)断开，所述开关控制电路也不使所述第2开关元件(Q2)接通而进行如下控制：首先，在所述第2开关元件(Q2)的寄生二极管中通正向电流，在其后的反向恢复时间内通反向电流。
(22)例如，所述第1开关元件(Q1)、所述第2开关元件(Q2)、或在所述第1整流平滑电路中具备的整流元件之中的至少一个是电场效应晶体管。
(23)例如，以所述变压器的漏感来构成所述电感器(Lr)。
发明效果
根据本发明，起到如下效果。
(a)通过在待机时等的轻负载状态下降低开关频率来以在电流不连续模式下动作的待机模式进行动作，从而每单位时间的开关次数得以减少，抑制了开关损耗，能谋求高效率化。
(b)由于在轻负载状态下，第2开关元件(高边FET)仅在能吸收第1开关元件(低边FET)断开时在第1开关元件Q1生成的浪涌电压的期间成为导通，因此能降低第1开关元件Q1所要求的耐压。
(c)由于不会成为间歇振荡动作，因此没有输出纹波的增大，从而输出电压的电压精度优良。
(d)由于没有间歇振荡那样的振荡停止期间，因此针对负载突变的响应特性优良。
(e)由于在待机时等的轻负载状态下几乎仅以第1开关元件(低边FET)的动作来进行电力变换动作，因此能减少FET的驱动损耗。
附图说明
图1是专利文献1中所示的开关电源装置的电路图。
图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。
图3是图2中的反馈电路83的电路图。
图4是表示开关控制IC81内的FB端子与OUT端子间的构成的框图。
图5是表示在通常负载状态下负载的轻重变化所带来的开关频率的变化的图。
图6是表示从通常负载状态向轻负载状态转移时的开关频率的变化以及模式的变化的图。
图7是表示消隐频率相对于开关控制IC81内的FB端子的电压的关系的图。
图8是第2实施方式所涉及的开关电源装置102的电路图。
图9是第3实施方式所涉及的开关电源装置103的电路图。
图10是表示第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压的关系的波形图。
图11是第4实施方式所涉及的开关电源装置104的电路图。
图12是表示图11中的第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
图13是第5实施方式所涉及的开关电源装置105的电路图。
图14是表示图13中的第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
图15是第6实施方式所涉及的开关电源装置106的电路图。
图16是表示图15中的第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
图17是第7实施方式所涉及的开关电源装置107的电路图。
图18是第8实施方式所涉及的开关电源装置108的电路图。
图19是第9实施方式所涉及的开关电源装置109的电路图。
图20是第10实施方式所涉及的开关电源装置110的电路图。
图21是第11实施方式所涉及的开关电源装置111的电路图。
图22是第12实施方式所涉及的开关电源装置112的电路图。
图23是第13实施方式所涉及的开关电源装置113的电路图。
图24是第14实施方式所涉及的开关电源装置114的电路图。
图25是第15实施方式所涉及的开关电源装置115的电路图。
图26是第16实施方式所涉及的开关电源装置116的电路图。
具体实施方式
《第1实施方式》
参照图2～图7来说明第1实施方式所涉及的开关电源装置。
图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。对该开关电源装置101的输入端子PI(+)-PI(G)间输入直流输入电源Vi的电压。而且，向连接于开关电源装置101的输出端子PO(+)-PO(G)间的负载Ro输出给定的直流电压。
在输入端子PI(+)-PI(G)间，构成有串联连接第1开关元件Q1、第2开关元件Q2以及电流检测用电阻Ri而成的第1串联电路。第1开关元件Q1和第2开关元件Q2由FET构成，高边的第2开关元件Q2的漏极端子与输入端子PI(+)连接，低边的第1开关元件Q1的源极端子经由电流检测用电阻Ri与输入端子PI(G)连接。
在第2开关元件Q2的两端，构成有串联连接电容器Cr、变压器T的初级绕组np以及电感器Lr而成的第2串联电路。电感器Lr通过变压器T的初级绕组np的漏感来构成。
在变压器T的次级绕组ns1、ns2，构成有由二极管Ds、Df以及电容器Co组成的第1整流平滑电路。该第1整流平滑电路对从次级绕组ns1、ns2输出的交流电压进行全波整流并平滑，然后向输出端子PO(+)-PO(G)输出。
在变压器T的第1驱动绕组nb1，连接有由二极管Db以及电容器Cb组成的整流平滑电路。将由该整流平滑电路得到的直流电压作为电源电压而提供给开关控制IC81的GND端子以及VCC端子间。
开关控制IC81相当于本发明的第1开关控制电路。开关控制IC81从其OUT端子对第1开关元件Q1的栅极输出驱动电压Vgs1。第1开关元件Q1通过所述驱动电压Vgs1来进行导通/截止动作。
在变压器T的第2驱动绕组nb2与第2开关元件Q2之间设有作为高边开关控制电路的第2开关控制电路61。具体而言，将变压器T的第2驱动绕组nb2的第1端连接于第1开关元件Q1与第2开关元件Q2的连接点(第2开关元件Q2的源极端子)，在第2驱动绕组nb2的第2端与第2开关元件Q2的栅极端子之间连接有第2开关控制电路61。
