WO2010041354A1 - 誘導加熱装置 - Google Patents

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Abstract

装置の低損失化が可能であり冷却設計が容易となる本発明の誘導加熱装置においては、制御部116は、アルミニウム製の被加熱物114を加熱する場合にバイポーラ型である第3のスイッチング素子109及び第4のスイッチング素子110の一方を導通させ他方を遮断した状態でユニポーラ型である第1のスイッチング素子107及び第2のスイッチング素子108を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードで動作し、鉄製の被加熱物114を加熱する場合には第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110の導通と第2のスイッチング素子108と第3のスイッチング素子109の導通を交互に行う第2制御モードで動作する。

Description

誘導加熱装置
 本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場などで使用され、特にアルミニウムや銅などを加熱可能とする誘導加熱装置に関するものである。
 従来、この種の誘導加熱装置は、例えば、誘導加熱調理器に関して、2個のスイッチング部を有し、それぞれの導通比を可変させるとともに、導通時間の長い方のスイッチング部に低オン電圧パワー素子を、導通時間の短い方のスイッチング部に高速スイッチングパワー素子を用いることにより、損失を低減する技術が知られている(例えば、特許文献1参照)。
 また、例えば、誘導加熱調理器に関して、複数のスイッチング素子を並列に接続し、一方のスイッチング素子にはスイッチング速度の速いIGBT、もう一方のスイッチング素子にはオン電圧の低いMCTを用い、ターンオフ時にはIGBTを動作させ、オン時にはMCTを動作させることにより、損失を低減する技術が知られている(例えば、特許文献2参照)。
 図9は、特許文献2に記載された従来の誘導加熱調理器の回路図を示す図である。また、図10は、特許文献2に記載された従来の誘導加熱調理器の回路の動作を示す波形図である。
 図9に示すように、制御回路37は、まず低オン電圧パワー素子のMCTである第2のスイッチング素子35-bを所定時間(18μs)オンさせる。続いて、第2のスイッチング素子35-bがオフする1μs前に、第1のスイッチング素子35-aを3μsオンさせた後、第1のスイッチング素子35-aをターンオフする。これを繰り返して、加熱コイル32と共振コンデンサ33からなる負荷回路34を共振させる。加熱コイル32に高周波電流が供給され、加熱コイル32からは高周波磁界が発生する。この高周波磁界によって、加熱コイル32上に置かれた鍋にパワーを供給するようにしている。
特開平3-269988号公報 特開平6-111928号公報
 しかしながら、前記従来の構成では、第1及び第2のスイッチング素子35-a、35-bがオフ時に、加熱コイル32に大きな共振電圧が発生する。特に、加熱コイル32出力を大きくする際には、第1及び第2のスイッチング素子35-a、35-bの高耐圧化が必要となって、スイッチング素子の損失低減が犠牲になるという課題を有していた。
 また、加熱コイル32出力を大きくするには、誘導加熱調理器の電源を高圧化(例えば、100V商用電源から200V商用電源への変更)が有効であるが、先に述べた第1及び第2のスイッチング素子35-a、35-bの高耐圧化が必要となる。そのため、一般には、スイッチング素子電圧が電源電圧より大きくならないインバータ方式である2個のスイッチング素子を直列接続した組を1つ以上使用する方式が採用される。
 しかしながら、特許文献2のような構成を採用すると、使用するスイッチング素子数が多くなるという課題を有していた。
 本発明は、前記従来の課題を解決するもので、被加熱物の材質または加熱出力の大きさなどに応じて、高速動作が可能なユニポーラ型の2個のスイッチング素子を直列接続した組と、低オン電圧化が可能なまたは比較的低コストで入手可能なバイポーラ型の2個のスイッチング素子を直列接続した組とを選択して、動作させる制御を行うことにより、装置のスイッチング素子の低損失化または低コスト化が可能であり、冷却設計が容易となる誘導加熱装置を提供することを目的とする。
 前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、平滑部と、前記平滑部の出力端間に接続された第1及び第2のスイッチング素子の直列回路と、前記出力端間に接続された第3及び第4のスイッチング素子の直列回路と、被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、前記第1及び前記第2のスイッチング素子の接続点と前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、前記第3及び前記第4のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で前記第1及び前記第2のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードまたは前記第1及び前記第4のスイッチング素子の導通と前記第2及び前記第3のスイッチング素子の導通を交互に行う第2制御モードで前記共振回路に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する制御部とを備え、前記第1及び前記第2のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第3及び前記第4のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第1制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第2制御モードで動作する誘導加熱装置としたものである。
