CN104040860A - 具有过电压保护的led电源 - Google Patents

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Abstract

用来驱动LED阵列的谐振DC-DC转换器包括半桥转换器，其配置成接收DC输入电力并且产生方波电压。包括电感元件、第一谐振电容器和第二谐振电容器的谐振储能电路耦合到半桥转换器，以接收方波电压，使得在第二谐振电容器两端产生大体正弦AC电压。具有一次绕组和一个或多个二次绕组的输出变压器并联耦合到第二谐振电容器，以及削波电路耦合到一次绕组，使得一次绕组两端的电压不会基本上超过DC输入电力的电压。输出整流器耦合到输出变压器的一个或多个二次绕组，并且配置成产生大体DC输出电压。

Description

具有过电压保护的LED电源
技术领域
一般来说，本公开的方面涉及用于电致发光装置的电力供应，以及具体来说，涉及用来驱动发光二极管阵列的谐振功率转换器。
背景技术
其中多个LED形成为阵列并且作为一个单元来供电的发光二极管(LED)阵列在照明和信令应用中变得普遍。LED阵列通常连接到直流(DC)电源，其中所施加的电流量控制发射光的亮度。开关模式电力供应常常用来为要求低电平直流(DC)电力的LED阵列和其它电器提供电力。开关模式电力供应一般涉及一类电压调节设备，其中输入DC电力由开关电路来斩波，并且馈入能量储存装置、通常为电感器中。来自斩波DC电力的能量交替地储存到磁场中，并且从其中释放到包含整流和滤波的辅助电路中，以产生调节DC输出电压。控制器通常用来监测输出电力的状况，并且相应地调整开关电路以提供输出的调节。开关模式供应分成两个类别。将DC转换成交流(AC)的供应称作‘逆变器’，以及将DC转换成DC的供应称作‘转换器’。转换器通常是逆变器之后接着的整流器。
图1中示出用来供应LED阵列的典型开关模式电源的框图。开关模式电源100接收AC输入电力102，其可从本地主电源、例如在美国可用的120伏、60赫兹电力、在许多欧洲国家可用的50赫兹、230伏电力或者其它适当AC电源来供应。输入整流器110用来将AC输入电力102转换成DC电力104。输入整流器110可以是简单二极管桥或者能够将AC转换成DC的其它适当有源或无源整流装置。优选的是使整流器100提供输入AC电力的全波整流，但是在某些实施例中，半波整流的使用能够是有利的。由输入整流器110所创建的整流DC电力104由升压调节器120进一步调节。又称作提升调节器的升压调节器120是一种类型的DC-DC功率转换器，其中具有比其DC输入电压104要大的DC输出电压106。升压调节器120通常是开关模式转换器，其包括各种开关装置和控制电路(未示出)，以调节整流DC电力104的电压并且产生调节DC电压106。在一些实施例、例如图1所示实施例中，转换器120包括功率因数校正(PFC)组件125，以改进电源100的功率因数。PFC通过补偿输入整流器110所引起的谐波和相移，来改进供应100的总效率。调节器120提供适合于对谐振转换器130的输入的调节和电压调整的DC电力106。谐振转换器130能够通过使用基本上高于本地主电压、常常在450伏的范围中的输入电力106来实现更大效率。升压调节器120用来将主电压增加到谐振转换器所需要的电平。在某些实施例中，可省略调节器120，在这种情况下，输入整流器110或者其它外部DC源(未示出)将直接向谐振转换器130提供DC电力106。
谐振转换器是一种类型的开关模式DC-DC功率转换器，其将包括电感和电容组件的组合的谐振储能电路（resonant tank circuit）用于能量储存，而不是如其它开关模式供应、例如升压转换器中使用的单个电感器。图2是示出用于如本领域已知的谐振转换器200的典型架构的框图。谐振转换器架构能够分为四个主要区段：全波或半波桥式转换器202；谐振储能204；整流器206；以及输出滤波器208。从输入侧开始，全桥或半桥转换器202包括一组开关，其对输入DC电压(VDC)进行斩波，以产生方波。全桥转换器202使用四个开关来产生幅度为输入电压VDC的两倍的AC方波210，而半桥转换器202仅使用两个开关来产生幅度为VDC并且DC偏置为VDC/2的方波210。按照具有固定占空比和某个空载时间的互补模式来操作桥式转换器202中的开关。在基本开关模式功率转换器、例如图1的升压调节器120中，输出通常通过调整桥式转换器202的占空比来控制。通过调整占空比来控制输出称作脉宽调制控制。但是，在谐振转换器的情况下，控制通过调整桥式转换器202的频率来实现。改变桥式转换器的频率改变谐振储能204的阻抗，由此允许控制流向输出的电力。谐振储能204由无功组件—电容器和电感器—组成，并且能够按照若干不同配置来设置。串联LC谐振储能使用包括与电容器串联连接的电感器的谐振储能，并且具有与负载串联连接的谐振储能。并联LC谐振储能还使用包括与电容器串联的电感器的谐振储能。但是，负载与谐振电容器并联连接。另一个通用配置是串联-并联LLC谐振储能，其具有全部串联连接(‘串联-并联’表示的‘串联’部分)的三个能量储存组件、即一个电容器和两个电感器，以及负载与第二电感器并联耦合(‘并联部分’)。LLC谐振储能电路通常工作在高频率，并且能够是高效的，但是当工作在无负载状况下时具有一些困难。已经提出对无负载问题的各种解决方案、例如使转换器再循环，但是这些解决方案难以控制，并且可靠性是一个问题。谐振储能204的输出220将具有正弦电流或正弦电压，这取决于谐振储能204的配置。谐振逆变器通过组合桥式转换器202和谐振储能204来创建，以将DC输入电压(VDC)转换成大体正弦交流(AC)输出电压220。要完成DC-DC谐振转换器200，将整流器206和输出滤波器208添加到谐振逆变器，以对谐振逆变器所创建的AC电压输出220进行整流和平滑，从而产生DC输出电压Vout。
