WO2012098867A1 - 非接触充電装置の給電装置 - Google Patents

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秀樹 定方
藤田　篤志
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パナソニック株式会社
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    • H02J7/00308—Overvoltage protection

Definitions

  • the present invention relates to a non-contact charging device that charges a secondary battery mounted in, for example, an electric propulsion vehicle (an electric vehicle or a hybrid vehicle) in a non-contact manner.
  • a secondary battery mounted in, for example, an electric propulsion vehicle (an electric vehicle or a hybrid vehicle) in a non-contact manner.
  • each of the power feeding device and the power receiving device includes a resonance unit that resonates an AC signal, thereby reducing the restriction on the positional relationship between the power feeding device and the power receiving device (for example, see Patent Document 1).
  • the non-contact power transmission system described in Patent Document 1 is configured to cancel the leakage inductance of the power feeding coil of the power feeding device and the power receiving coil of the power receiving device at the resonance unit.
  • the load impedance is large, and the load impedance is extremely small near the resonance frequency. Therefore, the amount of power change is large with respect to the operating frequency that is the power control parameter of the power supply apparatus, and the system is sensitive to load impedance fluctuations.
  • the present invention has been made in view of such problems of the prior art, and can maintain the rated power regardless of the positional relationship and load state between the power feeding device and the power receiving device, and there is a load fluctuation. It is another object of the present invention to provide a power supply device for a non-contact charging device that can improve safety without causing overcurrent or overvoltage.
  • the present invention is configured as follows.
  • a power factor improvement circuit that converts an AC input voltage into a DC voltage to improve a power factor, an electrolytic capacitor connected to an output terminal of the power factor improvement circuit, and a plurality of switching elements are provided.
  • An inverter circuit that generates an AC signal using the voltage of the electrolytic capacitor as a power source, a first resonance capacitor and a first inductor connected to an output terminal of the inverter circuit, and a power supply device control circuit.
  • a power supply device for a contact charging device wherein the power supply device supplies power to a power receiving device including a second inductor, a second resonance capacitor, a load, and a power receiving device control circuit.
  • An inductor is opposed to the second inductor, and the power supply device control circuit turns off all of the plurality of switching elements according to a load impedance viewed from the inverter circuit.
  • a full bridge operation mode for off control and, and switches the single-ended operation mode to on-off control portions of the plurality of switching elements, the power feeding device of the contactless charging apparatus is provided.
  • the rated power is maintained regardless of the positional relationship between the power feeding device and the power receiving device and the load state by switching the inverter circuit to either the full bridge operation mode or the single-ended operation mode according to the load impedance. Therefore, safety can be improved without causing overcurrent or overvoltage even when there is a load fluctuation.
  • Circuit diagram of contactless charging apparatus according to the present invention 1 is a circuit diagram of a power supply detection unit provided in the non-contact charging apparatus of FIG. The figure which shows the waveform of each part in the non-contact charging device of FIG.
  • the present invention relates to a power factor correction circuit that converts an AC input voltage into a DC voltage to improve a power factor, an electrolytic capacitor connected to an output terminal of the power factor correction circuit, and a plurality of switching elements.
  • a power supply device for a non-contact charging apparatus comprising: an inverter circuit that generates an AC signal using a voltage as a power source; a first resonance capacitor and a first inductor connected to an output terminal of the inverter circuit; and a power supply device control circuit.
  • the power feeding device feeds power to the power receiving device including the second inductor, the second resonance capacitor, the load, and the power receiving device control circuit, the first inductor is opposed to the second inductor.
  • the power supply device control circuit has a full bridge operation mode in which all of the plurality of switching elements are controlled on and off according to the load impedance viewed from the inverter circuit, and It is obtained to switch the single-ended operation mode for controlling on and off a portion of the number of switching elements.
  • the rated power can be maintained regardless of the positional relationship between the power feeding device and the power receiving device and the load state, and safety can be improved without causing overcurrent or overvoltage even if there is a load fluctuation. .
  • the plurality of switching elements described above are composed of two switching elements connected in series and two other switching elements connected in series in parallel to these two switching elements, and the full bridge operation mode.
  • the two switching elements are energized exclusively and the other two switching elements are energized exclusively by shifting the drive phases of the two switching elements. Only one of the other two switching elements is always energized and the other is always off.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of the non-contact charging apparatus in the present embodiment.
  • the non-contact charging device includes, for example, a power feeding device installed in a parking space, and a power receiving device mounted in, for example, an electric propulsion vehicle.
  • the non-contact charging apparatus includes a commercial power source 1, a first rectifier circuit 2, a power factor correction circuit 3, an inverter circuit 4, a feeding power detection unit 5, a first resonance capacitor 6, and a first power supply device.
  • control circuit 13 The inductor 7 and the control circuit 13 on the power feeding device side (hereinafter simply referred to as “control circuit 13”), and the configuration on the power receiving device side include a second inductor 8, a second resonance capacitor 9, a second rectifier circuit 11, A load (battery) 12, a control circuit 14 on the power receiving device side (hereinafter simply referred to as “control circuit 14”), and a received power detection unit 10 are provided.
  • the power factor improving circuit 3 is a circuit for improving the power factor of the commercial power source 1, and includes a bypass capacitor 29, a choke coil 15 serving as a first choke coil, and a first switching element 16 (in the present embodiment, a MOSFET). ), A diode 17 which is a first diode, and a smoothing capacitor (electrolytic capacitor) 18.
  • the commercial power source 1 is a 200 V commercial power source that is a low-frequency AC power source, and is connected to the input terminal of the first rectifier circuit 2 including a bridge diode and an input filter.
  • the high potential terminal (positive electrode side) output terminal of the first rectifier circuit 2 is connected to the high potential terminal of the bypass capacitor 29 and the input terminal of the choke coil 15. Further, the high potential side terminal (drain) of the switching element 16 is connected to a connection line between the output side terminal of the choke coil 15 and the anode side terminal of the diode 17.
  • a low potential side terminal of the bypass capacitor 29, a low potential side terminal (source) of the switching element 16, and a low potential side terminal of the smoothing capacitor 18 are connected to the low potential side (negative electrode side) output terminal of the first rectifier circuit 2.
  • the high potential side terminal of the smoothing capacitor 18 is connected to the cathode side terminal of the diode 17.