第2开关控制电路61使用通过断开第1开关元件Q1而产生的第2驱动绕组nb2的电压，来使第2开关元件Q2接通。在第2开关元件Q2接通后，对第2开关元件Q2的导通时间进行控制以使第2开关元件Q2的导通时间(ton2)相对于第1开关元件Q1的导通时间(ton1)的比率即导通时间比率Da(Da＝ton2/ton1)相对于负载的变化而大致恒定。例如若Da大致为1，则Q1与Q2的导通时间大致相等。
在输出端子PO(+)、PO(G)以及开关控制IC81之间设有反馈电路83。该反馈电路83是根据输出端子PO(+)-PO(G)间的电压的分压值与基准电压的比较来产生反馈信号、并在绝缘状态下向开关控制IC81的FB端子输入反馈电压的电路。
图3是所述反馈电路83的电路图。在输出端子PO(+)-PO(G)间，连接有由并联稳压器SR、电阻R3以及光电耦合器PC的发光元件组成的串联电路、以及由电阻R1、R2组成的分压电路。对并联稳压器SR的参考端子提供由上述R1、R2组成的电阻分压电路的分压输出。另外，在并联稳压器SR的电压控制端与参考端子之间设有由电阻R11和电容器C11组成的负反馈电路。另外，在开关控制IC81的FB端子与GND端子之间连接有光电耦合器PC的受光元件。在开关控制IC81的内部，在FB端子连接有恒流电路。
反馈电路83以如下关系发挥作用：对输出端子PO(+)、PO(G)的输出电压高于设恒定电压越多，FB端子的电压越低。
图4是表示开关控制IC81内的FB端子与OUT端子间的构成的框图。频率设定部91根据对FB端子输入的反馈电压来设定由驱动信号生成部92生成的驱动信号的频率(周期)。驱动信号生成部92从OUT端子对第1开关元件Q1的栅极输出驱动电压Vgs1。
频率设定部91以开关频率随FB端子的电压变低而上升的关系来产生矩形波信号，并向驱动信号生成部92输出。
在以并非待机时等的轻负载状态的通常的动作模式进行动作的负载状态下，例如负载越轻，输出电压高于设定电压越多，开关频率变得越高。即第1开关元件Q1的导通时间变短。
最大频率设定部93为了防止开关频率过高而设定开关频率的上限值(消隐频率)。驱动信号生成部92以从最大频率设定部93输出的信号的周期而被消隐。在以通常动作模式进行动作的通常负载状态下，从频率设定部91输出的矩形波直接被输出，因此转换器以电流连续模式进行动作。另一方面，在以待机动作模式进行动作的轻负载状态下，通过从最大频率设定部93输出的信号来限制从驱动信号生成部92输出的信号，使其周期不短于设定值。故而，在施加该限制那样的状态下，尽管第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的导通时间变短，但从Q2断开起至下一Q1接通为止的期间会插入消隐时间。因此，转换器以电流不连续模式进行动作。
图5是表示在通常动作模式的负载状态下负载的轻重变化所带来的开关频率的变化的图。
如前所述，图2的第2开关控制电路61在第2开关元件Q2接通后，控制第2开关元件Q2的导通时间以使导通时间比率Da大致恒定。图5是Da大致为1的情况。而在第1开关元件Q1的导通期间与第2开关元件Q2的导通期间之间设置死区时间。
如此，在通常负载状态下，以开关频率随负载变轻而上升的关系来以电流连续模式进行动作。
图6是表示在从通常负载状态转移至轻负载状态时的开关频率的变化以及模式的变化的图。
在通常负载状态下，如前述那样以电流连续模式进行动作，开关频率随负载变轻而上升。在开关频率达到了消隐频率以后，即使负载变得更轻，从图4所示的驱动信号生成部92输出的驱动电压的频率也不会因最大频率设定部93的作用而至最大频率以上。故而，在达到消隐频率的轻负载状态下，尽管负载越轻，开关元件Q1、Q2的导通时间越短，但在至开关元件Q1、Q2的接通为止的期间会插入消隐时间。其结果是，将在轻负载状态下以电流不连续模式进行动作。
图7是表示所述FB端子的电压与消隐频率的关系的图。在该例中，在FB端子的电压低于0.4V的情况下(无负载状态或接近无负载状态)停止开关动作。在FB端子的电压为0.4V～0.6V的区间，以开关频率1kHz进行动作，在0.6V～1.0V的区间，开关频率线性地变化。在FB端子的电压高于1.0V的情况下(通常负载状态)，最大消隐频率例如变为250kHz。
因此，在轻负载状态下，开关频率不超过250kHz，且开关频率随负载变轻而进一步下降，因此将进一步抑制功率变换损耗。
此外，消隐频率可以与FB端子的电压无关地进行固定(例如130kHz)。另外，可以与FB端子的电压无关地设定开关元件的最大导通时间。
如以上所示，在轻负载状态下，第2开关元件(高边FET)Q2仅在能吸收第1开关元件Q1(低边FET)断开时所生成的浪涌电压的期间成为导通，因此能减少FET的耐压。
另外，由于不成为间歇振荡动作，因此输出纹波不会增大，输出电压的电压精度优良。进而，由于没有间歇振荡那样的振荡停止期间，因此针对负载突变的响应特性优良。
另外，在待机时等的轻负载状态下，几乎仅以第1开关元件Q1(低边FET)的动作来进行功率变换动作，因此能减少开关元件中的驱动损耗。
此外，在轻负载状态下，在第2驱动绕组nb2生成的电压达不到使第2开关元件Q2接通所需的电压的情况下，在第2开关元件Q2的寄生二极管(未图示)的反向恢复时间内，在所述寄生二极管中通反向电流。因此，即使第2开关元件Q2不导通，也能通过使第2开关元件Q2的寄生二极管首先正向、接着反向地通电流，来吸收在第1开关元件Q1生成的浪涌电压。
《第2实施方式》
图8是第2实施方式所涉及的开关电源装置102的电路图。