上述类型的谐振DC-DC转换器200用来将DC电力提供给各种类型的电致发光装置、电池充电器或者要求低电平DC电力的其它装置，以及由于其高效率，它们广泛用于LED阵列的驱动器中。这些装置常常在办公室和家庭以及安全性是一个问题的其它位置中进行操作，因此它们通常需要由评级机构、例如承诺实验室(UL)来批准。低电平DC电力供应、例如由LED阵列所使用的供应称作2类供应，以及由承诺实验室来定义为具有变压器隔离并且产生少于60伏的DC。在其它要求之中，UL批准要求输入与输出之间的电隔离以及过电压保护(OVA)，以防止输出电压超过所指定最大值。OVP电路需要限制正常操作与故障状况期间的输出电压。过电压保护电路通常通过包括诸如转换器电路或削波电路之类的附加组件，来添加到转换器170的最终级、例如整流器176或滤波器178。备选地，OVP可通过添加或增强反馈控制器来添加。在任何情况下，OVP的添加伴随附加成本，其中包括增加的制造成本、功能限制和/或降低的可靠性。
相应地，期望提供解决上述问题的至少一部分的谐振DC-DC转换器。
发明内容
如本文所述，示范实施例克服本领域已知的上述或其它缺点的一个或多个。
本公开的其它方面涉及用来驱动LED阵列的谐振DC-DC转换器。谐振DC-DC转换器包括半桥转换器，其配置成接收DC输入电力并且产生方波电压。包括电感元件、第一谐振电容器和第二谐振电容器的谐振储能电路耦合到半桥转换器，以接收方波电压，使得在第二谐振电容器两端产生大体正弦AC电压。具有一次绕组和一个或多个二次绕组的输出变压器并联耦合到第二谐振电容器，以及削波电路耦合到一次绕组，使得一次绕组两端的电压不会基本上超过DC输入电力的电压。输出整流器耦合到输出变压器的一个或多个二次绕组，并且配置成产生大体DC输出电压。
本公开的另一个方面涉及一种用于提供谐振开关模式DC-DC转换器中的过电压保护的方法。该方法包括使用半桥转换器将DC输入电压转换成方波。使用串联-并联LCC谐振储能电路将方波转换成大体正弦AC总线电压。使用钳位电路来防止AC总线电压基本上超过DC输入电压。AC输出电压被创建，并且经由输出变压器来与AC总线电压电隔离，以及使用全波整流器和输出滤波器将AC输出电压转换成DC输出电压。
本公开的另一方面涉及一个或多个LED的LED阵列的电源。该电源包括：输入整流器，配置成接收AC输入电力并且产生初始DC电压；升压调节器，配置成将初始DC电压转换成电压高于初始DC电压的中间DC电压；以及半桥转换器，配置成接收DC输入电力并且产生方波电压。包括电感元件、第一谐振电容器和第二谐振电容器的谐振储能电路耦合到半桥转换器，以接收方波电压，使得在第二谐振电容器两端产生大体正弦AC电压。具有一次绕组和一个或多个二次绕组的输出变压器并联耦合到第二谐振电容器，以及削波电路耦合到一次绕组，使得一次绕组两端的电压不会基本上超过DC输入电力的电压。输出整流器耦合到输出变压器的一个或多个二次绕组，并且配置成产生大体DC输出电压。
通过结合附图思考以下详细描述，示范实施例的这些及其它方面和优点将变得显而易见。但是要理解，附图仅设计用于便于说明而不是对本发明的限制的定义，该定义应当参照所附权利要求。本发明的其它方面和优点将在以下描述中提出，并且部分将通过描述是显而易见或者可通过实施本发明来了解。此外，通过所附权利要求中具体指出的工具及组合，可认识和实现本发明的方面和优点。
附图说明
附图包括：
图1示出LED阵列的示范现有技术开关模式电源的框图。
图2示出现有技术谐振DC-DC转换器的典型架构。
图3示出结合本公开的方面的示范隔离谐振DC-DC转换器的框图。
图4示出结合本公开的方面的隔离DC-DC转换器的示范电路拓扑的简图。
图5A是示出结合本公开的方面的示范谐振DC-DC转换器的无负载启动性能的图表。
图5B是示出结合本公开的方面的示范谐振DC-DC转换器的全负载启动性能的图表。
图6A是示出结合本公开的方面的示范谐振DC-DC转换器的全负载到无负载转变性能的图表。
图6B是示出结合本公开的方面的示范谐振DC-DC转换器的无负载到全负载转变性能的图表。
图7示出结合本公开的方面的示范谐振DC-DC转换器的详细示意图。
图8示出结合本公开的方面、用于控制谐振DC-DC转换器的调节器的详细示意图。
图9A示出结合本公开的方面的谐振储能电路的示意图。
图9B示出结合本公开的方面的谐振储能电路的示意图。
图10示出结合本公开的方面、用于提供谐振开关模式DC-DC转换器中的过电压保护的方法的一个实施例的流程图。
具体实施方式