  • the power factor correction circuit 3 is supplied with the output voltage of the first rectifier circuit 2 as a DC power supply, and the voltage fluctuation of the input output voltage of the first rectifier circuit 2 is suppressed by the bypass capacitor 29.
  • 15 and the switching element 16 are turned on and off, and a DC voltage having a peak value larger than the peak value and boosted to an arbitrary voltage is supplied across the smoothing capacitor 18 and smoothed.
  • a MOSFET having a fast switching speed is used as the switching element 16 in order to increase the power factor improvement effect by operating the power factor improvement circuit 3 at a high frequency.
  • a diode is attached to the MOSFET in the opposite direction, it is not shown in the figure because it does not affect the basic operation of the present embodiment even without this diode.
  • the output voltage of the smoothing capacitor 18 is supplied between the input terminals of the inverter circuit 4.
  • the input terminal of the inverter circuit 4 is connected to the output terminal of the power factor correction circuit 3, that is, to both ends of the smoothing capacitor 18.
  • a series connection body of switching elements (second and third switching elements) 19 and 20 and a series connection body of switching elements (fourth and fifth switching elements) 24 and 26 are parallel. Connected to.
  • Diodes (second and third diodes) 21 and 22 are connected in antiparallel to the switching elements 19 and 20, respectively (the high potential side terminal (collector) of the switching element and the cathode side terminal of the diode are connected). ). Further, a snubber capacitor 23 is connected in parallel to the switching element 20 (which may be the switching element 19).
  • diodes (fourth and fifth diodes) 25 and 27 are connected in antiparallel to the switching elements 24 and 26 (the high potential side terminal (collector) of the switching element and the cathode side terminal of the diode are connected to each other). Connected). A snubber capacitor 28 is connected in parallel to the switching element 26 (which may be the switching element 24).
  • a series connection body of the first resonance capacitor 6, the first inductor 7, and the feeding power detection unit 5 is connected to the connection line of the switching element 19 and the switching element 20 and the connection line of the switching element 24 and the switching element 26. Is done.
  • the second inductor 8 is disposed so as to face the first inductor 7 as the electric propulsion vehicle moves, for example.
  • a second resonant capacitor 9 is connected to the high potential side of the second inductor 8, and the low potential side of the second inductor 8 and the second resonant capacitor 9 include a second rectifier circuit 11 including a smoothing filter.
  • the received power detection unit 10 is connected to the high potential side of the second rectifier circuit 11, and the load (battery) 12 is connected to the low potential side of the received power detection unit 10 and the second rectifier circuit 11. .
  • the supply power detection unit 5 in the present embodiment includes a current detection unit 30, a voltage detection unit 31, and a power calculation unit 32.
  • the current detection unit 30 and the voltage detection unit 31 may be used when the power supply power can be estimated using either the current or the voltage.
  • the feed power detection unit 5 is connected in series to the series resonance circuit of the first inductor 7 and the first resonance capacitor 6, only one of the current and voltage is correlated. The power supply can be estimated by detection.
  • the received power detection unit 10 may have the same configuration as the power supply power detection unit 5.
  • the control circuit 13 receives a power command value from the control circuit 14 by wireless communication.
  • the control circuit 13 compares the supplied power detected by the supplied power detection unit 5 with the received power command value, and the switching elements 19 and 20 and the switching elements 24 and 26 of the inverter circuit 4 are obtained so that the power command value is obtained.
  • the switching element 16 of the power factor correction circuit 3 is driven.
  • a dedicated control IC may be used for controlling the switching element 16 of the power factor correction circuit 3.
  • the control circuit 14 determines a power command value according to the remaining voltage of the battery 12 detected by the received power detection unit 10 and transmits it to the control circuit 13 by wireless communication. Further, the received power is detected by the received power detection unit 10 during operation of the power supply apparatus, and the control circuit 14 changes the power command value to the control circuit 13 so that the load (battery) 12 is not overcurrent or overvoltage.
  • a battery for an electric propulsion vehicle is used as the load 12 of the present embodiment.
  • Battery charging is performed by supplying a voltage equal to or higher than the remaining voltage of the battery, but when the power supply voltage exceeds the remaining battery voltage, a charging current suddenly flows. This means that the load impedance as viewed from the power supply device varies greatly depending on the remaining battery voltage and the power supply voltage.
  • FIG. 3A is a schematic diagram showing an AC voltage waveform of the commercial power source 1
  • FIG. 3B is a schematic diagram showing an output voltage waveform of the DC power source, that is, an output voltage waveform of the first rectifier circuit 2. It is. This voltage is input to the power factor correction circuit 3, boosted, and then output to the smoothing capacitor 18.
  • FIG. 3C is a schematic diagram showing a waveform applied to the smoothing capacitor 18, that is, an output voltage waveform of the power factor correction circuit 3 and an input voltage waveform of the inverter circuit 4.
  • FIG. 3D is a schematic diagram showing a high-frequency current waveform generated in the first inductor 7
  • FIG. 3E is a schematic diagram showing a power waveform fed from the power feeding device to the power receiving device.
  • 3F is a schematic diagram showing an output current waveform of the second rectifier circuit 11, that is, an input current waveform of the load 12.
  • 3 (g) and 3 (h) are schematic diagrams showing an energization rate (duty ratio) and an operating frequency, respectively.
  • the commercial power source 1 shown in FIG. 3A is full-wave rectified by the first rectifier circuit 2 to form a DC power source as shown in the voltage waveform of FIG.
  • This DC power supply is supplied between the input terminals of the power factor correction circuit 3.
  • the diode 17 included in the power factor correction circuit 3 and the bridge diode of the first rectifier circuit 2 are turned on when the instantaneous value of the DC power supply voltage is smaller than the voltage of the smoothing capacitor 18. If not, the input current waveform is distorted and the power factor is significantly reduced. At that time, the control circuit 13 improves the power factor by turning the switching element 16 on and off.
  • the power factor correction circuit 3 has not only a power factor correction function but also a boosting function at the same time. For this reason, as shown in FIG.
  • the voltage of the smoothing capacitor 18 is the peak value of the input voltage of the power factor correction circuit 3 whose peak value is the peak value of the commercial power source 1, that is, the peak value of the DC power source. The voltage becomes higher and is supplied to the inverter circuit 4 through the smoothing capacitor 18.
  • the smoothed DC voltage output to both ends of the smoothing capacitor 18 connected between the output ends of the power factor correction circuit 3 shown in FIG. 3C is supplied to the inverter circuit 4.