与图2所示的第1实施方式所涉及的开关电源装置101不同，在图8中具体表现了开关控制IC84的构成、以及第2开关控制电路63的构成。
在开关控制IC84的OUT端子，连接有恒流电路CC1以及电容器C3的串联电路，且按照电容器C3的充电电压被输入至IS端子的方式进行连接。
通过将因第2开关元件Q2的断开而在第1驱动绕组nb1感应的反电动势的电压输入至ZT端子，开关控制IC84使OUT端子为高电平。由此，第1开关元件Q1接通。
开关控制IC84根据ZT端子的输入电压来对第2开关元件Q2断开从而变压器T的绕组电压反相的定时进行检测。该构成相当于本发明所涉及的“定时检测单元”。
恒流电路CC1通过开关控制IC84的OUT端子的电压来对电容器C3进行恒流充电。开关控制IC84内的比较器对电容器C3的电压与FB端子的电压进行比较，当电容器C3的电压等于FB端子的电压时断开第1开关元件Q1。由此，对输出端子PO(+)、PO(G)的输出电压越高，FB端子的电压变得越低，电容器C3的充电时间变得越短，从而第1开关元件Q1的导通时间变得越短。通过这样的机构，能将对输出端子PO(+)、PO(G)的输出电压控制成恒定电压。
另一方面，第2开关控制电路63在第1开关元件Q1接通时，以在第2驱动绕组nb2所感应的电压，按照电容器Cb2→二极管D3→恒流电路CC2→二极管D2→第2驱动绕组nb2的路径，来以恒流对电容器Cb2进行放电，从而生成负电压。
其后，在第1开关元件Q1断开时，以在第2驱动绕组nb2所感应的电压，经由电阻R4对第2开关元件Q2施加正电压，从而Q2接通。另外，按照第2驱动绕组nb2→二极管D1→恒流电路CC2→二极管D4→电容器Cb2的路径，将电容器Cb2的电荷以正方向进行恒流充电。在电容器Cb2的电压超过晶体管的阈值电压即约0.6V的时间点，晶体管Q3导通，由此，第2开关元件Q2断开。所述电容器Cb2的充电时间即第1开关元件Q1的导通时间与电容器Cb2的放电时间即第2开关元件Q2的导通时间变得相等，导通时间比率Da被控制为大致为1。
《第3实施方式》
图9是第3实施方式所涉及的开关电源装置103的电路图。该开关电源装置103的第2开关控制电路62与图8不同。另外，次级侧的电路与图2以及图8所示的电路不同。
在第2开关控制电路62中，由晶体管Q4、Q5以及电阻R7、R8来构成了恒流电路。因此，第2开关控制电路62的基本的电路动作与图8所示的第2开关控制电路63相同。此外，二极管D5以及电阻R6的串联电路与电阻R4并联连接。故而，第2开关元件Q2的驱动电压Vgs2的上升沿以R4与R6的并联阻抗来设定，下降沿仅以R4的阻抗来支配性地设定。
在变压器T的次级绕组ns1、ns2连接有整流用的FETQs、FETQf。次级侧开关控制电路86同步于在变压器T的次级绕组ns1或ns2生成的起电电压的变化来对FETQs、FETQf进行开关。
如此，通过代替整流二极管而以整流的FET来进行同步整流，能减少因通电流而发生的导通损耗。
图10是表示图8或图9中的第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压的关系的波形图。
若第1开关元件Q1导通，则在高边驱动绕组nb2感应负电压，电容器Cb2的充电电压VCb2从阈值电压的约0.6V起下降。其后，若第1开关元件Q1断开，则在高边驱动绕组nb2感应正电压，电容器Cb2的充电电压VCb2上升。若该电容器Cb2的充电电压VCb2超过阈值电压的约0.6V，则晶体管Q3导通。由此，第2开关元件Q2的栅极电位变为0V，第2开关元件Q2断开。由于以相同电流值的恒流对电容器Cb2进行充放电，因此充电电压VCb2的斜率相等。即充放电电流比率Di是1∶1。故而，第2开关元件Q2的导通时间等于第1开关元件Q1的导通时间。
在图10中，TQ1ON(1)与TQ2ON(1)通过上述的动作而变得相等。在此，当第1开关元件Q1的导通时间变长而成为了TQ1ON(2)时，Vds1以及Vcb2成为虚线所示的波形图。此时，TQ1ON(2)与TQ2ON(2)也通过上述的动作而变得相等。
《第4实施方式》
图11是第4实施方式所涉及的开关电源装置104的电路图。
与第1实施方式中所示的开关电源装置不同，简单地表示反馈电路，仅反馈的路径以单线(反馈)来表示。另外，第2开关控制电路66的构成不同。在该例中，设有2个齐纳二极管Dz1、Dz2被反向地串联连接，进而串联连接电阻R7而成的电路。该电路输入高边驱动绕组nb2的输出电压来在双向地产生恒定电压。该串联连接的齐纳二极管Dz1、Dz2的两端电压被施加至由电容器Cb2以及电阻R8组成的充放电电路。
为了使电容器Cb2的充电与放电的电流相等，基本上，2个齐纳二极管Dz1、Dz2的齐纳电压相等。
图12是表示图11中的第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
首先，当第1开关元件Q1接通时，在高边驱动绕组nb2所感应的负电压被由齐纳二极管Dz1、Dz2以及电阻R7组成的串联电路恒压化，并被施加至由电容器Cb2以及电阻R8组成的时间常数电路。
其后，当第1开关元件Q1断开时，在高边驱动绕组nb2所感应的正电压经由电阻R5而对第2开关元件Q2施加正电压，从而Q2接通。另外，在高边驱动绕组nb2所感应的正电压被由齐纳二极管Dz1、Dz2以及电阻R7组成的串联电路恒压化，并对由电容器Cb2以及电阻R8组成的时间常数电路施加所述稳定化后的正电压。
在电容器Cb2的电压超过阈值电压的约0.6V的时间点，晶体管Q3导通，从而第2开关元件Q2断开。