现在参照附图，图3中能够看到结合所公开实施例的方面的示范隔离谐振DC-DC的框图。谐振转换器300能够用于如图1所示的电源100中，以用于操作发光二极管和其它2类设备，如本文一般所述。所公开实施例的方面一般针对包括能够提供隔离DC-DC转换和过电压保护的谐振转换器的电源。
隔离DC-DC转换器300包括半桥转换器310以及经过输出变压器350耦合到输出整流器/滤波器330的谐振储能。控制器340从输出整流器330接收信息，并且经过反馈变压器360耦合到自激振荡逆变器310，以提供转换器300的闭环控制。输出变压器350和反馈变压器360共同工作，以提供输入DC电力302与输出DC电力304之间的电隔离。半桥转换器310将输入DC电力302转换成方波308，其激励谐振储能320，以产生中间AC电压306。AC电压306经过输出变压器350传递给输出整流器/滤波器330，其中它经过整流和滤波以产生DC输出304。控制器340有选择地监测输出整流器/滤波器330的状况，并且调整半桥转换器310的频率，以将DC输出304的状况保持在预期工作电平之内。
现在参照图4，示出示意图，其示出适合于代替图1的现有技术供应100中的隔离DC-DC转换器130来使用的隔离谐振DC-DC转换器400的示范电路拓扑。隔离DC-DC转换器400还能够有利地用于其中要求具有过电压保护(“OVP”)的隔离DC-DC转换的任何系统中。隔离DC-DC转换器400包含谐振转换器的新拓扑，其提供优于现有技术DC-DC转换器、例如图1所示现有技术转换器130或者图2所示谐振转换器200的显著优点。在这些优点之中的是提供固有过电压保护的能力。由电路拓扑400所提供的固有OVP能够满足管制OVP要求，因而消除如现有技术DC-DC转换器130、200中通常需要的、对附加OVP电路的需要。附加OVP电路的消除提供许多优点，包括降低的成本和改进的可靠性。
隔离DC-DC逆变器400将DC输入电力302接收到两个电力干线（power rail）上：供应干线404和回路干线406。供应干线供应电流、即从逆变器400去除电子，以及回路干线为电流提供返回通路，即，回路干线向逆变器400供应电子。在图2所示的示范实施例中，回路干线406连接到第一电路公共408，但是，在备选实施例中，可使用其它电路公共和接地配置。DC输入电力302可由DC源来提供、例如来自图1的调节器120的DC电力106，或者备选地可采用任何适当DC源。在DC-DC转换器400中的是半桥转换器310，其接收来自供应干线404和回路干线406的DC电力，并且在电路结点410产生半桥转换器输出电压。半波桥式转换器310在固定占空比的固定结点410产生幅度等于输入电压302并且DC偏压等于输入电压302的一半的方波。在备选实施例中，全桥转换器可用来代替半桥转换器310。转换器310包括一对开关装置Q1和Q2，其在一个示范实施例中是n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。备选地，开关Q1和Q2可以是双极结晶体管(BJT)、绝缘栅双极结晶体管(IGBT)或者能够以预期频率来开/关、优选地有效开/关DC电力302的任何适当开关装置。在例如示范实施例40所示的半波桥式转换器310中，开关装置Q1和Q2串联耦合在供应干线404与回路干线406之间，并且由开关驱动电路416来控制。在一个示范实施例中，开关驱动电路416是半振荡类型，其使用变压器(未示出)来感测谐振储能320中的电压，以协调开关装置Q1和Q2。备选地，开关驱动电路416可采用诸如微控制器、分立组件或者其它集成电路之类的其它控制电路，来驱动开关装置Q1和Q2，使得方波在结点410来创建。微控制器是通常在包含处理器、存储器和可编程输入/输出外设的单个集成电路或小电路板上的小型通用计算机。在一个实施例中，微控制器中包括一个或多个处理器，其可操作以协调开关装置Q1和Q2。在一个实施例中，微控制器由处理装置可执行的机器可读指令来组成。方波410激励谐振储能320，其充当滤波器，以去除方波中包含的高频谐波，并且在AC总线306创建大体正弦AC电力。谐振储能320按照包括谐振电感器LR和两个谐振电容器CR1、CR2的串联-并联LCC配置来设置。电感器LR和两个谐振电容器CR1串联连接，以形成“串联-并联”谐振储能配置的“串联”部分。第二谐振电容器CR2连接在AC总线306与回路干线406之间，并且与输出变压器350的一次绕组418并联耦合，从而产生“串联-并联”LCC谐振储能配置的“并联”部分。在一个实施例中，电感LR由变压器的一次绕组来提供，从而允许二次绕组(未示出)用来驱动自激振荡开关驱动电路416。输出变压器350的一次绕组418与谐振电容器CR2并联连接，使得高频AC总线电压306施加到一次绕组418。隔直流电容器（blocking capacitor）CB串联耦合在输出变压器350的一次绕组418与回路干线406之间。这个隔直流电容器CB防止DC电流流经一次绕组418(其可能使输出变压器的磁芯饱和或者其它不合需要的信号失真发生)。半桥转换器310与谐振储能320相结合，以形成谐振逆变器440，其将输入DC电压302转换为AC总线电压306。