  • the inverter circuit 4 is shown in FIG. 3D by the first resonant capacitor 6 and the first inductor 7 by turning on and off the switching elements 19 and 20 and turning on and off the switching elements 24 and 26.
  • a high-frequency current having a predetermined frequency is generated.
  • the on / off control of the switching elements 19 and 20 and the on / off control of the switching elements 24 and 26 are performed by the control circuit 13 applying an on signal to the gates of the switching elements 19, 20, 24 and 26. .
  • the inverter circuit 4 is switched between the full-bridge operation mode and the single-ended operation mode in accordance with the load impedance viewed from the inverter circuit 4.
  • the two switching elements 19 and 20 connected to each other are energized exclusively, and the two switching elements 24 and 26 connected in series to the two switching elements 19 and 20 are connected to the driving signal phase of the switching elements 19 and 20.
  • the single-ended operation mode the two switching elements 19 and 20 connected in series are exclusively energized and the other two switching elements connected in series are used.
  • 24 and 26 are always energized on the low side (switching element 26). De-side are set to always off (switching element 24).
  • FIGS. 4 and 5 show enlarged operation waveforms of the inverter circuit 4 at high input power and low input power in the full-bridge operation mode, respectively.
  • the switching element 19 and the switching element 26 are repeatedly turned on and off in synchronization, and when the switching element 19 and the switching element 26 are on, the switching element 20 and the switching element 24 are turned off.
  • the switching element 19 and the switching element 26 are off, the switching element 20 and the switching element 24 are turned on, whereby the switching element 20 and the switching element 24 are repeatedly turned on and off in synchronization.
  • the ON period of the switching elements 19 and 24 and the switching element 20 are set so that the switching element 19 and the switching element 20 are not turned on simultaneously, and so that the switching element 24 and the switching element 26 are not turned on simultaneously. , 26 are set so as not to overlap.
  • the snubber capacitor 23 is discharged with a gentle inclination due to the resonance of the first inductor 7, the first resonant capacitor 6, and the snubber capacitors 23 and 28. Since the snubber capacitor 28 is charged, the switching elements 19 and 26 realize a zero volt switching (ZVS) turn-off operation. At this time, when the snubber capacitor 28 is charged and the snubber capacitor 23 is completely discharged, the diodes 22 and 25 are turned on, and an on signal is sent to the gates of the switching elements 20 and 24 during the period in which the diodes 22 and 25 are on.
  • ZVS zero volt switching
  • the snubber capacitor 28 is discharged with a gentle slope due to the resonance of the first inductor 7, the first resonant capacitor 6, and the snubber capacitors 23 and 28. Since the snubber capacitor 23 is charged, the switching elements 20 and 24 realize the ZVS turn-off operation. At this time, when the snubber capacitor 23 is charged and the snubber capacitor 28 is completely discharged, the diodes 21 and 27 are turned on, and an on signal is sent to the gates of the switching elements 19 and 26 during the period in which the diodes 21 and 27 are on.
  • the switching element 26 is always in the on state and the switching element 24 is always in the off state, so when the switching element 19 is turned off from the on state, Since the snubber capacitor 23 is discharged with a gentle slope due to the resonance of the first inductor 7, the first resonant capacitor 6 and the snubber capacitor 23, the switching element 19 realizes a zero volt switching (ZVS) turn-off operation.
  • ZVS zero volt switching
  • the diode 22 is turned on.
  • an on signal is applied to the gate of the switching element 20 to wait, the resonance current of the first inductor 7 is reduced. The direction is reversed, the diode 22 is turned off, and a current is commutated to the switching element 20.
  • the switching element 20 realizes a ZVS & zero current switching (ZCS) turn-on operation.
  • the snubber capacitor 23 is charged with a gentle slope due to the resonance of the first inductor 7, the first resonance capacitor 6, and the snubber capacitor 23. Realizes ZVS turn-off operation.
  • the snubber capacitor 23 is charged to the same voltage as the smoothing capacitor 18, the diode 21 is turned on.
  • the diode 21 is turned on and an on signal is applied to the gate of the switching element 19, the first state is reached.
  • the direction of the resonance current of the inductor 7 is reversed, the diode 21 is turned off, and the current is commutated to the switching element 19.
  • the switching element 19 realizes a ZVS & zero current switching (ZCS) turn-on operation.
  • the switching elements 19 and 26 and the switching elements 20 and 24 are alternately turned on by providing a dead time Td (for example, about 2 ⁇ s) so as not to short-circuit the smoothing capacitor 18.
  • a dead time Td for example, about 2 ⁇ s
  • a dead time Td is provided so that the smoothing capacitor 18 is not short-circuited, and only the switching elements 19 and 20 are alternately turned on and off. ing.
  • the high-frequency power is controlled by controlling the drive (operation) frequency shown in FIG. 3 (h) while keeping the energization ratio (duty ratio) of the switching elements 19, 20, 24, and 26 constant.
  • the “energization ratio” refers to one cycle of ON / OFF of the switching elements 19 and 26 (or the switching elements 20 and 24) as shown in FIGS. 4 and 5 in the full-bridge operation mode. Is defined as the ratio of the on-time of the switching elements 19, 26 (or the switching elements 20, 24) to the time required for the switching element 19, and in the single-ended operation mode, as shown in FIG. It is defined as the ratio of the ON time of the switching element 19 (or switching element 20) to the time required for one cycle of ON / OFF.
  • the driving frequency is set to be smaller at high input power than at low input power (for example, 20 kHz at high input power, and at low input power). 30 kHz, etc.).
  • the inverter circuit 4 when the voltage shown in FIG. 3C is applied to the inverter circuit 4, the current (or the first inductor) of the first inductor 7 detected by the feed power detector 5.
  • the drive frequency of the switching elements 19 and 20 is controlled such that the magnetic field generated by the current 7 is a current corresponding to the power command value.
  • the driving frequency is set to be smaller at high input power than at low input power (for example, 20 kHz at high input power, 30 kHz at low input power, etc.). .
  • FIG. 7 is a graph showing switching between the full-bridge operation mode and the single-ended operation mode.
  • the full-bridge operation mode has higher power supply than the single-ended operation mode. Therefore, when the load impedance is large and it is difficult to input power (current does not flow easily), select the full-bridge operation mode that allows easy power input, and select the single-ended operation mode when the load impedance is small. Yes.