 これによって、被加熱物がアルミニウムの場合に、スイッチング素子の高周波動作が必要であるので、第3または第4のスイッチング素子の一方を導通し他方を遮断したままの状態で、高速動作が可能なユニポーラ型の2個のスイッチング素子を直列接続した第1及び第2のスイッチング素子が交互導通する第1制御モードを選択する。また、被加熱物が鉄である場合に、アルミニウムに比べ、高速動作を必要としないが電圧責務が大きくなるので、第1のスイッチング素子及びユニポーラ型ほどの高速動作が期待できないが低オン電圧化が可能なバイポーラ型の第4のスイッチング素子の導通と、第2のスイッチング素子及びバイポーラ型の第3のスイッチング素子の導通を交互に行う第2制御モードを選択する制御動作により、スイッチング素子の電圧責務の増加を抑制しつつ、誘導加熱装置の高出力化が可能となる。
 本発明は、アルミニウムなどの低抵抗非磁性金属の被加熱物であっても鉄などの高抵抗磁性金属であっても、誘導加熱装置のスイッチング素子の損失及び電圧責務が過大になるのを防止しつつ加熱出力を大きくすることが可能で低コストで誘導加熱装置を提供することができる。
本発明の実施の形態1における誘導加熱装置の概略回路図。 本発明の実施の形態1における誘導加熱装置の制御部116及び材質判別部117内部に保持している入力電流検知部118検知出力-共振出力検知部119検知出力の関係における被加熱物114材質判別領域を示した図。 本発明の実施の形態1における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属の被加熱物114を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図。 本発明の実施の形態1における誘導加熱装置の第1のスイッチング素子のターンオフ時の拡大波形を示した図。 本発明の実施の形態1における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属以外の被加熱物114を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図。 本発明の実施の形態1における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属の被加熱物114を高出力で誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図。 本発明の実施の形態2における誘導加熱装置の概略回路図。 本発明の実施の形態3における誘導加熱装置の概略回路図。 従来の誘導加熱調理器の回路図。 従来の誘導加熱調理器の回路の動作を示す波形図。
 第1の発明は、平滑部と、前記平滑部の出力端間に接続された第1及び第2のスイッチング素子の直列回路と、前記出力端間に接続された第3及び第4のスイッチング素子の直列回路と、被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、前記第1及び前記第2のスイッチング素子の接続点と前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、前記第3及び前記第4のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で前記第1及び前記第2のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードまたは前記第1及び前記第4のスイッチング素子の導通と前記第2及び前記第3のスイッチング素子の導通を交互に行う第2制御モードで前記共振回路に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する制御部とを備え、前記第1及び前記第2のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第3及び前記第4のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第1制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第2制御モードで動作する誘導加熱装置としたものである。
 被加熱物がアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属製である場合には、加熱コイルに50kHz以上の高周波電流を供給する必要があり、スイッチング素子に高周波動作が要求される。このスイッチング素子として内部に電流を流す際に電子と正孔を利用するバイポーラ型のスイッチング素子であるIGBTが用いられている場合、オン時にIGBT内部に正孔が注入され、オン電圧が下がるが、ターンオフ時にIGBTに加わる電圧が上昇すると、注入されていた正孔が遅れて流れ出る(一般にテール電流と呼ばれる)。そのため、動作が上記のように高周波化した際には、テール電流によるターンオフ損失が非常に大きくなる。
 一方、内部に電流を流す際に電子のみを利用するユニポーラ型のスイッチング素子であるMOS-FETが用いられている場合、オン時にMOS-FET内部に正孔は注入されないので、ターンオフ時にはテール電流が発生せず、ターンオフ損失が抑えられる。
 本発明の制御部はこのような高周波動作が要求されるような場合には、第3及び第4のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で第1及び第2のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードが選択する。この第1制御モードでは、高速動作が可能なユニポーラ型の2個の第1及び第2のスイッチング素子が交互導通することで、装置の低損失化を実現することが出来る。
 2個のスイッチング素子を直列接続した組だけを交互導通させた場合、加熱コイルと共振コンデンサに加えられる電圧は、一端を基準にすると0~平滑コンデンサ電圧までとなる。そのため、加熱コイルに供給出来る共振電流に限界があり、特に、加熱コイルの巻き線数が決まっている場合には、所望の出力が得られない場合がある。