通过以上的动作，电容器Cb2的充电时间即第1开关元件Q1的导通时间、与电容器Cb2的放电时间即第2开关元件Q2的导通时间大致相等。
在图12中，TQ1ON(1)与TQ2ON(1)通过上述的动作而变得相等。在此第1开关元件Q1的导通时间变长而成为了TQ1ON(2)时，Vds1以及VCb2成为虚线所示的波形图。此时，TQ1ON(2)与TQ2ON(2)也通过上述的动作而变得相等。
《第5实施方式》
图13是第5实施方式所涉及的开关电源装置105的电路图。
在第2～第4实施方式中，设为了导通时间比率Da(＝TQ2ON/TQ1ON)＝1，而在第5实施方式中，是与导通时间比率Da(＝TQ2ON/TQ1ON)≠1对应的例子。
与第1实施方式中所示的开关电源装置不同，次级侧的电路构成是反激式方式的电路构成，是以由二极管Ds和电容器Co组成的整流平滑电路而构成的。另外，第2开关控制电路67的构成也不同。在该例中，具备：2个恒流电路CC21、CC22；逆流防止用的二极管D1、D2电容器C5。
当第1开关元件Q1接通时，以在高边驱动绕组nb2所感应的电压，按照电容器Cb2→恒流电路CC22→二极管D2→高边驱动绕组nb2的路径，通过恒流对电容器Cb2在负方向上放电。
其后，当第1开关元件Q1断开时，以在高边驱动绕组nb2所感应的正电压经由电阻R5以及电容器C5对第2开关元件Q2施加正电压，从而Q2接通。另外，按照高边驱动绕组nb2→二极管D1→恒流电路CC21→电容器Cb2的路径，通过恒流对电容器Cb2在正方向上充电。在电容器Cb2的电压超过阈值电压的约0.6V的时间点，晶体管Q3导通，从而第2开关元件Q2断开。
由于充电电流与放电电流相对于电容器Cb2独立地确定，因此电容器Cb2的放电时间即第1开关元件Q1的导通时间、与电容器Cb2的充电时间即第2开关元件Q2的导通时间不同。而充电时间与放电时间之比相对于电容器Cb2是恒定的，且与第1开关元件Q1的导通时间成正比关系(线性)。故而，导通时间比率Da(＝TQ2ON/TQ1ON)能以预先确定的关系而保持为恒定。
在此，例如，设电力变换电路是应用了反激式转换器的电路构成。进而，针对如下情况来进行说明：开关元件Q2断开后，变压器的复位时间结束，利用变压器的复位结束所带来的变压器电压的反相来使开关元件Q1接通，由此使在变压器中流动的电流以电流临界模式进行动作。
若使以电流临界模式进行动作，则容易达成零电压开关动作，另外能减少与次级侧的整流二极管的反向恢复时间相伴的损耗，并能在特定的设计条件下实现高效率的动作。然而，若以电流临界模式进行动作，则像RCC(振铃扼流转换器)那样，开关元件Q1的导通时间相对于负载的变动而较大地变化，从而开关频率较大地变动。使开关元件Q2的导通时间跟随这样的开关频率的变动而变化，在现有技术中非常困难。在本实施方式中，按如下方式解决了这样的课题。
在图13中，在以Vi表示直流输入电压、以Vo表示输出电压、以np表示初级绕组的卷绕数、以ns表示次级绕组的卷绕数时，在对变压器进行励磁的时间ts与对变压器进行复位的时间tr之间，基于变压器的磁通的连续性，ts·Vi/np＝tr·Vo/ns的关系式成立。因此，对变压器进行复位的时间tr与对变压器进行励磁的时间ts之比能表示为：tr/ts＝(ns·Vi)/(np·Vo)。
在此，电容器Cb2的放电时间TQ1ON与放电电流值Ib1之积TQ1ON·Ib1成为放电电荷量。同样，充电电荷量表示为TQ2ON·Ib2。在稳定状态下，放电电荷量与充电电荷量相等，因此TQ1ON·Ib1＝TQ2ON·Ib2成立。故导通时间比率Da＝TQ2ON/TQ1ON＝Ib1/Ib2＝1/Di。
在此，若设定为Di(＝1/Da)＞(tr/ts)，即Da＜(tr/ts)，则即使开关元件Q1的导通时间TQ1ON变化，开关元件Q2的导通时间TQ2ON也始终比变压器的复位时间tr短。若如此设定，则开关元件Q2断开后，变压器的复位时间将结束，通过利用变压器的复位结束所带来的变压器电压的反相来使开关元件Q1接通，由此能使在变压器中流动的电流以电流临界模式进行动作。进而，即使在开关元件Q1的导通时间相对于负载的变动较大变化的情况下，也能使开关元件Q2的导通时间跟随该负载的变动而变化，从而能以电流临界模式进行动作。
即在本实施方式中，充放电电流比率Di(＝Ib2/Ib1)与导通时间比率Da(＝TQ2ON/TQ1ON)有Di＝1/Da的关系成立。Di被设定为大于(ns·Vi)/(np·Vo)，通过对第2开关元件Q2的导通时间进行控制以使导通时间比率(Da)相对于负载电流的变化而大致恒定，能使转换器以电流临界模式进行动作。另外，即使相对于负载的变化，开关元件Q1的导通时间变化，开关周期变化，也能达成零电压开关，从而减少伴随次级侧的整流二极管的反向恢复时间的损耗。
通过如此控制，能在反激式方式中与第1实施方式同样地，使与轻负载状态下的电流不连续模式对应的动作发生。
图14是表示图13中的第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
当第1开关元件Q1导通时，在高边驱动绕组nb2感应负电压，电容器Cb2的充电电压VCb2从阈值电压的约0.6V起下降。其后，当第1开关元件Q1断开时，在高边驱动绕组nb2感应正电压，电容器Cb2的充电电压VCb2上升。当该电容器Cb2的充电电压VCb2超过阈值电压的约0.6V时，晶体管Q3导通。由此，第2开关元件Q2的栅极电位变为0V，第2开关元件Q2断开。