  • the full-bridge operation mode is selected, and when the load impedance is small, the full-bridge operation mode is overpowered, and when the resonance point is approached, the frequency is slightly changed. Since the power is likely to fluctuate, the mode is switched to the single-ended operation mode.
  • the load impedance depends on, for example, the distance between the first inductor 7 and the second inductor 8, the positional relationship, the residual voltage of the load (battery) 12, etc., depending on these parameters and the load 12. Based on the rated power, the load impedance is set in advance and stored in the control circuit 13 as a reference table, for example.
  • the control circuit 14 determines a power command value according to the remaining battery voltage detected by the received power detection unit 10 at the start of charging, and transmits the command value to the control circuit 13 by wireless communication.
  • the control circuit 13 changes the load impedance variation range Z 0 (a) to Z 0 (b) and the switching point between the full bridge operation mode and the single-ended operation mode according to the rated power. Determine Z 0 (c).
  • the control circuit 13 drives and controls the power factor improvement circuit 3 and the inverter circuit 4 so that the power command value and the detection result of the feed power detection unit 5 coincide with each other by the above-described operation.
  • the control circuit 13 monitors the load impedance. If the load impedance is equal to or higher than the threshold value Z 0 (c) (Z 0 (c) to Z 0 (b)), charging is performed in the full bridge operation mode. When the operation is performed and the load impedance falls below the threshold value Z 0 (c), the operation is switched to the charging operation in the single-ended operation mode, and the power command value received by the control circuit 13 matches the detection result of the feed power detection unit 5. Continue the charging operation in the single-ended operation mode.
  • the switching elements 19, 20, 24, and 26 are controlled based on the current detected by the power supply power detection unit 5, but the power supply voltage detection unit 5 detects the power supply voltage,
  • the power can be controlled by controlling the switching elements 19, 20, 24, and 26 so that the detected voltage becomes a voltage corresponding to the power command value.
  • the energization rate (duty ratio) of switching element 19,20,24,26 is made constant and a high frequency electric power is controlled by controlling a drive frequency
  • a drive frequency is made constant.
  • the energization rate (duty ratio) of the switching elements 19, 20, 24, and 26 may be controlled, or both the energization rate and the drive frequency may be controlled.
  • the waveform at the time of high input power in FIG. 4 is a waveform at the time of low input power as shown in FIG.
  • the power feeding device of the non-contact charging device can maintain the rated power regardless of the positional relationship between the power feeding device and the power receiving device and the load state, and even if there is a load fluctuation, Since safety can be improved without causing overvoltage, it is useful, for example, for supplying power to a power receiving device of an electric propulsion vehicle.

Abstract