电力从谐振逆变器440经过输出变压器350传递给输出整流器/滤波器330。输出变压器350还提供DC输入电力302与在整流器输出端子290a和290b所提供的DC输出电力304之间的电隔离。在图4所示的示范实施例中，整流通过全波整流器来实现，其中全波整流器包括输出变压器350上的两个平衡二次绕组422、424，其经过一对输出二极管DO1和DO2以相反极性连接到输出端子490a、490b。这个布置使用两个输出二极管DO1和DO2来提供全波整流。备选地，可采用其它整流器配置，例如连接到全波桥式整流器或半波整流器的单个二次绕组。在备选实施例中，使用动态或同步整流。包括电容器CO的输出滤波器耦合于输出端子490a和490b，以对整流输出变压器350电压进行滤波，并且减少DC输出电力304中的谐波分量。备选地，其它形式的低通输出滤波器可用来代替单个滤波电容器CO。输出电压的负极端子409b耦合到第二电路地GND2，其与连接到回路干线406的第一电路公共408电隔离。
谐振逆变器440还包括削波电路470，其由分别耦合在AC总线306与供应干线404和回路干线206之间的二极管D1和D2来形成。削波电路470将AC总线电压限制在DC输入电压302之内，即，削波电路470防止AC总线电压306超过供应干线404电压或者变成低于回路干线406电压。削波二极管D1使其阴极连接到供应干线404并且使其阳极连接到AC总线306，由此防止AC总线306电压超过供应干线404电压。削波二极管D2使其阴极连接到AC总线306并且使其阳极连接到回路干线206，由此防止AC总线306电压降至低于回路干线206的电压。在图4所示的示范实施例中，回路干线206连接到第一电路公共点408，使得削波电路470防止AC总线电压306超过DC输入电压302。谐振逆变器440中使用的削波电路470抑制可能损坏谐振储能320中的组件的电压尖峰。削波电路470还防止施加到输出变压器的一次绕组418的电压基本上超过输入DC电压302。通过抑制电压尖峰并且一般包含AC总线电压，削波电路470允许使用具有较低额定电压的组件、例如电容器CR1、CR2和CB，由此降低谐振逆变器440的成本。此外，限制输出变压器350的一次绕组418上的电压还有效地限制输出变压器350的二次侧中的电压，由此控制输出端子290a和290b两端的电压。因为削波电路470固有地限制输出整流器330中的电压，所以具有较低额定电压的组件、例如输出二极管DO1、DO2和输出电容器CO也能够用于输出整流器330中。
图4所示的示范转换器拓扑提供输出电压的固有过电压保护。为了示出OVP，图4所示的转换器400的一示范实施例采用下列组件来构建和测试：开关Q1和Q2是6N60C3 FET；谐振储能具有电感LR=1毫亨，电容器CR1=8.2毫微法，并且电容器CR2=470微微法；隔直流电容器CB=220毫微法；钳位二极管D1和D2是MUR160快速整流器；输出变压器具有50对6匝数比；以及输出滤波电容器CO=700微法。DC输入电压302设置为450 VDC。输出电压和电流与时间的图表在各种极端工作条件期间来捕获。图5A、图5B、图6A和图6B示出以上在具有各种负载状况的启动期间所述的示范转换器400的输出电压和输出电流的图表。在这些图表中，水平轴表示时间，而垂直轴表示电压和/或电流的幅值。现在参照图5A所示的输出电压560与时间的图表500，转换器400在时间t0以无负载来启动，即，不存在连接到转换器400的输出端子490a和590b的负载，并且输出电流为零。图表500示出，输出电压560在启动转换器400之前为零，在时间t0启动转换器时快速上升到27伏的峰值电压，然后又固定到26.3伏的稳态电压。不存在电压尖峰，并且过冲在无负载启动期间限制到27伏。接下来参照图5B的图表550，示出当转换器400以其全负载(即，从输出端子290a、290b拉取4安培的负载)来启动时的输出电压560和输出电流570与时间。图表550示出，输出电流570在时间t0启动转换器时从0安培快速上升到4安培，以及输出电压560上升到26.2伏的峰值电压，然后又固定到23.54伏的稳态电压。图6A中，示出输出电压560与时间的图表600，其中负载电流570在时间t0从4安培改变成零安培。图表600示出，输出电压560当负载在时间t0发生变化之前在稳定的23.5伏开始，然后当负载电流570从4安培改变成零安培时快速上升到27伏的峰值，并且在负载发生变化之后固定到26.3伏的稳态值。图6B示出当负载在时间t0从无负载、即零安培改变成全负载、即4安培时的输出电压560与时间的图表650。图表650示出，输出电压560当负载在时间t0发生变化之前处于26.3伏的稳态值，并且当负载在时间t0从零安培改变成4安培之后固定到23.5伏的新稳态值，但是在负载变化期间没有超过26.3伏的初始值。本示范实施例还表明提供故障状况期间的充分保护。例如，造成反馈控制电路中的短路、即非常严重的故障状况引起被限制到27.2伏的最大数的输出电压尖峰。