电容器Cb2由恒流电路CC21进行充电，且由恒流电路CC22进行放电，因此充电电压VCb2的上升过程的斜率与下降过程的斜率不同。而即使第1开关元件Q1的导通时间变化，充电电压VCb2的上升过程的斜率与下降过程的斜率也各自恒定。故而，导通时间比率Da(＝TQ1ON/TQ2ON)以预先确定的关系被保持为恒定。在图14中，开关元件Q1的导通时间为TQ1ON(1)时的波形图以实线示出，开关元件Q1的导通时间变化为TQ1ON(2)时的波形图以虚线示出。
《第6实施方式》
图15是第6实施方式所涉及的开关电源装置106的电路图。
与图13所示的开关电源装置不同的是电容器Cr的位置和第2开关控制电路68的构成。在此例中，将电阻R81以及二极管D81的串联电路、与电阻R82以及二极管D82的串联电路进行并联连接，且对该并联电路串联电阻R7。该串联电路被连接于高边驱动绕组nb2与电容器Cb2之间。另外，将二极管D11与齐纳二极管Dz12反向地串联连接而成的电路被连接于电容器Cb2的两端。
通过该电路构成，输入高边驱动绕组nb2的输出电压来在双向上产生恒定电压。然而，对电容器Cb2的充电电流经由电阻R81，放电电流经由电阻R82，因此对电容器Cb2的充电时间常数与放电时间常数不同。
此外，通过将电容器C82与二极管D82并联连接，还能通过该电容器C82来使对电容器Cb2的充电时间常数与放电时间常数不同。能够在对二极管D82施加了反向电压的期间，在电容器C82蓄积电荷，并在高边驱动绕组nb2的电压发生变化的死区时间，对电容器C82中所蓄积的电荷进行放电，其结果是，较之于仅有整流二极管的情况，能以更超前的相位来通电流。由此，能够调整对电容器Cb2的充放电的电流量，能在电容器C82中校正死区时间、尤其是对电容器Cb2的充放电电流的方向发生变化时的充放电电流的畸变。
另外，连接于电容器Cb2的两端且反向地串联连接二极管D11与齐纳二极管Dz12而成的电路对晶体管Q3的基极-发射极间的反向施加的电压进行钳位，能保护不被施加过电压。
图16是表示图15中的第1开关元件Q1的栅极-源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极-源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
当第1开关元件Q1导通时，在高边驱动绕组nb2感应负电压，电容器Cb2的充电电压VCb2从阈值电压的约0.6V起下降。其后，当第1开关元件Q1断开时，在高边驱动绕组nb2感应正电压，电容器Cb2的充电电压VCb2上升。当该电容器Cb2的充电电压VCb2超过阈值电压的约0.6V时，晶体管Q3导通。由此，第2开关元件Q2的栅极电位变为0V，第2开关元件Q2断开。
尽管对电容器Cb2的充电时间常数与放电时间常数不同，但其比值大致恒定。故而，导通时间比率Da(＝TQ2ON/TQ1ON)以预先确定的关系而保持为恒定。
此外，在图15中，若在第2开关元件Q2的栅极端子与源极端子间需要电荷放电，则连接电阻Rgs。
在此，针对如下情况进行说明：与第5实施方式中的说明同样地，开关元件Q2断开后，变压器的复位时间结束，通过利用变压器的复位结束所带来的变压器电压的反相来使开关元件Q1接通，从而使在变压器中流动的电流以电流临界模式进行动作。
在图15中，当以Vi表示直流输入电压、以Vo表示输出电压、以np表示初级绕组的卷绕数、以ns表示次级绕组的卷绕数时，在对变压器进行励磁的时间ts与对变压器进行复位的时间tr之间，基于变压器的磁通的连续性，ts·(Vi-np·Vo/ns)＝tr·np·Vo/ns的关系式成立。因此，对变压器进行复位的时间tr与对变压器进行励磁的时间ts之比表示为tr/ts＝(ns·Vi)/(np·Vo)-1。
在此，电容器Cb2的放电时间TQ1ON与放电电流值Ib1之积TQ1ON·Ib1成为放电电荷量。同样，充电电荷量表示为TQ2ON·Ib2。在稳定状态下，放电电荷量与充电电荷量相等，因此TQ1ON·Ib1＝TQ2ON·Ib2成立。故导通时间比率Da＝TQ2ON/TQ1ON＝Ib1/Ib2＝1/Di。
在此，若设定为Di(＝1/Da)＞(tr/ts)，即Da＜(tr/ts)，则即使开关元件Q1的导通时间TQ1ON发生变化，开关元件Q2的导通时间TQ2ON也始终比变压器的复位时间tr短。若如此设定，则开关元件Q2断开后，变压器的复位时间将结束，通过利用变压器的复位结束所带来的变压器电压的反相来使开关元件Q1接通，能使在变压器中流动的电流以电流临界模式进行动作。进而，即使在开关元件Q1的导通时间相对于负载的变动较大地变化的情况下，也能使开关元件Q2的导通时间跟随该负载的变动而变化，以电流临界模式来实现动作。
即在本实施方式中，充放电电流比率Di(＝Ib2/Ib1)与导通时间比率Da(＝TQ2ON/TQ1ON)有Di＝1/Da的关系成立，Di被设定为大于(ns·Vi)/(np·Vo)-1，通过对第2开关元件Q2的导通时间进行控制以使得导通时间比率(Da)相对于负载电流的变化而大致恒定，能使转换器以电流临界模式进行动作。另外，即使相对于负载的变化，开关元件Q1的导通时间变化从而开关周期变化，也能达成零电压开关，减少与次级侧的整流二极管的反向恢复时间相伴的损耗。
《第7实施方式》
图17是第7实施方式所涉及的开关电源装置107的电路图。
与图15所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路69的构成。在此例中，将电阻R81以及二极管D81的串联电路、与电阻R82以及二极管D82的串联电路进行并联连接，并在该并联电路与电阻R7的连接点、和高边驱动绕组nb2的一端之间，连接有对2个齐纳二极管Dz1、Dz2反向地串联连接而成的电路。即，追加了齐纳二极管Dz1、Dz2。