　非接触給電装置に、交流入力電圧を直流電圧に変換し、力率を改善する力率改善回路３と、力率改善回路３の出力端に接続される電解コンデンサ１８と、複数のスイッチング素子１９，２０，２４，２６を有し電解コンデンサ１８の電圧を電源として交流信号を発生するインバータ回路４と、インバータ回路４の出力端に接続される第１の共振コンデンサ６及び第１のインダクタ７と、給電装置制御回路１３とを設けた。また、受電装置に給電するに際し、インバータ回路４から見た負荷インピーダンスに応じて、複数のスイッチング素子１９，２０，２４，２６のすべてをオン・オフ制御するフルブリッジ動作モードと、複数のスイッチング素子１９，２０，２４，２６の一部をオン・オフ制御するシングルエンデッド動作モードを切り替えるようにした。

Description

非接触充電装置の給電装置
　本発明は、例えば電気推進車両（電気自動車やハイブリッド車）などに搭載される二次電池に非接触で充電する非接触充電装置に関する。
　非接触で電力伝送するための技術として、磁界、電界、電波などを用いる技術が開発されており、このような非接触電力伝送技術によって、給電装置と受電装置とを接続する電線が不要となるため、ユーザにとっては、接続の手間が省けたり、雨天時などの漏電や感電の心配がなくなったりする。
　ところで、非接触電力伝送では、例えば高効率化のため、給電装置と受電装置との位置関係が重要となる。この問題に対処するため、従来、給電装置及び受電装置のそれぞれに交流信号を共振させる共振部を備えることで、給電装置と受電装置との位置関係の制約を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００９－２９６８５７号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の非接触電力伝送システムは、給電装置の給電コイルと受電装置の受電コイルの漏れインダクタンスを共振部でキャンセルする構成のため、共振周波数近傍以外では、給電装置から見た負荷インピーダンスが大きく、共振周波数近傍で負荷インピーダンスが極端に小さくなる。そのため、給電装置の電力制御パラメータである動作周波数に対して電力変化量が大きく、負荷インピーダンス変動に対して敏感なシステムとなっている。
　このような技術を定格電力と負荷変動が大きく給電装置と受電装置の位置関係が大きく変動するようなシステム（例えば、電動車両への数ｋＷの電力伝送等）に適用した場合、給電装置と受電装置の距離が近く負荷インピーダンスが大きいときに定格給電電力が得られるように給電装置を設計すると、距離が遠く負荷インピーダンスが低いときに給電装置の最大給電電力が大きくなり過ぎ、負荷変動時に給電装置に過電流や過電圧が発生し、装置が故障するという問題がある。
　本発明は、従来技術の有するこのような問題点に鑑みてなされたものであり、給電装置と受電装置の位置関係や負荷状態に関係なく定格電力を維持することができ、負荷変動があっても過電流や過電圧が発生することなく安全性を向上することができる非接触充電装置の給電装置を提供することを目的としている。
　上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。
　本発明の態様によれば、交流入力電圧を直流電圧に変換し、力率を改善する力率改善回路と、該力率改善回路の出力端に接続される電解コンデンサと、複数のスイッチング素子を有し前記電解コンデンサの電圧を電源として交流信号を発生するインバータ回路と、該インバータ回路の出力端に接続される第１の共振コンデンサ及び第１のインダクタと、給電装置制御回路とを備えた非接触充電装置の給電装置であって、該給電装置は、第２のインダクタと、第２の共振コンデンサと、負荷と、受電装置制御回路とを備えた受電装置に給電するに際し、前記第１のインダクタを前記第２のインダクタに対向させ、前記給電装置制御回路は、前記インバータ回路から見た負荷インピーダンスに応じて、前記複数のスイッチング素子のすべてをオン・オフ制御するフルブリッジ動作モードと、前記複数のスイッチング素子の一部をオン・オフ制御するシングルエンデッド動作モードを切り替えることを特徴とする、非接触充電装置の給電装置が提供される。
　本発明によれば、負荷インピーダンスに応じてインバータ回路をフルブリッジ動作モードとシングルエンデッド動作モードのいずれかに切り替えることで、給電装置と受電装置の位置関係や負荷状態に関係なく定格電力を維持することができ、負荷変動があっても過電流や過電圧が発生することなく安全性を向上することができる。
　本発明のこれらの態様と特徴は、添付された図面についての好ましい実施の形態に関連した次の記述から明らかになる。この図面においては、
本発明に係る非接触充電装置の回路図 図１の非接触充電装置に設けられた給電電力検知部の回路図 図１の非接触充電装置における各部の波形を示す図 フルブリッジ動作モードで高入力電力時における拡大したインバータ回路の動作波形を示す図 フルブリッジ動作モードで低入力電力時における拡大したインバータ回路の動作波形を示す図 シングルエンデッド動作モードで高入力電力時における拡大したインバータ回路の動作波形を示す図 フルブリッジ動作モードとシングルエンデッド動作モードの切替を示すグラフ 図１の非接触充電装置に設けられた複数のスイッチング素子の通電率を変えた場合の低入力電力時の各部の波形を示す図
　本発明は、交流入力電圧を直流電圧に変換し、力率を改善する力率改善回路と、力率改善回路の出力端に接続される電解コンデンサと、複数のスイッチング素子を有し電解コンデンサの電圧を電源として交流信号を発生するインバータ回路と、インバータ回路の出力端に接続される第１の共振コンデンサ及び第１のインダクタと、給電装置制御回路とを備えた非接触充電装置の給電装置であって、給電装置は、第２のインダクタと、第２の共振コンデンサと、負荷と、受電装置制御回路とを備えた受電装置に給電するに際し、第１のインダクタを第２のインダクタに対向させ、給電装置制御回路は、インバータ回路から見た負荷インピーダンスに応じて、複数のスイッチング素子のすべてをオン・オフ制御するフルブリッジ動作モードと、複数のスイッチング素子の一部をオン・オフ制御するシングルエンデッド動作モードを切り替えるようにしたものである。
　この構成により、給電装置と受電装置の位置関係や負荷状態に関係なく定格電力を維持することができ、負荷変動があっても過電流や過電圧が発生することなく安全性を向上することができる。
　具体的には、上述した複数のスイッチング素子が、直列接続された二つのスイッチング素子と、これら二つのスイッチング素子に並列に、直列接続された別の二つのスイッチング素子で構成され、フルブリッジ動作モードでは、二つのスイッチング素子を排他的に通電し、別の二つのスイッチング素子を、二つのスイッチング素子の駆動位相をずらして排他的に通電する一方、シングルエンデッド動作モードでは、二つのスイッチング素子を排他的に通電し、別の二つのスイッチング素子の一方を常に通電し、他方を常にオフするようにしている。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
　図１は、本実施の形態における非接触充電装置の回路図である。図１に示されるように、非接触充電装置は、例えば駐車スペースに設置される給電装置と、例えば電気推進車両に搭載される受電装置とを備えている。非接触充電装置は、給電装置側の構成として、商用電源１、第１の整流回路２、力率改善回路３、インバータ回路４、給電電力検知部５、第１の共振コンデンサ６、第１のインダクタ７及び給電装置側の制御回路１３（以下、単に「制御回路１３」という）と、受電装置側の構成として、第２のインダクタ８、第２の共振コンデンサ９、第２の整流回路１１、負荷（バッテリー）１２、受電装置側の制御回路１４（以下、単に「制御回路１４」という）、及び受電電力検知部１０とを備えている。
　以下これらの回路ブロックの構成について説明する。
　まず、力率改善回路３の構成について説明する。力率改善回路３は、商用電源１の力率を改善する回路であって、バイパスコンデンサ２９、第１のチョークコイルであるチョークコイル１５、第１のスイッチング素子１６（本実施の形態においてはＭＯＳＦＥＴ）、第１のダイオードであるダイオード１７、及び、平滑コンデンサ（電解コンデンサ）１８を含んでいる。
