CN103368402B - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关电源装置，能够防止成本高涨且根据输入电压的变动可有效地对2个开关元件进行开关控制。低侧开关元件(Q1)与初级绕组(np)串联连接。高侧开关元件(Q2)与初级绕组(np)一起形成闭环。高侧开关元件(Q2)被施加在高侧驱动绕组(nb2)感应出的电压，由此接通。根据利用在高侧驱动绕组(nb2)感应出的电压而被充电的电容器(C2)的充电电压来进行接通断开的晶体管(Q3)被连接至高侧开关元件(Q2)的栅极端子。如果电容器(C2)被充电而晶体管(Q3)接通，则高侧开关元件(Q2)断开。在低侧开关元件(Q1)的接通期间内，利用在高侧驱动绕组(nb2)感应出的电压将电容器(C2)进行放电。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及具备变压器与2个开关元件的开关电源装置。
背景技术
在专利文献1中公开了构成为使2个开关元件以互补的方式交替地接通/断开的开关电源装置。专利文献1所记载的开关电源装置应用了通常被称为回扫转换器的电路，具有高侧及低侧的2个开关元件(FET)。在低侧FET接通的期间内在变压器内蓄积能量，在低侧FET断开的期间内将所蓄积的能量提供给负载。再有，专利文献1所记载的开关电源装置采用了将施加于低侧FET的浪涌电压箝位的、所谓主动箝位方式，由此可实现2个开关元件的零电压开关动作。
该开关电源装置将低侧FET和变压器的初级绕组及直流电源串联地连接起来，高侧FET及电容器的串联电路被连接在变压器的初级绕组的两端之间。再有，开关电源装置的变压器具有第1及第2驱动绕组，第1驱动绕组的一端与低侧开关控制电路连接。该低侧开关控制电路向低侧FET的栅极输出控制信号。高侧FET的源极与低侧FET的漏极连接。高侧开关控制电路具备由电容器及电阻构成的时间常数电路。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-37220号公报
发明内容
-发明所要解决的技术问题-
在专利文献1的开关电源装置中，构成为利用变压器的第2驱动绕组和时间常数电路来驱动高侧FET。但是，在构成PFC转换器的情况下、或者构成兼用作PFC转换器的DC-DC转换器的情况下，为了改善功率因数而需要根据输入电压的变动使低侧FET接通断开。在该情况下，在专利文献1的开关电源装置中，由于高侧FET的接通时间在时间常数电路中几乎被固定，因此难以应对使高侧FET的接通时间变化的情况。另一方面，为了有效地驱动FET，虽然也能由驱动器IC来构成高侧开关控制电路并根据低侧FET的接通断开来控制高侧FET，但在该情况下成为低成本化的障碍。
因而，本发明的目的在于：提供一种防止成本的高涨、且可以根据输入电压的变动来有效地开关控制2个开关元件的开关电源装置。
-用于解决技术问题的技术方案-
本发明涉及的开关电源装置的特征在于具备：电源输入部，其将输入电压输入；变压器，其具备已被磁耦合的初级绕组、次级绕组及驱动绕组；低侧开关元件，其与所述初级绕组串联连接，且按照断续地向所述初级绕组施加所述输入电压的方式进行接通断开；按照形成闭环的方式与所述初级绕组连接的谐振电容器、谐振电感器及高侧开关元件；第1控制电路，其对所述低侧开关元件进行开关控制；和第2控制电路，其根据在所述驱动绕组产生的电压，对高侧开关元件进行开关控制，所述第2控制电路具有：第1电容器，其被连接在所述驱动绕组与所述高侧开关元件的控制端子之间，且在所述低侧开关元件的接通期间内被充电；第2电容器，其一端被连接在所述第1电容器与所述驱动绕组的连接点；充电电路，其被连接在所述高侧开关元件与所述第1电容器的连接点、和所述第2电容器之间，且在所述低侧开关元件的断