如此，通过对由齐纳二极管Dz1、Dz2和电阻R7组成的串联电路输入高边驱动绕组nb2的输出，并供应齐纳二极管Dz1、Dz2的串联电路的电压，能抑制(校正)因高边驱动绕组nb2的电压的变动所带来的影响。
《第8实施方式》
图18是第8实施方式所涉及的开关电源装置108的电路图。
与图17所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路70的构成。尽管齐纳二极管Dz1、Dz2的连接关系以及其他的连接关系不同，但作用效果基本上与第7实施方式相同。
如此，通过对由齐纳二极管Dz1、Dz2和电阻R71、R72组成的串联电路输入高边驱动绕组nb2的输出，并对由电容器Cb2和电阻R81或R82组成的串联电路供应施加于齐纳二极管Dz1、Dz2的电压，能抑制(校正)因高边驱动绕组nb2的电压的变动所带来的影响。
《第9实施方式》
图19是第9实施方式所涉及的开关电源装置109的电路图。
与图18所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路71的构成。在第2开关控制电路71中，将电容器C5与电阻R5串联连接。
电容器C5和电阻R5，关于对第2开关元件Q2的栅极的电压施加，作为基于时间常数的延迟电路来发挥作用，并与第2开关元件Q2的栅极-源极间的输入电容相关联地，对第2开关元件Q2的接通延迟时间、栅极-源极间的电压值进行控制。
《第10实施方式》
图20是第10实施方式所涉及的开关电源装置110的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是电容器Cr的位置。
将谐振电容器Cr插入在第1开关元件Q1的截止时在电感器Lr中流动的电流所流经的路径上即可，因此电容器Cr可以如图20所示，连接于初级绕组np的一端与第2开关元件Q2的源极之间。
《第11实施方式》
图21是第11实施方式所涉及的开关电源装置111的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是电容器Cr以及电感器Lr的位置。
将谐振电容器Cr以及电感器Lr串联地插入在第1开关元件Q1的截止时在电感器Lr中流动的电流的路径上即可，因此电容器Cr以及电感器Lr可以如图21所示，分别连接于初级绕组np的两端。
《第12实施方式》
图22是第12实施方式所涉及的开关电源装置112的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是电容器Cr的位置。
将谐振电容器Cr插入在第1开关元件Q1的截止时在电感器Lr中流动的电流所流经的路径上即可。故而，电容器Cr可以如图22所示，连接于第2开关元件Q2的漏极与输入端子PI(+)之间。
《第13实施方式》
图23是第13实施方式所涉及的开关电源装置113的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是第2开关元件Q2以及电容器Cr的位置。
将谐振电容器Cr插入在第1开关元件Q1的截止时在电感器Lr中流动的电流所流经的路径上即可，因此电容器Cr可以如图23所示，连接于第2开关元件Q2的漏极与输入端子PI(G)之间。
《第14实施方式》
图24是第14实施方式所涉及的开关电源装置114的电路图。
与第10实施方式中图20所示的开关电源装置不同的是，除了电容器Cr以外还设有电容器Cr1、Cr2这一点。
按照电感器、初级绕组np、电容器Cr、第2开关元件Q2、电容器Cr1构成闭环的方式，设置了电容器Cr以及Cr1。
另外，在电容器Cr1与电感器Lr的连接点、和输入端子PI(G)之间连接有电容器Cr2。如此，与第2开关元件Q2串联连接的谐振电容器(Cr1、Cr2)可以有多个。
通过连接电容器Cr2，从电源电压Vi提供的电流在第1开关元件Q1的导通时间和第2开关元件Q2的导通时间这两者的期间流动，较之于仅以第1开关元件Q1的导通时间流动的图23的电路构成，减少了从电源电压Vi供应的电流的有效电流。由此，能减少从电源电压Vi供应的电流所带来的导通损耗。
《第15实施方式》
图25是第15实施方式所涉及的开关电源装置115的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是变压器T的次级侧的构成。
在第15实施方式中，在变压器T的次级绕组ns，连接有由二极管D21、D22、D23、D34组成的二极管桥电路、以及电容器Co。
如此，可以以二极管桥电路来进行全波整流。
《第16实施方式》
图26是第16实施方式所涉及的开关电源装置116的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是变压器T的次级侧的构成。
在第16实施方式中，在变压器T的次级绕组ns1的两端，构成有由二极管Ds以及电容器Co1组成的整流平滑电路，在次级绕组ns2的两端，构成有由二极管Df以及电容器Co2组成的整流平滑电路。而且，在输出端子PO(+)-PO(G)间连接有电容器Co3。
如此，可以设为倍电压整流电路。
《其他的实施方式》
在以上所示的各实施方式中，构成为了根据反馈信号的电压来探测负载的轻重的电路，即间接地检测在负载中流动的电流的电路，但为了探测是否处于轻负载状态，也可以设置直接检测在负载中流动的电流的电路。在此情况下，构成为对开关控制IC提供控制信号以使在轻负载检测时开关控制IC的消隐功能有效即可。