 これに対し、2個のスイッチング素子を直列接続した組を、2組動作させた場合、加熱コイルと共振コンデンサに加えられる電圧は、一端を基準にすると、平滑コンデンサ電圧の2倍になる。そのため、加熱コイルに供給出来る共振電流をさらに大きく出来、出力を大きく設定することが可能である。
 また、被加熱物が鉄などの高抵抗磁性金属製である場合には、アルミニウムなどの低抵抗非磁性金属製の被加熱物を加熱するのに必要な高周波電流に比べ低い20~30kHzの周波数の電流を加熱コイルに供給することにより高出力で誘導加熱することができる。
 本発明の制御部は、このような鉄製の被加熱物を加熱する場合に、第1及び第4のスイッチング素子の導通と第2及び第3のスイッチング素子の導通を交互に行う第2制御モードで制御動作を行うことにより、高出力化を可能としている。
 ユニポーラ型のスイッチング素子は、上述のように高周波動作が容易である一方、バイポーラ型のスイッチング素子に比べて、オン電圧が大きく、オン損失も大きい場合がある。またSiC(シリコンカーバイド)スイッチング素子のようにオン電圧を比較的低くできるユニポーラ型のスイッチング素子もあるが、その材料、または加工の難しさからシリコンスイッチング素子に比べ高価格なものとなっている。そのため、共振電流が流れる経路には、出来るだけユニポーラ型のスイッチング素子の数が少ない方が望ましい。
 本発明の4個のスイッチング素子は、ユニポーラ型のスイッチング素子を2個に限定し、被加熱物がアルミニウムである場合のような高周波動作が要求されない場合には、残りのバイポーラ型のスイッチング素子を交互動作させて高出力を得ているため、ユニポーラ型のスイッチング素子のオン損失が与える装置全体の損失またはコストへの好ましくない影響を抑えている。
 第2の発明は、平滑部と、前記平滑部の出力端間に接続された第1及び第2のスイッチング素子の直列回路と、前記出力端間に接続された第3及び第4のスイッチング素子の直列回路と、被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、前記第1及び前記第2のスイッチング素子の接続点と前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、前記第1及び前記第4のスイッチング素子の導通と前記第2及び前記第3のスイッチング素子の導通を交互に行う第2制御モードを有する制御部とを備え、前記第3または前記第4のスイッチング素子のいずれか一方に並列に接続されたリレー接点を有し、前記第1及び前記第2のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第3及び前記第4のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、前記リレー接点を導通させ前記リレー接点が並列に接続されていない前記第3または前記第4のスイッチング素子を遮断した状態で前記第1及び前記第4のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードをさらに有し、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第1制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第2制御モードで動作する誘導加熱装置としたものである。
 第1の発明の場合、例えば第1及び第2のスイッチング素子のみが交互に導通する制御モードの場合、第3又は第4のスイッチング素子が導通した状態のままになる。加熱コイルに流れる共振電流は、導通したままの状態である第3又は第4のスイッチング素子に流れるため、導通損失が発生する。
 本発明は、スイッチング素子にリレー接点を並列接続させる構成として、第1の発明で、制御部が第3又は第4のスイッチング素子を導通させることに代え、リレー接点を導通した状態のままとするものであり、共振電流が流れても、リレー接点抵抗に比例した導通損失が発生するだけである。スイッチング素子の導通抵抗に対し、十分小さい接点抵抗を持つリレーを選択して、接続することにより、導通損失を低減することが可能である。
 また、リレーの開閉は、第1及び第2のスイッチング素子の駆動周波数に同期する必要はなく、例えば、使用者による加熱開始後の被加熱物材質判定時、被加熱物の取り除き時等に限って、実使用上不都合が生じないようにすることができるため、リレー開閉回数は開閉可能回数にくらべ十分少なくすることができ、経年劣化による溶着の恐れも小さくすることができる。
 第3の発明は、特に、第1又は第2の発明において、整流部と、前記整流部の出力高電位側に一端を接続したチョークコイルと、前記チョークコイルの他端にアノードが接続され前記平滑部の高電位側にカソードが接続されたダイオードと、前記ダイオードのアノードと前記整流部の出力低電位側端子間に接続された第5のスイッチング素子とを備え、制御部は、前記第5のスイッチング素子のオンオフを制御して前記整流部の出力電圧を昇圧して前記平滑部に供給することにより、共振電流を発生するインバータの入力電圧を昇圧出来るので、さらに加熱出力の変化幅を大きくすることが可能となる。
 第4の発明は、特に、第1又は第2の発明の第1及び第2のスイッチング素子をSiC(シリコンカーバイド)などのワイドバンドギャップ半導体材料で構成している。一般的に、シリコン製のユニポーラ型のスイッチング素子は、高周波動作が容易であるが、オン時にオン電圧低減効果のある正孔注入がないため、バイポーラ型のスイッチング素子に比べて、オン電圧が大きく、オン損失も大きい。
 これに対しワイドバンドギャップ半導体材料は、スイッチング素子耐圧を確保するために必要となる素子の半導体部分の厚みを非常に薄く、不純物濃度を高く出来るので、シリコン製のユニポーラ型のスイッチング素子に比べ、スイッチング素子のオン電圧を非常に低く抑え、オン損失を低減することが可能となる。しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体材料は非常に高価であるため、使用数が増えると装置の低コスト化を実現し難くなる。