开期间内，基于所述驱动绕组与所述第1电容器的电压，对所述第2电容器进行充电；关断电路，其与所述高侧开关元件的控制端子连接，且在所述第2电容器的充电电压超过了该关断电路的阈值时关断所述高侧开关元件；和放电电路，其被连接在所述高侧开关元件与所述驱动绕组的连接点、和所述第2电容器之间，且在所述低侧开关元件的接通期间内，将已被充电到所述第2电容器的电压进行放电，所述充电电路由第1二极管、第1电阻和第1恒压元件的串联电路构成，且所述第1二极管与所述第1恒压元件的整流方向是逆向的，所述放电电路由第2二极管、第2电阻和第2恒压元件的串联电路构成，且所述第2二极管与所述第2恒压元件的整流方向是逆向的。
在该构成中，用第1控制电路对低侧开关元件进行开关控制，用第2控制电路对高侧开关元件进行开关控制。第2控制电路将在低侧开关元件的接通期间内被充电的第1电容器的充电电压与在驱动绕组感应出的电压进行相加，然后将高侧开关元件开启。此时，通过充电电路对第2电容器进行充电。如果驱动绕组的电压极性反转，则放电电路将第2电容器进行放电，关断电路将高侧开关元件关断。
这样，本发明的开关电源装置可以使2个开关元件隔开空载时间互补地接通断开。因而，可防止2个开关元件同时接通，可防止臂短路或开关元件的破损等。再有，由于根据输入电压的变化而对第2电容器进行充电放电，因此能够使高侧开关元件的接通时间相对于输入电压的变动而发生变化。进而，即便输入电压发生变化，也可以使高侧开关元件及低侧开关元件进行零电压开关动作，因此能够实现低噪声且高效率动作。
也可以构成为：所述电源输入部输入交流输入电压，所述开关电源装置还具备整流电路，该整流电路对所述交流输入电压进行全波整流，所述第1控制电路对与由所述整流电路进行过全波整流的电压相应的控制电压进行检测，并基于所述控制电压而对所述低侧开关元件进行开关控制。
在该构成中，通过利用交流输入电压涉及的控制电压而对低侧开关元件进行开关控制，从而可进行功率因数改善动作。
所述谐振电感器优选为所述变压器的漏电感。
在该构成中，由于不需要作为其他部件的电感器，因此能够减少部件件数。
优选构成为：所述充电电路具有第1恒压元件，该第1恒压元件设定向所述第2电容器进行充电的充电电流值，所述放电电路具有第2恒压元件，该第2恒压元件设定对所述第2电容器进行放电的放电电流值。
在该构成中，由于可以进一步调整与第2电容器相应的充电放电量，因此利用较少的部件件数且低价的部件就能够实现高效率的动作。再有，即便变压器的绕组规格改变而使得在驱动绕组产生的电压变化，由于也可以利用恒压元件来调整与第2电容器相应的充电放电量，因此能够实现最佳的设计。
所述放电电路也可以具有被并联连接的第3电容器及整流元件。
在该构成中，由于可以使第2电容器的放电量瞬时地增加，因此能够控制高侧开关元件的接通时间的变化幅度。
所述放电电路也可以被连接在所述第1电容器与所述高侧开关元件的连接点、和所述第2电容器之间，且将已被充电到所述第2电容器的电压与所述第1电容器一起进行放电。
在该构成中，由于利用第1电容器的充电量可减小施加于放电电路的电压，因此能够实现放电电路的元件的耐压降低或损耗降低。
-发明效果-
根据本发明，能够使高侧开关元件的接通时间相对于输入电压的变动而发生变化。
附图说明
图1是实施方式1涉及的开关电源装置的电路图。
图2是表示开关电源装置的各要部中的动作波形的图。
图3是采用了直流输入电源时的开关电源装置的电路图。
图4是实施方式2涉及的开关电源装置的电路图。
图5是实施方式3涉及的开关电源装置的电路图。
图6是实施方式4涉及的开关电源装置的电路图。
-符号说明-
1-交流输入电源
11、12、13、14-二极管(整流电路)
15-平滑电容器
61-高侧控制电路(第2控制电路)
81-低侧控制电路(第1控制电路)