现在参照图7，示出结合本公开的方面的谐振转换器700的另一个实施例的示意图。图7所示的示范谐振转换器700包括其输入与输出之间的电隔离，并且可有利地用于现有技术供应100中，以向LED阵列供应电力并且提供OVP保护，而无需图1和图2所示的现有技术谐振转换器130或200中通常包含的附加电路。转换器700还可用于要求具有OVP的隔离DC-DC转换的任何系统中。如图7所示，示范DC-DC转换器700包括半波桥式转换器310，其具有示范自激振荡开关驱动电路416，以及配置成在供应干线404和回路干线406接收输入DC电力，并且在结点410产生方波输出电压。半桥转换器310提供方波电压410，以激励谐振储能320，其将结点410处的方波电压转换为大体正弦AC总线电压306。桥式转换器310包括一对控制开关装置Q1和Q2，其在图7所示的实施例中是n沟道MOSFET，但是可使用任何适当开关装置。在端子704和706所接收的DC输入电压由串联耦合在供应干线404与回路干线406之间的开关装置Q1和Q2有选择地开/关，其中回路干线406耦合到第一电路地GND1，其中，开关装置Q1和Q2的选择性开/关进行操作以在逆变器或桥式转换器输出结点410生成方波，其又激励谐振储能320，由此驱动高频AC总线306。
转换器700包括用于感测桥式转换器输出410并且用于驱动桥式转换器310的自激振荡的感测变压器，其中包括第一绕组T2A和两个二次绕组T2B、T2C。反馈变压器360也包含在转换器700中，以调整桥式转换器310的工作频率，并且由此调整输出电压VO。包含输出变压器350，以将电力从AC总线306传递给输出整流器/滤波器330。结合在谐振储能320的谐振电感器中的自激振荡变压器的第一绕组T2A连同开关驱动控制电路721、722中的绕组T2B和T2C一起提供结点410处的桥式输出电压的感测和反馈供桥式转换器310的自激振荡操作。在桥式转换器310的操作期间，感测变压器的第一绕组T2A充当谐振储能电路320中的电感器，而二次绕组T2B和T2C分别连接在开关装置Q1和Q2的栅极驱动电路中，供按照谐振电路320的谐振中的电压摆动的开关装置Q1、Q2的振荡起动。反馈变压器360具有控制器340中磁耦合到第二和第三绕组T3B、T3C的第一绕组T3A，其形成开关驱动电路721和722中的频率控制电感，其中各开关驱动电路721、722包括来自感测变压器和反馈变压器360的绕组的串联组合。反馈变压器360由控制器340用来有选择地控制开关驱动电路721和722的电感，并且因而控制逆变器工作频率，供谐振转换器700的闭环操作。
高频AC总线在结点306由桥式转换器310和谐振储能电路320来生成，其中谐振储能电路320包括由感测变压器的第一绕组T2A所形成的谐振电感以及两个谐振电容器CR1和CR2。谐振储能320由LCC串联-并联类型谐振储能来组成，其中电感T2A与电容器CR1和CR2串联连接，以形成创建AC总线306上的大体正弦电压的串联谐振电路。输出变压器350与电容器CR2并联连接，从而提供串联-并联LCC谐振储能配置的并联部分。输出变压器350从高频AC总线306接收AC电力，并且将其传递给输出整流器330。隔直流电容器CB与输出变压器350的一次绕组418串联耦合，以防止DC电流流经一次绕组418并且不利地影响电力传递。削波电路470由二极管D1和D2来形成，其分别将AC总线306电压连接到正供应干线404电压和回路干线406电压(其连接到第一电路地GND1)。交替激活开关Q1和Q2，以在桥式转换器输出结点410提供方波。由桥式转换器310所输出的这个方波激励谐振储能320，其产生大体正弦AC总线电压306。电力经过输出变压器350的二次侧、即二次绕组422和424从AC总线306传递给输出整流器/滤波器330。与上述拓扑相似，输出变压器350上的两个平衡二次绕组422、424经过一对输出二极管DO1和DO2、以相反极性连接到DC输出电压VO，由此在传递给输出变压器350的二次侧之后提供AC总线电压306的全波整流。整流电力由输出电容器CO来平滑和滤波，从而产生DC输出VO。再次应当注意，可替换备选整流器配置，而没有偏离本公开的精神和范围。
开关选通信号712、714使用驱动电路721和722来生成，其中第一驱动电路721耦合在逆变器输出结点410与第一电路结点716之间，并且第二驱动电路722耦合在电路地GND1与第二电路结点718之间。驱动电路721和722包括感测变压器的第一和第二驱动电感器T2B、T2C，其是相互耦合到谐振储能电路320的谐振电感器T2A的二次绕组，以便在驱动电感器T2B和T2C中感应与谐振储能电路320中的电流的瞬时变化率成比例的电压，供逆变器310的自激振荡操作。另外，驱动电路721和722包括由反馈变压器的绕组T3B和T3C(其串连耦合到相应的第一和第二驱动电感器T2B、T2C以及分别经过R701和R702连接到栅极控制线712和714)所形成的频率控制电感器。电容器C701串联连接在感测变压器绕组T2B与反馈变压器绕组T3B之间，以帮助栅极驱动电路721的振荡行为。类似地，电容器C702串联连接在感测变压器绕组T2C与栅极驱动电路722中的反馈变压器绕组T3C之间。反馈变压器360的绕组T3B和T3C作为控制器340的频率控制电感进行操作。反馈变压器具有耦合到控制器340的三次控制绕组T3A，通过其，控制器340能够通过经过三次控制绕组T3A上的负载的控制改变频率控制绕组T3B和T3C的电感，来改变逆变器310的振荡频率。