 本発明の4個のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子を2個に限定し、残りをバイポーラ型とすることにより、装置の低損失化を実現し、コスト上昇を抑えることが可能となる。
 第5の発明は、特に、第1又は第2の発明において、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部を備え、制御部は、前記入力電流検知部の入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値より大きいと第2制御モードで動作し、前記入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第1制御モードに切り換えるようにしている。
 加熱コイルと被加熱物を、直列接続されたインダクタンスと抵抗で形成される等価回路としてみた場合、被加熱物の加熱電力は、加熱コイルを含む被加熱物のインピーダンス(抵抗)と、加熱コイルに流れる電流でほぼ決定されるので、加熱コイルと被加熱物の関係と、被加熱物の加熱電力が決定されれば、加熱コイルに流さなければならない電流も決定することができる。そのため、加熱コイルと共振コンデンサに加える電圧を高くして、加熱コイルに流れる共振電流を大きくする必要がある場合には、第2制御モードで動作させて電圧責務を抑制し、大きくする必要がないのであれば、共振電流の流れる経路のスイッチング素子の数を極力少なくしてスイッチング素子の損失を抑えることができる。
 本発明の制御部は、入力電流が所定の値より大きい場合は第2制御モードで動作してスイッチング素子の電圧責務を抑制し、入力電流が所定の値以下の場合には、高出力化が必要でないため、スイッチング損失の低い第1及び第2のスイッチング素子のみが交互導通する第1制御モードに切り換えることにより、スイッチング素子の損失及びスイッチング素子の電圧責務を抑制することが出来る。
 第6の発明は、特に、第1又は第2の発明において、スイッチング素子電流検知部を備え、制御部は、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合は第2制御モードで動作し、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第1制御モードに切り換えるようにしている。
 これによって、スイッチング素子の電流が小の場合に、オンオフ時のスイッチング損失がバイポーラ型スイッチング素子より小さなユニポーラ型スイッチング素子のみ交互にスイッチング動作させることにより、スイッチング素子の損失をスイッチング素子の電流が小さいときに効率よく抑制することが出来る。
 第7の発明は、特に、第1又は第2の発明において、共振電流の大きさを検出する共振出力検知部を備え、制御部は、前記共振出力検知部の検知信号の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合に第2制御モードで動作し、前記共振出力検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第1制御モードに切り換えるようにしている。
 共振電流の大きさを検出する共振出力検知部は、たとえば、加熱コイル電流、加熱コイル電圧、共振コンデンサ電流、共振コンデンサ電圧等である。共振電流の大きさに強い相関関係を持つ共振出力の大きさを検知することにより、スイッチング素子に流れる電流を推定することが可能となり、スイッチング素子に流れる電流が大きく、第1制御モードで動作させると第1及び第2のスイッチング素子オン損失が過大になると判断される場合には、バイポーラ型の第3及び第4のスイッチング素子をも交互動作させる第2制御モードを選択し、装置の損失を低減することが可能である。
 第8の発明は、特に、第1又は第2の発明において、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、第1、第2、第3または第4のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第1、第2、第3及び第4のスイッチング素子の少なくともいずれか1つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流1周期よりも長く制御するとしている。
 本発明の制御部は、被加熱物の材質を判断して、被加熱物が低抵抗率非磁性金属であるアルミニウムであった場合、十分な加熱出力を得ることのできる非常に高周波の、例えば鉄を加熱する場合の3倍程度の大きな共振電流を供給するとともに、スイッチング素子の駆動周波数を共振電流の周波数より低くして、スイッチング素子の損失を抑制することが可能である。
 第9の発明は、特に、第1又は第2の発明に、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の入力電流検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第1、第2、第3及び第4のスイッチング素子の少なくともいずれか1つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流1周期よりも長く制御するとしている。
 本発明では、第8の発明と同様の効果を得ることが可能である。
 第10の発明は、特に、第1又は第2の発明において、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、第1、第2、第3または第4のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を鉄と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させるとしている。