　商用電源１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードと入力フィルタを含む第１の整流回路２の入力端に接続される。第１の整流回路２の高電位側（正極側）出力端子に、バイパスコンデンサ２９の高電位端子とチョークコイル１５の入力側端子が接続される。さらに、チョークコイル１５の出力側端子とダイオード１７のアノード側端子との接続ラインにスイッチング素子１６の高電位側端子（ドレイン）が接続される。第１の整流回路２の低電位側（負極側）出力端子に、バイパスコンデンサ２９の低電位側端子とスイッチング素子１６の低電位側端子（ソース）と平滑コンデンサ１８の低電位側端子が接続される。また、平滑コンデンサ１８の高電位側端子は、ダイオード１７のカソード側端子に接続される。力率改善回路３には、第１の整流回路２の出力電圧が直流電源として入力され、入力された第１の整流回路２の出力電圧はバイパスコンデンサ２９により電圧変動が抑制され、さらにチョークコイル１５とスイッチング素子１６のオン・オフ動作によりそのピーク値より大きいピーク値を有する直流電圧であって任意の電圧に昇圧した電圧が、平滑コンデンサ１８の両端に供給され、平滑される。
　本実施の形態においては、力率改善回路３を高周波動作させ力率改善効果を高めるために、スイッチング速度の速いＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１６として使用している。ＭＯＳＦＥＴに逆向きにダイオードが付帯するが、このダイオードが無くても本実施の形態の基本動作に何ら影響を与えないため、図には記載していない。平滑コンデンサ１８の出力電圧はインバータ回路４の入力端子間に供給される。
　インバータ回路４の入力端子は力率改善回路３の出力端子、つまり平滑コンデンサ１８の両端に接続される。平滑コンデンサ１８の両端には、スイッチング素子（第２及び第３のスイッチング素子）１９，２０の直列接続体とスイッチング素子（第４及び第５のスイッチング素子）２４，２６の直列接続体が、並列に接続される。
　スイッチング素子１９，２０には、それぞれダイオード（第２及び第３のダイオード）２１、２２が逆並列に接続される（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子が接続される）。また、スイッチング素子２０（スイッチング素子１９であってもよい）に並列にスナバコンデンサ２３が接続される。
　同様に、スイッチング素子２４，２６には、それぞれダイオード（第４及び第５のダイオード）２５，２７が逆並列に接続される（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子が接続される）。また、スイッチング素子２６（スイッチング素子２４であってもよい）に並列にスナバコンデンサ２８が接続される。
　さらに、スイッチング素子１９とスイッチング素子２０の接続ラインと、スイッチング素子２４とスイッチング素子２６の接続ラインに、第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７と給電電力検知部５の直列接続体が接続される。
　第２のインダクタ８は、例えば電気推進車両の移動に伴い、第１のインダクタ７と対向するように配置される。また、第２のインダクタ８の高電位側に第２の共振コンデンサ９が接続され、第２のインダクタ８の低電位側と第２の共振コンデンサ９は平滑フィルタを内包する第２の整流回路１１に接続され、第２の整流回路１１の高電位側に受電電力検知部１０が接続され、受電電力検知部１０と第２の整流回路１１の低電位側に負荷（バッテリー）１２が接続される。
　本実施の形態における給電電力検知部５は、図２に示されるように、電流検知部３０、電圧検知部３１、電力演算部３２で構成されている。ただし、電流または電圧のいずれか一方で給電電力を推定できる場合は、電流検知部３０と電圧検知部３１のいずれか一方だけでもよい。本実施の形態のように、給電電力検知部５を第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６の直列共振回路に直列接続する場合、電流と電圧には相関があるためいずれか一方だけの検知で給電電力を推定できる。
　なお、受電電力検知部１０については詳述しないが、受電電力検知部１０は、給電電力検知部５の構成と同じであってもよい。
　次に、制御回路１３の構成について説明する。制御回路１３は、無線通信により、制御回路１４より電力指令値を受信する。制御回路１３は、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、受信した電力指令値とを比較し、電力指令値が得られるようにインバータ回路４のスイッチング素子１９，２０とスイッチング素子２４，２６、及び、力率改善回路３のスイッチング素子１６を駆動する。なお、力率改善回路３のスイッチング素子１６の制御には専用の制御ＩＣを用いてもよい。
　制御回路１４は、受電電力検知部１０によって検知するバッテリー１２の残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また、給電装置動作中に受電電力検知部１０によって受電電力を検知し、負荷（バッテリー）１２に過電流や過電圧がかからないように、制御回路１４は制御回路１３への電力指令値を変更する。
　また、本実施の形態の負荷１２には、電気推進車両用のバッテリーを用いている。バッテリー充電は、バッテリーの残電圧以上の電圧を供給して充電するが、給電電圧がバッテリー残電圧を超えると、急激に充電電流が流れる。このことは給電装置からみた負荷インピーダンスがバッテリー残電圧や給電電圧によって大きく変動することを意味している。
　以上のように構成された非接触充電装置の動作を以下説明する。
　図３（ａ）は、商用電源１の交流電圧波形を示す模式図であり、図３（ｂ）は、直流電源の出力電圧波形、すなわち第１の整流回路２の出力電圧波形を示す模式図である。この電圧は、力率改善回路３に入力され、昇圧された後に平滑コンデンサ１８に出力される。図３（ｃ）は、平滑コンデンサ１８に印加される波形、すなわち力率改善回路３の出力電圧波形であり、かつインバータ回路４の入力電圧波形を示す模式図である。図３（ｄ）は、第１のインダクタ７に発生する高周波電流波形を示す模式図であり、図３（ｅ）は、給電装置から受電装置に給電される電力波形を示す模式図である。図３（ｆ）は、第２の整流回路１１の出力電流波形、すなわち負荷１２の入力電流波形を示す模式図である。また、図３（ｇ）及び（ｈ）は、それぞれ通電率（デューティ比）及び動作周波数を示す模式図である。
　まず、力率改善回路３の動作について説明する。図３（ａ）に示される商用電源１は第１の整流回路２により全波整流され、図３（ｂ）の電圧波形に示されるような直流電源が形成される。この直流電源は、力率改善回路３の入力端子間に供給される。力率改善回路３は、この直流電源電圧の瞬時値の大きさが平滑コンデンサ１８の電圧よりも小さい場合に力率改善回路３に含まれるダイオード１７及び第１の整流回路２のブリッジダイオードがターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる。その際に、制御回路１３は、スイッチング素子１６をターンオン・オフさせることにより力率を改善する。
　第１のスイッチング素子１６がターンオンしている状態では、商用電源１からチョークコイル１５にエネルギーが蓄えられており、その後、スイッチング素子１６がターンオフし、チョークコイル１５に蓄えられたエネルギーがダイオード１７を介して、平滑コンデンサ１８に供給される。これにより、商用電源１からチョークコイル１５を介して入力電流が流れるようになり、商用電源１側から歪んだ入力電流を流さないようにする。また、本実施の形態では、力率改善回路３は、力率改善機能だけでなく、昇圧機能を同時に有する。このため、図３（ｃ）に示されるように、平滑コンデンサ１８の電圧は、そのピーク値が商用電源１のピーク値すなわち直流電源のピーク値である力率改善回路３の入力電圧のピーク値より高い電圧となり、平滑コンデンサ１８を介してインバータ回路４に供給される。