在操作中，栅极驱动电路721和722对周期的第一半将开关装置Q1保持在“导通”状态并且对周期的第二半将开关装置Q2保持在“导通”状态，以便在桥式转换器输出结点410生成大体方波，供激励谐振储能电路320。在一个实施例中，开关装置Q1和Q2的栅极-源极电压由耦合在相应开关源与栅极控制电路结点716、718之间的双向电压钳Z1、Z2和Z3、Z4(例如背对背齐纳二极管)来限制。在所示的示范实施例中，单独双向电压钳Z1、Z2和Z3、Z4与相应频率控制电感器T3B和T3C协作以控制谐振电路320两端的电压的基频分量与谐振电感器T2A的AC电流之间的相位角。
在半波桥式转换器310和谐振储能320的稳态操作中，桥式转换器输出结点410处的方波电压开始其中电压等于正极干线504电压的一个周期，以及C701两端的初始偏压下降。在示范桥式转换器310中，包括电容器C101和电感器T3B的第一网络以及包括电容器C702和电感器T3C的第二网络等效地是电感的，其中工作频率高于其谐振频率。在稳态振荡操作中，这引起栅极电路的相移，以便允许流经电感器T2A的电流滞后于桥式转换器输出结点410处产生的电压的基频，因而促进桥式转换器310的稳态软开/关。在所示的示范实施例中，由谐振储能电路320所产生的AC总线电压306由串联连接的削波二极管D1和D2来削波，以便限制谐振电路电容器CR2和输出变压器350的一次绕组所看到的电压。随着谐振逆变器输出电压306增加，削波二极管D1、D2开始对AC总线电压306进行削波，从而防止电容器CR2和输出变压器350的并联连接一次绕组两端的电压改变符号，并且将输出电压限制到防止对谐振转换器700的组件的热损坏的值。
在图7所示的示范谐振转换器700中，桥式转换器310的标称工作频率高于谐振储能320的谐振频率。因此，桥式转换器310的工作频率的减小将工作频率移动到更接近谐振电路320的谐振频率，由此降低谐振储能320的阻抗并且增加AC总线电压306。类似地，桥式转换器310的工作频率的增加引起谐振储能电路320的增加阻抗以及AC总线电压306的减小。此外，频率控制电感器T3A的降低负载引起桥式转换器310的工作频率的减小。因此，控制器340增加或降低频率控制绕组T3A的负载，以减小或升高AC总线电压306，其又升高或降低输出整流器/滤波器330的输出电压VO。
因此，在稳态操作中，桥式转换器310和谐振储能320提供高频AC总线电压306，同时保持开关装置Q1和Q2的软开/关。流经输出变压器350的一次绕组418的高频电流磁耦合到二次绕组422和424，其驱动由输出整流器/滤波器330中的二极管DO1和DO2所形成的全波整流器。如前面所述，其它形式的整流也可用于输出整流器330中。图7所示的示范输出整流器/滤波器330包括其中包括电容器CO的输出滤波器，电容器CO进行操作以减少谐波并且平滑二极管DO1和DO2所产生的整流DC电压，从而产生来自图7所示的示范谐振转换器的大体稳定DC输出电压VO。
控制器340进行操作以通过调整半桥转换器310的频率，来保持大体恒定的输出电压VO。可操作以调整半桥式转换器310的频率的控制器340的一示范实施例在图8中更详细示出。在备选实施例中，控制器340包括一个或多个处理器，其可操作以调整半桥式转换器310的频率。在一个实施例中，控制器340由处理装置可执行的机器可读指令来组成。
现在参照图8，控制器340接收在端子822处由谐振转换器700的输出整流器330所产生的DC输出电压VO，并且使用电阻分压器网络(其由串联连接在VO与输出地GND2之间的电阻器R824和R825所组成)来创建结点810处的反馈电压。结点810处的这个反馈电压用来驱动分流参考REF1。在一个实施例中，分流参考REF1是可编程参考，例如精确可编程参考TL431。本领域的技术人员将会知道，也可使用其它参考。谐振转换器700的稳定性和输出响应的反馈补偿由串联连接在参考输入与分流参考REF1的阴极之间的电阻器R826和电容器C6来提供。光隔离器T1将控制电路与DC输出电压VO电隔离。光隔离器的T1源LED的阴极经过串联连接的电阻器R827连接到转换器200的输出电压VO，而光隔离器T1的源LED的阳极连接到分流参考REF1的阳极。反馈电压810驱动分流参考REF1，其又控制光隔离器I1的输出。光隔离器进行操作以通过调整三次绕组T3A(其又改变图7的桥式转换器310的工作频率)所看到的负载，来改变/控制反馈变压器360的桥式转换器绕组T3B和T3C的电感。具体来说，当桥式转换器310的频率减小时，DC输出电压VO将增加，反过来也是一样。桥式转换器310的频率随三次绕组T3A的降低负载而减小。因此，图8的示范控制器340进行操作以增加或降低T3A上的负载，以分别减小或升高DC输出电压VO。示范控制器340包括MOSFFET Q801，以控制全波桥式整流器(其由二极管D3-D6所组成，其中齐纳二极管Z6耦合于其上和下端子)的负载。MOSFET Q801还耦合于桥式整流器D3-D6的上和下端子，而桥式整流器D3-D6的AC端子耦合到反馈变压器360的三次绕组T3A。MOSFET Q801的栅极经过R802和R803从DC电压源825来偏压，并且由串联连接到MOSFET Q801的电阻器R804和电容器C804以及连接到电路地GND2的电容器C601来稳定。光隔离器I1的输出经由电阻器R801从DC电压源825接收驱动电力，并且驱动MOSFET Q601的栅极，由此控制反馈变压器360的三次绕组T3A上的负载，其起作用以如上所述调整桥式转换器310的频率。