 低抵抗率非磁性金属であるアルミニウム製の被加熱物と、高抵抗率金属である鉄製の被加熱物では、特性、すなわち共振電流の周波数域におけるインピーダンスが非常に異なるため、同じ加熱コイル、同じ共振コンデンサでは、うまく加熱出来ない場合がある。つまり、加熱コイルを含む被加熱物のインピーダンス(抵抗)が低すぎてジュール熱が発生しにくく、高出力を得るためには大きな共振電流が必要となったり、逆にインピーダンスが高すぎたりして、必要な大きさの誘導電流を流すことが出来なくなるという現象である。
 本発明の制御部は、被加熱物材質に合わせた共振コンデンサ容量を選択できるように制御することにより、スイッチング素子に加わる電圧責務を抑制しながら、必要な出力で誘導加熱出来る被加熱物範囲を拡げることが可能である。
 第11の発明は、特に、第1又は第2の発明に、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を高抵抗率金属と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させるとしている。
 本発明では、第10の発明と同様の効果を得ることが可能である。
 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
 (実施の形態1)
 図1は、本発明の第1の実施の形態における誘導加熱装置の概略回路図を示すものである。
 図1において、商用交流電源101からの交流電圧を整流するダイオードブリッジからなる整流部102の出力側端子間には、チョークコイル103及び第5のスイッチング素子104が直列接続されている。さらにチョークコイル103及び第5のスイッチング素子104の接続点にはダイオード105のアノード側が接続されている。
 ダイオード105のカソード側と整流部102の出力低電位側端子間には、電解コンデンサからなる平滑部106、第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108の直列接続体、及び第3のスイッチング素子109と第4のスイッチング素子110の直列接続体が並列に接続されている。
 第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108、第5のスイッチング素子104は、ターンオフ時にテール電流が発生しない特性を持つユニポーラ型のSiC製MOS-FETを採用している。SiCとは、シリコンカーバイドを意味しており、ワイドバンドギャップ半導体材料であり、スイッチング時の損失が低く、ターンオン電圧が低いなど非常に優れたスイッチング素子としての特長を有する。他のワイドバンドギャップ半導体材料として窒化ガリウムからなるGaNやダイヤモンドを使用することができる。
 また、第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110は、オン時にオン電圧が低くなる特性を持つバイポーラ型のシリコン製IGBTを採用しており、内部に逆導通ダイオードを内包している。なお、第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108、第5のスイッチング素子104は、構造的に逆導通ダイオードが内部に形成されるが、別途逆導通ダイオードを付加してもよい。
 平滑部106は、後述するインバータ111の直流電源となるよう作用しており、電圧変動を極力抑制するよう十分大きな容量の電解コンデンサで構成され、本実施の形態においては560μFの電解コンデンサを4本使用している。
 第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108の接続点と、第3のスイッチング素子109と第4のスイッチング素子110の接続点間には、加熱コイル112と共振コンデンサ113が直列接続されている。
 加熱コイル112上部には、絶縁体であり、耐熱セラミックス製のトッププレート(図示せず)が設けられており、被加熱物114はトッププレート上に加熱コイル112と対向するように戴置される。
 加熱コイル112は、素線を束ねた撚り線を多層にして平板上に巻き回されて構成されており、内径80mm、外径180mmの略ドーナツ形状をなしている。
 共振コンデンサ113は複数のコンデンサ113a、113b、113c、113d、113eで構成されており、コンデンサ113a及び113bの並列接続体、コンデンサ113c及び113dの並列接続体の直列接続と、その直列接続体に対して並列に接続するリレー接点からなる切り換え部115とコンデンサ113eとの直列接続体で構成している。
 コンデンサ113a、113b、113c、113dはそれぞれ0.02μF、コンデンサ113eはそれぞれ0.2μFの容量のものが選定されている。従って、切り換え部115が開放されている際は、共振コンデンサ113の合成容量は0.02μF、短絡されている際は、0.22μFとなる。
 インバータ111は、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108、第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110、加熱コイル112、共振コンデンサ113、及び切り換え部115を含む。
 116は制御部であり、各種検知部からの検知信号、使用者による操作等に基づいて、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108、第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110の導通及び遮断を制御することにより、インバータ111出力を制御する。すなわち、制御部116は、第3のスイッチング素子109及び第4のスイッチング素子110の一方を導通させ他方を遮断した状態で第1のスイッチング素子107及び第2のスイッチング素子108を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードまたは第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110の導通と第2のスイッチング素子108及び第3のスイッチング素子109の導通を交互に行う第2制御モードで共振回路130に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する。