　次に、インバータ回路４の動作について説明する。図３（ｃ）に示される力率改善回路３の出力端間に接続された平滑コンデンサ１８の両端に出力され平滑された直流電圧はインバータ回路４に供給される。インバータ回路４は、スイッチング素子１９，２０のオン・オフ、及び、スイッチング素子２４，２６のオン・オフによって、第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７に、図３（ｄ）に示されるように所定の周波数の高周波電流を発生させる。
　スイッチング素子１９，２０のオン・オフ制御、及び、スイッチング素子２４，２６のオン・オフ制御は、制御回路１３が各スイッチング素子１９，２０，２４，２６のゲートにオン信号を加えることで行われる。
　本実施の形態においては、インバータ回路４から見た負荷インピーダンスに応じて、インバータ回路４をフルブリッジ動作モードとシングルエンデッド動作モードのいずれかに切り替えるようにしており、フルブリッジ動作モードでは、直列接続された二つのスイッチング素子１９，２０を排他的に通電し、これら二つのスイッチング素子１９，２０に並列に直列接続された二つのスイッチング素子２４，２６を、スイッチング素子１９，２０の駆動信号位相をずらして排他的に通電しているのに対し、シングルエンデッド動作モードでは、直列接続された二つのスイッチング素子１９，２０を排他的に通電し、もう一方の直列接続された二つのスイッチング素子２４，２６のローサイド側（スイッチング素子２６）を常に通電し、ハイサイド側（スイッチング素子２４）を常にオフするように設定している。
　図４及び図５は、フルブリッジ動作モードにおける高入力電力時と低入力電力時の拡大したインバータ回路４の動作波形をそれぞれ示しており、（ａ）（ｃ）（ｄ）は、スイッチング素子１９，２６及びダイオード２１，２７に流れる電流、スイッチング素子１９，２６の電圧、及び、スイッチング素子１９，２６のゲート電圧をそれぞれ示しており、（ｂ）（ｅ）は、スイッチング素子２０，２４及びダイオード２２，２５に流れる電流、及び、スイッチング素子２０，２４のゲート電圧をそれぞれ示している。また、（ｆ）は第１のインダクタ７に流れる電流を示している。
　すなわち、フルブリッジ動作モードにおいては、スイッチング素子１９とスイッチング素子２６は同期してオン・オフを繰り返し、スイッチング素子１９とスイッチング素子２６がオンのときに、スイッチング素子２０とスイッチング素子２４がオフし、スイッチング素子１９とスイッチング素子２６がオフのときに、スイッチング素子２０とスイッチング素子２４がオンすることで、スイッチング素子２０とスイッチング素子２４は同期してオン・オフを繰り返す。
　なお、後述するように、スイッチング素子１９とスイッチング素子２０が同時にオンにならないように、またスイッチング素子２４とスイッチング素子２６が同時にオンにならないように、スイッチング素子１９，２４のオン期間とスイッチング素子２０，２６のオン期間は重ならないように設定されている。
　さらに詳述すると、スイッチング素子１９，２６がオンしている状態からオフすると、第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３，２８の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が放電し、スナバコンデンサ２８が充電するため、スイッチング素子１９，２６は零ボルトスイッチング（ＺＶＳ）ターンオフ動作を実現する。また、このときスナバコンデンサ２８が充電され、スナバコンデンサ２３が放電しきると、ダイオード２２，２５がオンし、ダイオード２２，２５がオンしている期間中にスイッチング素子２０，２４のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２２，２５がターンオフしてスイッチング素子２０，２４に電流が転流し、スイッチング素子２０，２４はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。
　次に、スイッチング素子２０，２４がオンしている状態からオフすると、第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３，２８の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２８が放電し、スナバコンデンサ２３が充電するため、スイッチング素子２０，２４はＺＶＳターンオフ動作を実現する。また、このときスナバコンデンサ２３が充電され、スナバコンデンサ２８が放電しきると、ダイオード２１，２７がオンし、ダイオード２１，２７がオンしている期間中にスイッチング素子１９，２６のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２１，２７がターンオフしてスイッチング素子１９，２６に電流が転流し、スイッチング素子１９，２６はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。
　一方、シングルエンデッド動作モードにおいては、図６に示されるように、スイッチング素子２６は常にオン状態で、スイッチング素子２４は常にオフ状態のため、スイッチング素子１９がオンしている状態からオフすると、第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が放電するため、スイッチング素子１９は零ボルトスイッチング（ＺＶＳ）ターンオフ動作を実現する。また、このときスナバコンデンサ２３が放電しきると、ダイオード２２がオンし、ダイオード２２がオンしている期間中にスイッチング素子２０のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２２がターンオフしてスイッチング素子２０に電流が転流し、スイッチング素子２０はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。
　次に、スイッチング素子２０がオンしている状態からオフすると、第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が充電するため、スイッチング素子２０はＺＶＳターンオフ動作を実現する。また、スナバコンデンサ２３が、平滑コンデンサ１８と同じ電圧まで充電されると、ダイオード２１がオンし、ダイオード２１がオンしている期間中にスイッチング素子１９のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２１がターンオフしてスイッチング素子１９に電流が転流し、スイッチング素子１９はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。
　本実施の形態では、フルブリッジ動作モードにおいては、スイッチング素子１９，２６及びスイッチング素子２０，２４は、平滑コンデンサ１８を短絡しないようにデッドタイムＴｄ（例えば、約２μｓ）を設けて、交互にオン・オフさせており、シングルエンデッド動作モードにおいても同様に、平滑コンデンサ１８を短絡しないようにデッドタイムＴｄ（例えば、約２μｓ）を設けて、スイッチング素子１９，２０のみ、交互にオン・オフさせている。
　また、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の通電率（デューティ比）を一定にして、図３（ｈ）に示される、駆動（動作）周波数を制御することで高周波電力を制御している。なお、ここでいう「通電率」とは、フルブリッジ動作モードにおいては、図４及び図５に示されるように、スイッチング素子１９，２６（あるいはスイッチング素子２０，２４）のオン・オフの１周期に要する時間に対するスイッチング素子１９，２６（あるいはスイッチング素子２０，２４）のオン時間の比として定義しており、シングルエンデッド動作モードにおいては、図６に示されるように、スイッチング素子１９，２０のオン・オフの１周期に要する時間に対するスイッチング素子１９（あるいはスイッチング素子２０）のオン時間の比として定義している。