可以构成如下电路：根据在变压器T的第1驱动绕组nb1的两端发生的电压变化来检测绕组电压的反相，由此检测第2开关元件Q2的断开定时。
另外，第2开关元件Q2的断开定时可以基于第1开关元件Q1或第2开关元件Q2中的至少一者的漏极-源极间电压的变化来检测。
另外，第2开关元件Q2的断开定时可以基于第1开关元件Q1和第2开关元件Q2中的至少一者的漏极电流或源极电流的变化来检测。
此外，本发明不仅能应用在半桥转换器，而且还能应用在全桥转换器等多管式的转换器、电压钳位转换器等中对二个开关元件互补交替地进行导通/截止的开关电源装置。
此外，在以上所示的几个实施方式中示出了对在变压器的绕组电压的两端发生的电压变化进行检测的例子，但也可以对第1开关元件Q1或第2开关元件Q2中的至少一者的漏极-源极间电压的变化进行检测。另外，还可以对第1开关元件Q1或所述第2开关元件Q2中的至少一者的漏极电流或源极电流的变化进行检测。另外，可以对在第1驱动绕组(nb1)的两端发生的电压变化进行检测。
另外，在以上所示的几个实施方式中示出的电感器Lr可以通过变压器T的漏感来构成。
符号说明
CC1、CC2...恒流电路
81、84...开关控制IC
Lr...电感器
nb1...第1驱动绕组
nb2..第2驱动绕组
np...初级绕组
ns1、ns2...次级绕组
PC...光电耦合器
PI(+)，PI(G)...输入端子
PO(+)，PO(G)...输出端子
Q1...第1开关元件
Q2...第2开关元件
Ri...电流检测用电阻
Ro...负载
SR...并联稳压器
T...变压器
81、84...开关控制IC(第1开关控制电路)
61～71...高边开关控制电路(第2开关控制电路)
83...反馈电路
86...次级侧开关控制电路
101～116...开关电源装置

Claims (23)

1.一种开关电源装置，具备：
直流电源输入部，其被输入直流输入电压；
变压器，其至少具备磁耦合的初级绕组以及次级绕组；
第1串联电路，其连接于所述直流电源输入部的两端，且串联连接所述初级绕组、电感器以及第1开关元件而成；
第2串联电路，其连接于所述第1开关元件的两端或由所述初级绕组和电感器组成的串联电路的两端，且串联连接第2开关元件和电容器而成；
开关控制电路，其使所述第1开关元件导通了给定时间后，使所述第2开关元件导通给定时间；以及
第1整流平滑电路，其对从所述次级绕组输出的交流电压进行整流平滑并将输出电压向负载输出，
所述开关电源装置的特征在于，具备：
轻负载探测单元，其直接或间接地检测在所述负载中流动的负载电流，来探测所述负载是否处于轻负载状态，
所述开关控制电路构成为具有：
第1开关控制电路，其控制所述第1开关元件的导通时间；以及
第2开关控制电路，其控制所述第2开关元件的导通时间，以使得所述第2开关元件的导通时间对所述第1开关元件的导通时间的比率即导通时间比率相对于所述负载电流的变化而大致恒定，
在通常负载状态下，所述第1开关元件与所述第2开关元件以互补地反复导通/截止的电流连续模式来进行动作，越是重负载则开关频率越下降，
在所述轻负载探测单元探测到轻负载状态时，所述第1开关控制电路延长从所述第2开关元件的断开起至所述第1开关元件的接通为止的时间，在从所述第2开关元件的断开起至所述第1开关元件的接通为止的期间，以存在变压器中不通电流的电流停止期间的电流不连续模式来进行动作，尽管是轻负载也使开关频率低于所述通常负载状态。
2.一种开关电源装置，具备：
直流电源输入部，其被输入直流输入电压；
变压器，其至少具备磁耦合的初级绕组以及次级绕组；
第1串联电路，其连接于所述直流电源输入部的两端，且串联连接第1开关元件和第2开关元件而成；
第2串联电路，其连接于所述第2开关元件的两端，且串联连接所述初级绕组、电感器以及电容器而成；
开关控制电路，其使所述第1开关元件导通了给定时间后，使所述第2开关元件导通给定时间；以及
第1整流平滑电路，其对从所述次级绕组输出的交流电压进行整流平滑并将输出电压向负载输出，
所述开关电源装置的特征在于，具备：
轻负载探测单元，其直接或间接地检测在所述负载中流动的负载电流，来探测所述负载是否处于轻负载状态，
所述开关控制电路构成为具有：
第1开关控制电路，其控制所述第1开关元件的导通时间；以及
第2开关控制电路，其控制所述第2开关元件的导通时间，以使得所述第2开关元件的导通时间对所述第1开关元件的导通时间的比率即导通时间比率相对于所述负载电流的变化而大致恒定，
在通常负载状态下，所述第1开关元件与所述第2开关元件以互补地反复导通/截止的电流连续模式来进行动作，越是重负载则开关频率越下降，
在所述轻负载探测单元探测到轻负载状态时，所述第1开关控制电路延长从所述第2开关元件的断开起至所述第1开关元件的接通为止的时间，在从所述第2开关元件的断开起至所述第1开关元件的接通为止的期间，以存在变压器中不通电流的电流停止期间的电流不连续模式来进行动作，尽管是轻负载也使开关频率低于所述通常负载状态。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备第1驱动绕组，在所述第1驱动绕组设有用于对所述开关控制电路供应直流电源电压的第2整流平滑电路。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其中，
所述开关电源装置具备：定时检测单元，其对所述第2开关元件断开从而所述变压器的绕组电压反相的定时进行检测；以及反馈电路，其产生用于检测输出电压来进行控制的反馈信号，