 また、制御部116は、内部に材質判別部117を内包しており、各種検知部からの検知信号から被加熱物114の材質を判別する。
 入力電流検知部118は、カレントトランスで構成され商用電源101を整流する整流部102の入力電流を検出している。入力電流検知部118検知信号は、制御部116に出力されるよう接続されている。
 加熱コイル112の電流を検知するカレントトランス119は、加熱コイル112と共振コンデンサ113の共振動作により発生する共振電流の大きさを検知する共振出力検知部である。共振出力検知部119は、インバータ111の出力の大きさに比例する加熱コイル112の電流の大きさを検知して、制御部116へ加熱コイル112の大きさに比例する大きさの検知信号を出力する。
 第5のスイッチング素子104を駆動制御する第2の制御部120は、平滑部106の両端電圧、入力電流等を検知しながら(図示せず)、入力電流が略正弦波状となり、平滑部106電圧が所定値となるよう第5のスイッチング素子104の駆動周波数及び導通比を制御する。
 以上のように構成された誘導加熱装置について、以下その動作、作用を説明する。
 まず、制御部116は、使用者による操作に基づいて第1のスイッチング素子107及び第2のスイッチング素子108が排他的に導通するよう、また第3のスイッチング素子109が遮断、第4のスイッチング素子110が導通したままとなるよう駆動信号を出力して、入力電流検知部118及び共振出力検知部119からの検知信号を入力する。
 図2は、制御部116及び材質判別部117の内部に保持している入力電流検知部118検知出力-共振出力検知部119検知出力の関係における被加熱物114材質判別領域を示した図である。図に示すように、材質判別部117は、共振出力検知部119の検知信号の大きさに対する入力電流検知部118の検知信号の大きさ及び入力電流検知部118の検知信号の大きさに対する共振出力検知部119の検知信号の大きさとそれぞれについて予め決められたしきい値と比較することで被加熱物114の材質を判別する。
 第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の駆動によって、入力電流及び共振出力が変化し、図2の上方に設定されたアルミニウムまたは銅などの低抵抗非磁性金属領域になった場合、制御部116は、第1制御モードに移行し、第3のスイッチング素子を遮断し、第4のスイッチング素子110を導通させたままの状態で、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の交互駆動を継続して、所定の入力電力となるようインバータ111出力を制御する。
 同時に、制御部116及び材質判別部117は、入力電流検知部118及び共振出力検知部119の出力信号に基づいて被加熱物114の材質を低抵抗非磁性金属と判別したため、共振コンデンサ113の合成容量が小さくなるよう切り換え部115のリレー接点を開放とする制御を行う。
 共振コンデンサ113の合成容量は、切り換え部115の接点が開放時に0.02μFとなるよう選定されており、また被加熱物114が戴置された際の加熱コイル112のインダクタンスは約160μHとなるよう設計されているため、加熱コイル112、共振コンデンサ113及び被加熱物114の共振周波数は約90kHzとなる。
 図3は、低抵抗非磁性金属製の被加熱物114を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図である。ここでは、入力電力が2kWとなる例を示している。
 制御部116の第1制御モードによる制御により第1のスイッチング素子107及び第2のスイッチング素子108が排他的に導通/遮断され、インバータ111は加熱コイル112、共振コンデンサ113及び被加熱物114で決まる共振周波数の共振電流を加熱コイル112に供給する。
 加熱コイル112は、高周波磁界を発生して被加熱物114を誘導加熱する。また、制御部116は、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の駆動周波数が、共振電流周波数と略同一となるよう制御を行っている。
 以下、共振電流の流れる経路を示しながら、制御部116が第1制御モードに移行した場合におけるインバータ111のおおまかな動作を説明する。
 まず、第1のスイッチング素子107が導通し(第3のスイッチング素子109は遮断しかつ第4のスイッチング素子110は導通したままである)、加熱コイル112と共振コンデンサ113で形成される共振回路130の両端に平滑部106電圧を印可する。この期間中に、共振回路130に電気的エネルギーが供給される。共振電流は、平滑部106→第1のスイッチング素子107→加熱コイル112→共振コンデンサ113→(第4のスイッチング素子110)→平滑部106の向きに流れる。
 次に、第2のスイッチング素子107が導通し(第3のスイッチング素子109は遮断しかつ第4のスイッチング素子110は導通したまま)、第2のスイッチング素子107、加熱コイル112、共振コンデンサ113、(第4のスイッチング素子109)で閉ループを構成する。加熱コイル112及び共振コンデンサ113には第1のスイッチング素子107が導通していた期間に供給された電気的エネルギーを元に共振電流が流れる。
 共振電流は、第2のスイッチング素子107→(第4のスイッチング素子110及び内蔵の逆導通ダイオード)→共振コンデンサ113→加熱コイル112の向きに流れる。
 第4のスイッチング素子110は、導通したままとなるよう制御されるため、第4のスイッチング素子110電圧は略0のまま、第4のスイッチング素子の電流は加熱コイル112の電流と同一となる。