101、101A、102、103、104-开关电源装置
T-变压器
np-初级绕组
ns-次级绕组
nb1-低侧驱动绕组
nb2-高侧驱动绕组
Pi、Pi-输入端子(电源输入部)
Po(+)、Po(-)-输出端子
C1-电容器(第1电容器)
C2-电容器(第2电容器)
Cs-电容器(第3电容器)
Cr-谐振电容器
Lr-谐振电感器
D1、D2-二极管(整流元件)
R1、R2-电阻
Q1-低侧开关元件
Q2-高侧开关元件
Q3-晶体管(关断电路)
Dz1-齐纳二极管(第1恒压元件)
Dz2-齐纳二极管(第2恒压元件)
具体实施方式
(实施方式1)
图1是实施方式1涉及的开关电源装置的电路图。本实施方式涉及的开关电源装置101是采用了同时进行基于变压器T的电压变换、及功率因数改善动作的、所谓1转换器方式的装置。
在开关电源装置101的输入端子Pi-Pi之间连接有由二极管11、12、13、14构成的二极管电桥电路(本发明的整流电路)、及滤波电容器15。二极管电桥电路连接交流输入电源1，二极管电桥电路对来自交流输入电源1的交流输入电压进行全波整流。以下，将整流后的电压称为输入电压Vi。在开关电源装置101的输出端子Po(+)-Po(-)之间连接有未图示的负载，开关电源装置101向负载输出规定的直流电压(输出电压)Vo。
变压器T的初级绕组np及低侧开关元件Q1被串联地连接，由此构成第1串联电路。低侧开关元件Q1为n型FET，漏极端子与变压器T的初级绕组np连接，源极端子与接地线连接。
在变压器T的初级绕组np的两端，构成了高侧开关元件Q2、谐振电容器Cr、谐振电感器Lr被串联地连接在一起的第2串联电路。高侧开关元件Q2为n型FET，源极端子被连接至低侧开关元件Q1与初级绕组np的连接点。另外，谐振电感器Lr是变压器T的漏电感，与谐振电容器Cr一起形成了谐振电路。该谐振电感器Lr也可以是作为与变压器T另行设置的部件的电感器。
在变压器T的次级绕组ns，构成了由二极管Do及电容器Co构成的半波整流平滑电路。该整流平滑电路对从次级绕组ns输出的交流电压进行整流平滑，然后向输出端子Po(+)-Po(-)输出。
变压器T在初级侧具备低侧驱动绕组nb1与高侧驱动绕组nb2。低侧驱动绕组nb1连接有对低侧开关元件Q1进行开关控制的低侧控制电路(本发明的第1控制电路)81。在低侧控制电路81与低侧驱动绕组nb1之间连接有由二极管Db及电容器Cb构成的整流平滑电路，通过整流平滑电路而得到的直流电压作为电源电压而被提供给低侧控制电路81。
再有，低侧控制电路81向低侧开关元件Q1的栅极端子(本发明的控制端子)输出控制电压，以对低侧开关元件Q1进行接通断开控制。若具体地说明低侧控制电路81进行的低侧开关元件Q1的开关控制，则在低侧控制电路81及输出端子Po(+)、Po(-)之间连接反馈电路，以向低侧控制电路81输入与输出电压Vo相应的反馈电压Vfb。另外，在图1中简单地用一根线(Feedback)仅表示反馈的路径。例如，可以采用光电耦合器或脉冲变压器等的绝缘单元进行反馈。具体而言，所述反馈电路通过输出端子Po(+)-Po(-)之间的电压的分压值与基准电压的比较来产生反馈信号，并在绝缘状态下向低侧控制电路81输入反馈电压Vfb。
此外，输入电压Vi被输入至低侧控制电路81。在图1中，虽然进行了简化，但具体而言，向低侧控制电路81输入对输入电压Vi的波形进行监视的检测电压(电阻分压电压)Vis。
低侧控制电路81在利用低侧驱动绕组nb1而检测出变压器T的电压极性反转时，输出用于开启低侧开关元件Q1的控制电压。此后，低侧控制电路81根据反馈电压Vfb及电阻分压电压Vis来控制低侧开关元件Q1的接通时间。更详细而言，低侧控制电路81利用乘法器将反馈电压Vfb与电阻分压电压Vis相乘而生成一个控制电压。低侧控制电路81将所生成的控制电压施加给低侧开关元件Q1的栅极端子，以使低侧开关元件Q1仅接通规定时间。