所述第1开关控制电路是使第1开关元件稍晚于由所述定时检测单元检测出的定时来进行接通、且在经过与所述反馈信号的电压相应的时间即所述第1开关元件的导通时间后进行断开的电路。
5.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述定时检测单元对在所述变压器的绕组电压的两端发生的电压变化进行检测。
6.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述定时检测单元对所述第1开关元件或所述第2开关元件中的至少一者的漏极-源极间电压的变化进行检测。
7.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述定时检测单元对所述第1开关元件或所述第2开关元件中的至少一者的漏极电流或源极电流的变化进行检测。
8.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述定时检测单元对在所述第1驱动绕组的两端发生的电压变化进行检测。
9.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备第2驱动绕组，
所述第2驱动绕组的第1端连接于所述第1开关元件与所述第2开关元件的连接点，
在所述第2驱动绕组的第2端与所述第2开关元件的控制端子之间，连接有所述第2开关控制电路，
第2开关控制电路是利用由于断开所述第1开关元件而产生的所述第2驱动绕组的电压来使所述第2开关元件接通的电路。
10.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述第2开关控制电路是进行控制以使所述导通时间比率大致变为1的电路。
11.根据权利要求9所述的开关电源装置，其中，
所述第2开关控制电路是如下电路：在以Da表示所述导通时间比率、以Vi表示所述直流输入电压、以Vo表示所述输出电压、以np表示所述初级绕组的卷绕数、以ns表示所述次级绕组的卷绕数时，进行控制以使Da大于(ns·Vi)/(np·Vo)，从而使所述第2开关元件断开。
12.根据权利要求9所述的开关电源装置，其中，
所述第2开关控制电路是如下电路：在以Da表示所述导通时间比率、以Vi表示所述直流输入电压、以Vo表示所述输出电压、以np表示所述初级绕组的卷绕数、以ns表示所述次级绕组的卷绕数时，进行控制以使所述Da大于(ns·Vi)/(np·Vo)-1从而使所述第2开关元件断开。
13.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述轻负载探测单元根据所述反馈信号的电压来进行探测。
14.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述轻负载探测单元根据对所述第1开关元件或所述第2开关元件进行驱动的开关频率是否达到了上限值来进行探测。
15.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
在所述电流不连续模式下，所述开关控制电路使驱动所述第1开关元件或所述第2开关元件的开关频率随所述负载电流的减少而下降。
16.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
在所述电流不连续模式下，所述开关控制电路使所述第1开关元件或所述第2开关元件的导通时间随所述负载电流的减少而变小。
17.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
在所述电流连续模式下，所述开关控制电路设定对所述第1开关元件或所述第2开关元件进行驱动的开关频率的最高值、或者所述第1开关元件或第2开关元件的导通时间的最大值。
18.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
在所述电流不连续模式下，所述开关控制电路根据所述反馈信号来对所述第1开关元件或所述第2开关元件进行驱动的开关频率、或者所述第1开关元件或第2开关元件的导通时间进行控制。
19.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述开关控制电路对所述反馈信号的电压设定限制值，当所述反馈信号的电压超过所述限制值时，使所述第1开关元件或所述第2开关元件的开关停止。
20.根据权利要求19所述的开关电源装置，其中，
所述开关控制电路在处于所述限制值时以最低开关频率且最小导通时间来进行动作。
21.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
在所述电流不连续模式下，即使所述第1开关元件断开，所述开关控制电路也不使所述第2开关元件接通，而是首先，在所述第2开关元件的寄生二极管中通正向电流，在其后的反向恢复时间内通反向电流。
22.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
所述第1开关元件、所述第2开关元件、或在所述第1整流平滑电路中具备的整流元件之中的至少一个是电场效应晶体管。
23.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，
以所述变压器的漏感来构成所述电感器。
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