　図３乃至図６を参照しながらさらに詳述すると、フルブリッジ動作モードにおいては、図３（ｃ）に示される電圧がインバータ回路４に印可されると、給電電力検知部５で検知した第１のインダクタ７の電流（あるいは第１のインダクタ７が発生する磁界）が電力指令値に相当する電流となるように、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の駆動周波数を制御している。
　すなわち、図４及び図５に示されるように、高入力電力時は低入力電力時に比べ、駆動周波数が小さくなるように設定される（例えば、高入力電力時は２０ｋHｚ等、低入力電力時は３０ｋHｚ等）。
　一方、シングルエンデッド動作モードにおいては、図３（ｃ）に示される電圧がインバータ回路４に印可されると、給電電力検知部５で検知した第１のインダクタ７の電流（あるいは第１のインダクタ７が発生する磁界）が電力指令値に相当する電流となるように、スイッチング素子１９，２０の駆動周波数を制御している。
　すなわち、図６に示されるように、高入力電力時は低入力電力時に比べ、駆動周波数が小さくなるように設定される（例えば、高入力電力時は２０ｋHｚ等、低入力電力時は３０ｋＨｚ等）。
　図７は、フルブリッジ動作モードとシングルエンデッド動作モードの切替を示すグラフであり、図７に示されるように、フルブリッジ動作モードはシングルエンデッド動作モードに比べ、給電電力が大きい。したがって、負荷インピーダンスが大きくてパワーが入りにくい（電流が流れにくい）場合には、パワーが入りやすいフルブリッジ動作モードを選択し、負荷インピーダンスが小さい場合にシングルエンデッド動作モードを選択するようにしている。
　すなわち、インバータ回路４から見た負荷インピーダンスが大きいときには、フルブリッジ動作モードを選択し、負荷インピーダンスが小さくなると、フルブリッジ動作モードではパワーが入りすぎ、共振点に近づくと、周波数を少し変えただけでパワーが変動しやすくなることから、シングルエンデッド動作モードに切り替えている。
　さらに詳述すると、負荷インピーダンスは、例えば第１のインダクタ７と第２のインダクタ８との距離や位置関係あるいは負荷（バッテリー）１２の残電圧等に依存し、これらのパラメータと、負荷１２に応じた定格電力を基に、負荷インピーダンスを予め設定し、例えば参照テーブルとして制御回路１３に記憶させている。
　充電動作は、充電開始時に制御回路１４が受電電力検知部１０によって検知するバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また、図７に示されるように、制御回路１３で負荷インピーダンスの変動範囲Ｚ０（ａ）～Ｚ０（ｂ）と、定格電力に応じたフルブリッジ動作モードとシングルエンデッド動作モードの切替点Ｚ０（ｃ）を決定する。
　制御回路１３は電力指令値を受信完了すると、上述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。また、充電時は、制御回路１３で負荷インピーダンスを監視し、負荷インピーダンスが閾値Ｚ０（ｃ）以上の場合には（Ｚ０（ｃ）～Ｚ０（ｂ））、フルブリッジ動作モードで充電動作を行い、負荷インピーダンスが閾値Ｚ０（ｃ）を下回ると、シングルエンデッド動作モードでの充電動作に切り替え、制御回路１３が受信した電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するまでシングルエンデッド動作モードでの充電動作を継続する。
　なお、上記実施の形態においては、給電電力検知部５で検知した電流に基づいてスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御するようにしたが、給電電力検知部５で給電電圧を検知し、検知した電圧が電力指令値に相当する電圧になるようにスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御することで電力制御することができる。
　また、上記実施の形態においては、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の通電率（デューティ比）を一定にして、駆動周波数を制御することで高周波電力を制御しているが、駆動周波数を一定にして、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の通電率（デューティ比）を制御してもよく、通電率及び駆動周波数の両方を制御してもよい。このような制御を行った場合、図４の高入力電力時は、図８に示すような低入力電力時の波形となる。
　本発明は、添付図面を参照しながら好ましい実施の形態に関連して充分に記載されているが、この技術の熟練した人々にとっては種々の変形や修正は明白である。そのような変形や修正は、添付した請求の範囲による本発明の範囲から外れない限りにおいて、その中に含まれると理解されるべきである。
　２０１１年１月１９日に出願された日本特許出願第２０１１－００８７１５号の明細書、図面、及び特許請求の範囲の開示内容は、全体として参照されて本明細書の中に取り入れられるものである。
　以上のように、本発明にかかる非接触充電装置の給電装置は、給電装置と受電装置の位置関係や負荷状態に関係なく定格電力を維持することができ、負荷変動があっても過電流や過電圧が発生することなく安全性を向上することができるので、例えば電気推進車両の受電装置への給電等に有用である。
１　商用電源、　２　第１の整流回路、　３　力率改善回路、
４　インバータ回路、　５　給電電力検知部、
６　第１の共振コンデンサ、　７　第１のインダクタ、
８　第２のインダクタ、　９　第２の共振コンデンサ、
１０　受電電力検知部、　１１　第２の整流回路、
１２　負荷（バッテリー）、　１３　給電装置側の制御回路、
１４　受電装置側の制御回路、　１５　チョークコイル、
１６　第１のスイッチング素子、　１７　第１のダイオード、
１８　平滑コンデンサ、　１９　第２のスイッチング素子、
２０　第３のスイッチング素子、　２１　第２のダイオード、
２２　第３のダイオード、　２３　スナバコンデンサ、
２４　第４のスイッチング素子、　２５　第４のダイオード、
２６　第５のスイッチング素子、　２７　第５のダイオード、
２８　スナバコンデンサ、　２９　バイパスコンデンサ、
３０　電流検知部、　３１　電圧検知部、　３２　電力演算部、
３３　力率改善回路の出力電圧検知部。

Claims (2)

  1. 　交流入力電圧を直流電圧に変換し、力率を改善する力率改善回路と、該力率改善回路の出力端に接続される電解コンデンサと、複数のスイッチング素子を有し前記電解コンデンサの電圧を電源として交流信号を発生するインバータ回路と、該インバータ回路の出力端に接続される第１の共振コンデンサ及び第１のインダクタと、給電装置制御回路とを備えた非接触充電装置の給電装置であって、
    　該給電装置は、第２のインダクタと、第２の共振コンデンサと、負荷と、受電装置制御回路とを備えた受電装置に給電するに際し、前記第１のインダクタを前記第２のインダクタに対向させ、前記給電装置制御回路は、前記インバータ回路から見た負荷インピーダンスに応じて、前記複数のスイッチング素子のすべてをオン・オフ制御するフルブリッジ動作モードと、前記複数のスイッチング素子の一部をオン・オフ制御するシングルエンデッド動作モードを切り替えることを特徴とする非接触充電装置の給電装置。
  2. 　前記複数のスイッチング素子が、直列接続された二つのスイッチング素子と、これら二つのスイッチング素子に並列に、直列接続された別の二つのスイッチング素子で構成され、前記フルブリッジ動作モードでは、前記二つのスイッチング素子を排他的に通電し、前記別の二つのスイッチング素子を、前記二つのスイッチング素子の駆動位相をずらして排他的に通電する一方、前記シングルエンデッド動作モードでは、前記二つのスイッチング素子を排他的に通電し、前記別の二つのスイッチング素子の一方を常に通電し、他方を常にオフすることを特徴とする請求項１に記載の非接触充電装置の給電装置。
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