 また、第3のスイッチング素子109は、遮断したままとなるよう制御されるため、第3のスイッチング素子109電圧は平滑コンデンサ106と同一で、電流は0のままとなる。
 以上のように、制御部116は、第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108の交互導通を繰り返すと共に、第3のスイッチング素子109を遮断したまま、第4のスイッチング素子110を導通したままに制御し、加熱コイル112への共振電流供給による誘導加熱を行う第1の制御モードに移行することが可能である。
 図4は、第1のスイッチング素子107のターンオフ時の電流と電圧の時間経過に伴う変化を示す拡大波形を示した図である。図4(a)は、第1のスイッチング素子107がバイポーラ型であるIGBTであった場合、図4(b)は、第1のスイッチング素子107がユニポーラ型であるMOS-FETであった場合を示している。
 バイポーラ型のIGBTは、オン時にゲートから半導体内部へ正孔が注入され、電子と結合することにより、電流が流れやすく、オン電圧を下げる効果が得られる。しかしながら、ターンオフ時に、IGBT電圧が上昇すると、内部に残留していた正孔が遅れて流れ出るため、図4(a)に示すようなテール電流が流れる。このテール電流により、ターンオフ時の損失が増大する。特に駆動周波数が高いときに影響が顕著になる。
 一方で、ユニポーラ型のMOS-FETは、電流を流す際に、電子のみを利用するため、IGBTのようにターンオフ時のテール電流が発生しない。したがって、図4(b)に示すように、過渡的な現象の発生しない理想的なスイッチに近い状態となって、ターンオフ時の損失が非常に小さい。高周波駆動に適したパワーデバイスとも言える。
 本実施の形態では、低抵抗率非磁性金属製の被加熱物114を加熱する際、共振電流周波数が90kHz、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の駆動周波数も約90kHzとなる。しかしながら、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108は、テール電流の発生しないユニポーラ型のMOS-FETを用いているため、ターンオフ損失が非常に小さくなり、装置の損失を抑えることが出来る。
 また、本実施の形態では、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108、ワイドバンドギャップ半導体材料であるSiCで構成されている。SiCはシリコンに比べ、絶縁破壊電界が10倍高いため、スイッチング素子耐圧を確保するために必要となる素子の半導体部分の厚みを1/10にすることが出来る。また、不純物濃度も100倍に出来るため、同じ構造のSiCスイッチング素子とシリコンスイッチング素子を作成した場合、理想的にはスイッチング素子抵抗(オン電圧)を1/1000にすることが可能である。
 したがって、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108のオン電圧を非常に低く抑え、オン損失も低減することが可能である。
 また、被加熱物114が低抵抗非磁性金属である場合、加熱コイル112から発生する高周波磁界に対して被加熱物114内部に渦電流が誘起される。この渦電流は、加熱コイル112からの高周波磁界との相互作用により加熱コイル112に対して被加熱物114が反発するように作用し、かつピーク値の大きさが平滑部106のリップルに対応して周期的に変動するため、被加熱物114自体が振動する。
 インバータ111に入力される直流電源となる平滑部106の電圧が商用交流電源101電圧に同期して変動するリップルを有する場合、被加熱物114も同期した振動を生じるため、使用者が不快に感じる鍋音が発生する。本実施の形態では、平滑部106の容量を十分大きく設定してインバータ111電源の変動を抑制し、鍋音が発生しないようにしている。
 しかしながらその一方で、平滑部106の容量を大きく設定すると、商用交流電源101からの入力電流が歪んだ形になってしまい、本来の正弦波状とは異なった波形になって力率が低下する。この入力電流は高調波成分を含んでいるために、同じ商用交流電源101に接続された他機器に影響を与える場合もある。
 本実施の形態では、チョークコイル103、第5のスイッチング素子104及びダイオード105が力率改善部としても作用する昇圧部121を備えている。制御部116は、使用者の操作に基づいてインバータ111の動作を開始するとともに、第2の制御部120に動作開始信号を出力する。
 第2の制御部120は、平滑部106の電圧、入力電流等を検知しながら(図示せず)、入力電流が略正弦波状となり、平滑部106電圧が所定値となるよう第5のスイッチング素子104の駆動周波数、導通比を制御する。
 第5のスイッチング素子104が導通すると、チョークコイル103の短絡電流が流れ、チョークコイル103にエネルギーが蓄積される。第5のスイッチング素子104が遮断されるとともに、チョークコイル103に蓄積されたエネルギーはダイオード105を通して平滑部106へ送られて電圧を上昇させる。
 第2の制御部120は、内部に基準電圧を保持しており、平滑部106の電圧検知信号と比較して同じ値になるよう制御を行うが、制御部116からも平滑部106の電圧検知信号の補正をするよう、前記基準電圧の変更のための電圧印可又は分割抵抗の切り換えがなされるために、結果として制御部116によって平滑部106電圧が制御されることになる。
 制御部116は、入力電流検知部118及び共振出力検知部119の出力信号に応じて、平滑部106の電圧検知信号を操作し、間接的に昇圧部121の昇圧量を制御して平滑部106電圧を変更している。
 被加熱物114が低抵抗非磁性金属であった場合、加熱コイル112、共振コンデンサ113が共振を継続できる周波数領域が非常に狭いため、インバータ111出力の制御が非常に難しい。
 しかしながら、平滑部106はインバータ111電源としても作用しているため、平滑部106電圧を変更することによってもインバータ111出力の制御が可能である。