变压器T的高侧驱动绕组nb2的第1端被连接至低侧开关元件Q1与高侧开关元件Q2的连接点(高侧开关元件Q2的源极端子)。高侧驱动绕组nb2的第2端经由高侧控制电路(本发明的第2控制电路)61而被连接至高侧开关元件Q2的栅极端子。
在高侧开关元件Q2的栅极/源极间连接有电阻Rgs。该电阻Rgs被设为：对施加于高侧开关元件Q2的栅极/源极间的电压值进行调整、或者将高侧开关元件Q2的栅极/源极间的电容所蓄积的残留电荷进行放电。
高侧控制电路61具备电容器(本发明的第1电容器)C1与电阻R3的串联电路，该电容器C1被连接在高侧驱动绕组nb2的第1端与高侧开关元件Q2的栅极端子之间。再有，高侧控制电路61具备被连接在高侧开关元件Q2的栅极/源极间的晶体管(本发明的关断电路)Q3。晶体管Q3的集电极端子被连接至高侧开关元件Q2的栅极端子，发射极端子被连接至高侧开关元件Q2的源极端子。
在晶体管Q3的基极/发射极间连接有电容器(本发明的第2电容器)C2。电容器C2是由被连接至电容器C1的后述的充电电路及放电电路来进行充电放电的。在电容器C2被充电电路充电而使充电电压达到晶体管Q3的基极/发射极间电压的阈值的情况下，晶体管Q3被开启。再有，在电容器C2被放电电路放电而使充电电压低于晶体管Q3的基极/发射极间电压的阈值的情况下，晶体管Q3被关断。即，晶体管Q3根据电容器C2的充电电压来进行接通断开动作。
所述充电电路由二极管D1、电阻R1与齐纳二极管(本发明的第1恒压元件)Dz1的串联电路构成。在开关电源装置101中，二极管D1的阳极端子被连接至电容器C1与电阻R3的连接点，阴极端子经由电阻R1而被连接至齐纳二极管Dz1的阴极。齐纳二极管Dz1的阳极端子被连接至电容器C2。也就是说，二极管D1与齐纳二极管Dz1的整流方向是逆向的。通过该串联电路，基于在高侧驱动绕组nb2感应出的电压、及被充电到电容器C1的电压，充电电流(充电电流值)在电容器C2中流动，电容器C2被充电。以下，将充电电流流动的方向称为正向。通过决定与在高侧驱动绕组nb2感应出的电压相应的齐纳二极管Dz1的齐纳电压，从而可稳定地进行向电容器C2的充电。
所述放电电路由二极管D2、电阻R2与齐纳二极管(本发明的第2恒压元件)Dz2的串联电路构成。在开关电源装置101中，二极管D2的阳极端子经由电阻R2而与电容器C2连接，阴极端子与齐纳二极管Dz2的阴极端子连接。齐纳二极管Dz2的阳极端子被连接至电容器C1与高侧驱动绕组nb2的连接点。也就是说，二极管D2与齐纳二极管Dz2的整流方向是逆向的。此外，前述充电电路的二极管D1与放电电路的二极管D2相对于电容器C2而言被连接成逆向。通过该串联电路，根据在高侧驱动绕组nb2感应出的电压，放电电流(放电电流值)以负向在电容器C2中流动，电容器C2被放电。通过根据在高侧驱动绕组nb2感应出的电压来决定齐纳二极管Dz2的齐纳电压，从而可稳定地进行电容器C2的放电。
以下，对开关电源装置101的动作进行说明。图2是表示开关电源装置101的各要部中的动作波形的图。在图2中，Vq1ds表示低侧开关元件Q1的漏极-源极间电压，iq1d表示漏极电流。Vq2ds表示高侧开关元件Q2的漏极-源极间电压，iq2d表示漏极电流。Vs表示变压器T的次级侧的二极管Do的电压，is表示在二极管Do中流动的电流。
本电路启动后的开关动作在1个开关周期Ts内主要可以分为时刻t1～t5的4个动作状态。首先，对启动时(振荡开始时)进行说明，接下来表示各状态下的动作。
(Q1开启)
在通过低侧驱动绕组nb1而由低侧控制电路81检测到变压器T的电压极性反转时，低侧控制电路81向低侧开关元件Q1的栅极端子施加电压。由此，低侧开关元件Q1开启。
(状态1)t1～t2