由控制器340所提供的反馈控制进行操作以减小所建立参考电平与DC输出电压VO之间的任何差。一般来说，控制器340通过增加MOSFET Q801上的栅极信号来增加负载，以降低变压器绕组T3B和T3C的电感，由此增加桥式转换器频率，并且因而在所感测输出电压810高于参考电平时减小DC输出电压VO，而在所感测输出电压810低于参考电平时则反过来。图8所示的示范控制器340示出控制器340的一个实施例，其可用来控制转换器700的输出电压VO，备选地，其它实施例是可能的，其中三次绕组T3A的负载修改成控制输出整流器330的DC输出电压VO。因此，谐振转换器700使用输出变压器350以隔离前向电力传递通路以及使用反馈变压器360以隔离反馈通路，来提供谐振逆变器输入704、706与输出整流器330的DC输出VO之间的电隔离。在图8所示的示范控制器340中，附加电隔离由光隔离器I1来提供。
上述示范实施例包括串联-并联LCC谐振储能320，其中具有与第二谐振电容器CR2并联耦合的输出变压器350所形成的负载。备选实施例使用其它谐振储能配置，例如图9A和图9B所示示意图中所示的配置。图9A中的谐振储能910包括与上述谐振储能320相似的串联-并联LCC配置，其中谐振电感器LR耦合到半桥式转换器方波输出410，以及第一和第二谐振电容器CR1、CR2A串联耦合在谐振电感器LR与回路干线406之间。谐振储能910包括附加谐振电容器CR2B，其耦合在高频AC总线306与供应干线404之间。这个附加谐振电容器CR2B与第二谐振电容器CR2A并联起作用，以形成具有等于总和CR2A + CR2B的值的等效第二谐振电容。在上述实施例中由输出变压器350和隔直流电容器CB来形成的负载并联耦合到下电容器CR2A。备选地，负载可并联耦合到上电容器CR2B。图9B是示出具有直接耦合到半桥式转换器方波输出410的第一谐振电容器CR1的串联-并联CLC谐振储能实施例920的示意图，其中谐振电感器LR和第二谐振电容器CR2A串联耦合在第一电容器CR1与回路干线406之间，附加电容器CR2B耦合在AC总线306与回路干线406之间。如上所述，附加电容器CR2B与电容器CR2A并联起作用，以形成CLC谐振储能的第二谐振电容。通过串联-并联CLC谐振储能配置920，负载可与电容器CR2A或CR2B的任一个并联耦合。如上所述，削波电路470耦合到AC总线306以及供应干线404和回路干线406的每个，以将AC总线306电压限制在供应干线404与回路干线406的电压之间。本领域的技术人员将会知道，可使用其它谐振储能配置，而没有偏离本公开的精神和范围。
图10示出用于提供谐振开关模式DC-DC转换器中的过电压保护的方法的一个实施例的流程图。该方法开始于接收10将要转换的初始DC输入电压。DC输入电压则使用桥式转换器来转换12成方波电压。用来创建方波电压的转换器能够是由四个开关装置所组成的全桥式转换器，或者优选地是仅使用两个开关装置的半桥式转换器310。方波电压则使用如图4所示的串联-并联LCC谐振储能电路320来转换13成大体正弦AC电压。备选地，大体正弦AC电压能够使用如图9A和图9B所示的备选谐振储能配置910和920其中之一来创建。使用削波电路、例如图4所示的削波电路470来防止大体正弦AC电压超过DC输入电压。电隔离AC输出电压从大体正弦AC电压来创建15。如上所述，由串联-并联LCC谐振储能电路所创建的大体正弦AC输出电压是由与图4所示第二谐振电容器CR2并联连接或者备选地与图9A和图9B所示电容器CR2A并联连接的装置所看到的电压。AC输出电压使用全波整流器和输出滤波器、例如图4所示的全波整流器和输出滤波器330来转换16成DC输出电压。在许多情况下，重要的是将DC输出电压保持在紧密度容限之内的大体恒定值。要实现这个方面，一些实施例包括监测和调节DC输出电压的附加步骤17。在某些实施例中，这个调节通过调整如以上结合图8所述、用来产生方波的半桥式转换器的频率来实现。
因此，虽然示出、描述和指出将本发明应用于示范实施例的新基本特征，但是将会理解，可由本领域的技术人员对所示装置和方法的形式和细节及其操作进行各种省略、替换和变更，而没有背离本发明的精神和范围。此外，明确地预期，按照基本上相同的方式执行基本上相同的功能以取得相同结果的那些元件和/或方法步骤的所有组合均属于本发明的范围之内。此外，应当知道，结合本发明的任何公开形式或实施例示出和/或描述的结构和/或元件和/或方法步骤可作为设计选择的一般方面结合到其它任何公开或描述或建议的形式或实施例中。因此，预计仅受所附权利要求的范围所指示的限制。

Claims (20)

1.一种谐振DC-DC转换器，包括：
半桥转换器，配置成接收DC输入电力，并且产生方波电压，