在状态1下，低侧开关元件Q1为接通状态，输入电压Vi被施加于变压器T的初级绕组np，初级绕组电流线性地增加，励磁能量被蓄积于变压器T。低侧开关元件Q1的漏极电流iq1d的波形是线性地增加的初级绕组电流。再有，由于低侧开关元件Q1为接通状态，因此低侧开关元件Q1的漏极-源极间电压Vq1ds变为零。在次级侧，在向二极管Do施加反向偏压的方向上，在变压器T的次级绕组ns中感应出电压。
此时，在变压器T的高侧驱动绕组nb2中感应出与输入电压Vi相应的电压。借助该电压，电流A按照电阻Rgs→电阻R3→电容器C1→高侧驱动绕组nb2的路径进行流动，电容器C1被充电。同时，按照电容器C2→电阻R2→二极管D2→齐纳二极管Dz2→高侧驱动绕组nb2的路径，放电电流B以负向在电容器C2中流动，电容器C2被放电。
低侧控制电路81根据反馈电压Vfb及电阻分压电压Vis来控制低侧开关元件Q1的接通时间，在时刻t2关断低侧开关元件Q1。由此，从状态1过渡到状态2。
(状态2)t2～t3
若低侧开关元件Q1关断，则在变压器T的初级绕组np中流动的电流通过高侧开关元件Q2的体二极管(未图示)，由此谐振电容器Cr被充电。此时，谐振电感器Lr及谐振电容器Cr谐振。借助该谐振，状态2下的高侧开关元件Q2的电压Vq2ds及漏极电流iq2d的下降沿成为因谐振而产生的正弦波的一部分。再有，状态2下的低侧开关元件Q1的电压Vq1ds的上升沿、及漏极电流iq1d的下降沿成为因低侧开关元件Q1的寄生电容与初级绕组np的谐振而产生的正弦波的一部分。
此外，若低侧开关元件Q1在时刻t2关断，则在高侧驱动绕组nb2感应出的电压上相加电容器C1的充电电压，电流C按照电容器C1→电阻R3的路径进行流动，比低侧开关元件Q1的关断稍迟一些，向高侧开关元件Q2的栅极端子施加电压。此时，高侧开关元件Q2的漏极电流iq2d是负电流，在体二极管(未图示)中流动着电流。由此，通过零电压开关(ZVS)动作而高侧开关元件Q2在时刻t3开启。同时，充电电流D按照二极管D1→电阻R1→齐纳二极管Dz1的路径以正向流动，电容器C2被充电。此时流动的充电电流D根据电容器C1的充电电压而变化。
在次级侧，二极管Do的两端电压Vs变为正向偏压，二极管Do导通。该电压Vs的下降沿部分的曲线成为因二极管Do的寄生电容与次级绕组ns的谐振而产生的正弦波的一部分。
(状态3)t3～t4
在状态3下，高侧开关元件Q2导通，谐振电感器Lr与谐振电容器Cr开始谐振。在该期间内，谐振电容器Cr的充电电荷被放电。此时，在次级侧，二极管Do导通，从次级绕组ns释放被蓄积于变压器T的励磁能量和被蓄积于谐振电容器Cr的静电能量，经由整流平滑电路而从输出端子Po(+)-Po(-)输出。
此时，高侧开关元件Q2的漏极电流iq2d的波形成为因谐振电感器Lr与谐振电容器Cr而产生的谐振电流的波形。此时，变压器T的励磁能量被传递至次级侧，励磁电流im线性地减少。因此，在次级侧的二极管Do中流动的电流is成为与对谐振电流iqd2减去线性地减少的励磁电流im而得到的值相似的形状。因而，电流is自零电流起比较急剧地上升，成为具有正弦波状的曲线的波形，在达到电流变化率为零的峰值点之后，朝向零电流进行下降。若变压器T的励磁电流im变为0，则二极管Do断开，次级侧电流is变为0。
再有，在初级侧，当已被充电的电容器C2的充电电压达到晶体管Q3的基极/发射极间电压的阈值时，晶体管Q3开启。其结果，高侧开关元件Q2的栅极/源极间电压大致为零，在时刻t4高侧开关元件Q2在零电流附近关断，从而进行零电流开关(ZCS)动作。若高侧开关元件Q2关断，则向次级侧的二极管Do施加反向偏置电压，变压器T的绕组电压开始反转。
在此，由于与输出端子连接的负载，而使得励磁电流im变为0的定时和高侧开关元件Q2被关断的定时不同。即，在负载轻的情况下，励磁电流im变为0之后高侧开关元件Q2被关断从而向二极管Do施加逆电压，但在重负载的情况下，高侧开关元件Q2被关断之后励磁电流im变为0从而向二极管Do施加逆电压。即，无论在哪个负载条件下，都是在高侧开关元件Q2与二极管Do均断开的时刻t4向二极管Do施加逆电压，从而移行至状态4。
这样，状态3下的高侧开关元件Q2的接通时间是由充电电流D来决定的。例如，在电容器C1的充电电压高的情况下，充电电流D变大，直到电容器C2的充电电压达到晶体管Q3的基极/发射极间电压的阈值为止的时间变短，高侧开关元件Q2的接通时间变短。电容器C1的充电电压是由输入电压Vi及低侧开关元件Q1的接通时间来决定的。低侧控制电路81在输入电压Vi高的情况下缩短低侧开关元件Q1的接通时间，而在输入电压Vi低的情况下增长低侧开关元件Q1的接通时间。这样，根据输入电压Vi的变动来调整低侧开关元件Q1的接通时间，据此可控制高侧开关元件Q2的接通时间。
(状态4)t4～t5
在状态4下，低侧开关元件Q1的体二极管导通，电流iqd1在低侧开关元件Q1中以负向流动。此时，借助利用低侧驱动绕组nb1而检测到变压器T的电压极性反转的低侧控制电路81，比时刻t4稍微延迟地向低侧开关元件Q1的栅极端子施加电压，低侧开关元件Q1在时刻t5被开启。这样，进行零电压开关动作，从而状态4结束。
在每一个开关周期Ts内进行以上那样的动作，下一个开关周期也进行同样的动作，以后反复进行该动作。
通过以上的动作，在低侧开关元件Q1被接通的期间内在变压器T的初级绕组np蓄积励磁能量，并且在电容器Cr中蓄积静电能量。若低侧开关元件Q1被断开，则这些励磁能量与静电能量被释放至变压器T的次级侧，因此较之在低侧开关元件Q1的接通期间内仅蓄积励磁能量、在低侧开关元件Q1的断开期间内释放该励磁能量的装置，具有可降低电流峰值、且可降低导通损耗的优点。
再有，高侧开关元件Q2的接通时间是根据电容器C2的充电电压、即低侧开关元件Q1的接通时间来决定的。再有，低侧开关元件Q1的接通时间是由低侧控制电路81根据输入电压Vi来决定的。因此，即便在输入电压Vi发生了变动的情况下，开关电源装置101也可以适当地控制高侧开关元件Q2的接通时间，可进行功率因数改善。
进而，通过在低侧开关元件Q1的开关控制所引起的电容器C2进行放电的放电电路中采用齐纳二极管Dz2，从而与仅采用电阻的情况相比，能够使电容器C2的放电电流B的变化幅度相对于输入电压Vi的变动幅度增大，能够使电容器C2的放电时间的变化幅度增大。因此，也能够应对输入电压Vi更大的变动。
另外，本实施方式涉及的开关电源装置101并未限于PFC转换器，也可适用于DC-DC转换器。图3是采用了直流输入电源时的开关电源装置的电路图。在图3所示的开关电源装置101A的输入端子Pi(+)-Pi(-)之间连接有直流输入电源1A。图3在不具备二极管电桥电路这一点上与图1相异。由于其他电路都与图1同样，因此省略说明。
(实施方式2)
图4是实施方式2涉及的开关电源装置的电路图。本实施方式涉及的开关电源装置102在放电电路中将电容器(本发明的第3电容器)Cs并联连接至二极管D2这一点上与实施方式1相异。电容器Cs例如具有100pF的小电容，当利用在高侧驱动绕组nb2感应出的电压对电容器C2进行充电时，电容器Cs同时也被充电。
在高侧驱动绕组nb2的电压极性反转且电容器C2被放电时，经由并联连接的电容器Cs的放电有所增加，由此放电量增加，因而可以使电容器C2的电荷迅速地放电，可增长高侧开关元件Q2的能够控制的接通时间宽度。
(实施方式3)
图5是实施方式3涉及的开关电源装置的电路图。本实施方式涉及的开关电源装置103中的电容器C1的位置与实施方式1相异。具体而言，充电电路及放电电路被连接至电阻R3与电容器C1的连接点。即，放电电路构成为将电容器C2的充电电压与电容器C1一起进行放电。根据该构成，施加于放电电路的施加电压仅减小了与被充电到电容器C1的电压相应的量。其结果，能够实现放电电路的电阻R2、二极管D2及齐纳二极管Dz2等元件的耐压降低或损耗降低。