谐振储能电路，包括电感元件、第一谐振电容器和第二谐振电容器，其中所述谐振储能电路耦合到所述半桥转换器，以接收所述方波电压，使得在所述第二谐振电容器两端产生大体正弦AC电压，
输出变压器，具有一次绕组和一个或多个二次绕组，所述一次绕组并联耦合到所述第二谐振电容器，
削波电路，耦合到所述一次绕组，使得所述一次绕组两端的电压不会基本上超过所述DC输入电力的电压，以及
输出整流器，耦合到所述一个或多个二次绕组，并且配置成产生大体DC输出电压。
2.如权利要求1所述的谐振DC-DC转换器，其中，所述削波电路包括耦合在所述一次绕组与所述DC输入电力的供应之间的第一二极管以及耦合在所述一次绕组与所述DC输入电力的回路之间的第二二极管。
3.如权利要求1所述的谐振DC-DC转换器，其中，所述输出整流器包括输出滤波电容器和两个输出二极管，
其中所述一个或多个二次绕组包括两个绕组，各以相反极性耦合到所述两个输出二极管中的相应一个，使得产生全波整流输出电压，以及
所述输出滤波电容器耦合于所述全波整流输出电压两端，以产生所述大体DC输出电压。
4.如权利要求1所述的谐振DC-DC转换器，其中，所述半桥转换器还包括磁耦合到所述电感元件的自激振荡开关驱动电路。
5.如权利要求4所述的谐振DC-DC转换器，还包括控制器，其中所述控制器耦合到所述DC输出电压，并且磁耦合到所述开关驱动电路，使得所述控制器可操作以至少部分基于所述DC输出电压来调整所述开关驱动电路的频率。
6.如权利要求1所述的谐振DC-DC转换器，其中，隔直流电容器与所述一次绕组串联耦合。
7.如权利要求2所述的谐振DC-DC转换器，其中，所述谐振储能电路还包括耦合在所述供应与所述第二谐振电容器之间的第三谐振电容器。
8.如权利要求7所述的谐振DC-DC转换器，其中，所述一次绕组与所述第三谐振电容器并联耦合。
9.如权利要求1所述的谐振DC-DC转换器，其中，所述第一谐振电容器与所述电感元件串联耦合，所述电感元件与所述第二谐振电容器串联耦合。
10.如权利要求1所述的谐振DC-DC转换器，其中，所述电感元件与所述第一电容器串联耦合，所述第一电容器与所述第二电容器串联耦合。
11.一种用于提供谐振开关模式DC-DC转换器中的过电压保护的方法，所述方法包括：
使用半桥转换器将具有供应和回路的DC输入电压转换成方波；
使用串联-并联LCC谐振储能电路将所述方波转换成大体正弦AC总线电压；
使用削波电路来防止所述AC总线电压基本上超过所述DC输入电压；以及
创建AC输出电压并且经由输出变压器将其与所述AC总线电压电隔离；
使用全波整流器和输出滤波器将所述AC输出电压转换成DC输出电压。
12.如权利要求11所述的方法，还包括通过至少部分基于所述DC输出电压的测量以调整所述半桥转换器的频率，将所述输出电压调节在大体恒定值。
13.一种用于LED阵列的电源，所述电源包括：
输入整流器，配置成接收输入AC电力并且产生初始DC电压；
升压调节器，配置成接收所述初始DC电压并且产生中间DC电压，其中所述中间DC电压大于所述初始DC电压；
半桥转换器，配置成接收所述中间DC电压并且产生方波电压，
谐振储能电路，包括电感元件、第一谐振电容器和第二谐振电容器，其中所述谐振储能电路耦合到所述半桥转换器，以接收所述方波电压，使得在所述第二谐振电容器两端产生大体正弦AC电压，
输出变压器，具有一次绕组和一个或多个二次绕组，所述一次绕组并联耦合到所述第二谐振电容器，
削波电路，耦合到所述一次绕组，使得所述一次绕组两端的电压不会基本上超过所述中间DC电压，以及
输出整流器，耦合到所述一个或多个二次绕组，并且配置成产生大体DC输出电压。
14.如权利要求13所述的电源，其中，所述削波电路包括耦合在所述一次绕组与所述中间DC电压的供应之间的第一二极管以及耦合在所述一次绕组与所述中间DC电压的回路之间的第二二极管。
15.如权利要求13所述的电源，其中，所述输出整流器包括输出滤波电容器和两个输出二极管，
其中所述一个或多个二次绕组包括两个绕组，各以相反极性耦合到所述两个输出二极管中的相应一个，使得产生全波整流输出电压，以及
所述输出滤波电容器耦合于所述全波整流输出电压两端，以产生所述大体DC输出电压。
16.如权利要求13所述的电源，其中，所述半桥转换器还包括磁耦合到所述电感元件的自激振荡开关驱动电路。
17.如权利要求16所述的电源，还包括控制器，其中所述控制器耦合到所述DC输出电压，并且磁耦合到所述开关驱动电路，使得所述控制器可操作以至少部分基于所述DC输出电压来调整所述开关驱动电路的频率。
18.如权利要求13所述的电源，其中，隔直流电容器与所述一次绕组串联耦合。
19.如权利要求13所述的电源，其中，所述半桥转换器包括串联连接在所述中间DC电压的供应与回路之间的两个开关、以及耦合到所述两个开关并且配置成交替接通和关断所述开关的各个以使得在所述两个开关之间的电路结点产生所述方波电压的微控制器。
20.如权利要求19所述的电源，其中，所述微控制器耦合到反馈电压，其中所述反馈电压与所述DC输出电压成比例，以及
所述微控制器还配置成至少部分基于所述反馈电压来调整所述方波电压的频率。
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