(实施方式4)
图6是实施方式4涉及的开关电源装置的电路图。本实施方式涉及的开关电源装置104具备实施方式2的电容器Cs，且电容器C1的位置被连接至实施方式3中说明过的位置。根据该构成，可以使电容器C2的放电量瞬时地增加，能够控制从晶体管Q3的关断到被开启为止的时间、即高侧开关元件Q2的接通时间的变化幅度。再有，施加于放电电路的施加电压仅减小了与被充电到电容器C1的电压相应的量。其结果，能够实现放电电路的电阻R2、二极管D2及齐纳二极管Dz2等元件的耐压降低或损耗降低。
另外，开关电源装置的具体构成等能够适当地变更设计，上述实施方式所记载的作用及效果仅仅是列举了由本发明产生的最优选的作用及效果而已，本发明所产生的作用及效果并未限定于上述实施方式所记载的内容。

Claims (6)

1.一种开关电源装置，具备：
电源输入部，其将输入电压输入；
变压器，其具备已被磁耦合的初级绕组、次级绕组及驱动绕组；
低侧开关元件，其与所述初级绕组串联连接，且按照断续地向所述初级绕组施加所述输入电压的方式进行接通断开；
按照形成闭环的方式与所述初级绕组连接的谐振电容器、谐振电感器及高侧开关元件；
第1控制电路，其对所述低侧开关元件进行开关控制；和
第2控制电路，其根据在所述驱动绕组产生的电压，对高侧开关元件进行开关控制，
所述第2控制电路具有：
第1电容器，其被连接在所述驱动绕组与所述高侧开关元件的控制端子之间，且在所述低侧开关元件的接通期间内被充电；
第2电容器，其一端被连接在所述第1电容器与所述驱动绕组的连接点；
充电电路，其被连接在所述高侧开关元件与所述第1电容器的连接点、和所述第2电容器之间，且在所述低侧开关元件的断开期间内，基于所述驱动绕组与所述第1电容器的电压，对所述第2电容器进行充电；
关断电路，其与所述高侧开关元件的控制端子连接，且在所述第2电容器的充电电压超过了该关断电路的阈值时关断所述高侧开关元件；和
放电电路，其被连接在所述高侧开关元件与所述驱动绕组的连接点、和所述第2电容器之间，且在所述低侧开关元件的接通期间内，将已被充电到所述第2电容器的电压进行放电，
所述充电电路由第1二极管、第1电阻和第1恒压元件的串联电路构成，且所述第1二极管与所述第1恒压元件的整流方向是逆向的，
所述放电电路由第2二极管、第2电阻和第2恒压元件的串联电路构成，且所述第2二极管与所述第2恒压元件的整流方向是逆向的。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
所述电源输入部输入交流输入电压，
所述开关电源装置还具备整流电路，该整流电路对所述交流输入电压进行全波整流，
所述第1控制电路对与由所述整流电路进行过全波整流的电压相应的控制电压进行检测，并基于所述控制电压而对所述低侧开关元件进行开关控制。
3.根据权利要求1或者2所述的开关电源装置，其中，
所述谐振电感器是所述变压器的漏电感。
4.根据权利要求1或者2所述的开关电源装置，其中，
所述第1恒压元件设定向所述第2电容器进行充电的充电电流值，
所述第2恒压元件设定将所述第2电容器进行放电的放电电流值。
5.根据权利要求1或者2所述的开关电源装置，其中，
所述放电电路具有被并联连接的第3电容器及整流元件。
6.根据权利要求1或者2所述的开关电源装置，其中，
所述放电电路被连接在所述第1电容器与所述高侧开关元件的连接点、和所述第2电容器之间，且将已被充电到所述第2电容器的电压与所述第1电容器一起进行放电。
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