 次に、制御部116及び材質判別部117が、被加熱物114材質を鉄などの高抵抗金属と判別した場合に、制御部116が移行する動作モードである第2制御モードについて説明する。
 制御部116によってインバータ111が動作開始をした際、制御部116及び材質判別部117が、図2に示すような入力電流検知部118検知出力-共振出力検知部119検知出力の関係における被加熱物114の材質判別領域に基づいて、被加熱物114の材質を低抵抗非磁性金属以外である高抵抗金属と判別した場合、制御部116はインバータ111の動作を一時(約2秒間)停止して、共振コンデンサ113の合成容量が大きくなるよう切り換え部115出力を短絡とする制御を行う。
 本実施の形態では、前述の通り、共振コンデンサ113合成容量は0.22μFとなるよう設定されている。
 切り換え部115の切り換え完了後、制御部116は再度インバータ111の動作を開始させる。その際、制御部116は、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の交互導通制御だけでなく、その動作に合わせた第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110の交互導通も開始する第2制御モードに移行する。
 図5は、鉄などの高抵抗金属製の被加熱物114を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図である。おおよそは低抵抗非磁性金属を加熱している際の各部波形と似ているが、大きく異なる点は共振電流周波数と、駆動されるスイッチング素子の数である。また、ここでは、入力電力が3kWとなる例を示している。
 以下、共振電流の流れる経路を示しながら、制御部116が第2制御モードに移行した場合におけるインバータ111のおおまかな動作を説明する。
 まず、第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110が導通し、加熱コイル112と共振コンデンサ113で形成される共振回路130の両端に平滑部106の電圧を印可する。この期間中に、共振回路130に電気的エネルギーが供給される。共振電流は、平滑部106→第1のスイッチング素子107→加熱コイル112→共振コンデンサ113→第4のスイッチング素子110→平滑部106の向きに流れる。
 次に、第2のスイッチング素子107及び第3のスイッチング素子109が導通し、加熱コイル112及び共振コンデンサ113間に逆向きに平滑部106電圧を印可する。この期間中にも、共振回路130に電気的エネルギーが供給される。
 共振電流は、平滑部106→第3のスイッチング素子109→共振コンデンサ113→加熱コイル112→第2のスイッチング素子108→平滑部106の向きに流れる。
 以上のように、制御部116は、第1のスイッチング素子107と第4のスイッチング素子108の導通と、第2のスイッチング素子109と第3のスイッチング素子110の導通を排他的に交互に繰り返すことにより、加熱コイル112への共振電流供給による誘導加熱を行うことが可能である。
 鉄などの高抵抗金属の被加熱物114を加熱する際は、被加熱物114自体が抵抗が高いために磁界周波数が高い場合、十分な共振電流を流すことが出来ない。したがって制御部116は、まず第1に、共振コンデンサ113容量が大きくなるよう切り換えて、加熱コイル112、共振コンデンサ113及び被加熱物114の共振周波数を低くなるよう(本実施の形態では約20kHz)設定して、加熱コイル112から見た被加熱物114の抵抗が低くなるようにしている。
 また、第2に、制御部116は、第1制御モードでの第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の交互導通だけでなく、第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110の導通と、第2のスイッチング素子108及び第3のスイッチング素子109の導通を交互におこなうように駆動することにより、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108のみを駆動させていた場合に比べ、共振回路130に印可される電圧を倍にしている。したがって被加熱物114抵抗が高くても十分な共振電流を流すことが可能になっている。
 ここで、第3のスイッチング素子109と第4のスイッチング素子110は、バイポーラ型のIGBTであるため、ユニポーラ型のスイッチング素子で行えるほどの高周波駆動は困難であるが、第1制御モードに比べ共振周波数が低いために、スイッチング素子の駆動周波数を共振周波数と略同一としてもターンオフ損失の増加を許容範囲に抑制することができる。また、被加熱物114の抵抗が高いためにジュール熱が増加するため、必要となる高周波共振電流も少なく、ターンオフ損失、導通時のオン損失も低く抑えられる。
 また、チョークコイル103、第5のスイッチング素子104及びダイオード105が力率改善部としても作用する昇圧部121を備えており、制御部116及び第2の制御部120によって出力電圧(平滑コンデンサ106電圧)の制御が行われている。
 切り換え部115のリレー接点を開から閉とすることによる共振コンデンサ113容量を大きく切り換えることによる共振電流周波数の低周波化、第1の制御モードからインバータ111に含まれる全てのスイッチング素子の駆動する第2の制御モードへのモード移行だけで必要となる出力が得られない場合には、昇圧部121による平滑コンデンサ106電圧を上昇させる制御を行うことにより、出力確保が容易となる。
 特に図示しないが、出力設定が低い場合や、被加熱物114が鋼板など少ない電流で発熱しやすい金属の場合には、全てのスイッチング素子を駆動させる必要はない。制御部116は、入力電流検知部118、または共振電流検知部119の検知信号が予め記憶しているしきい値以上であることを検知して、加熱出力が所定のレベル以上であると判断した場合には、第2制御モードで動作し、入力電流検知部118の検知信号、または共振電流検知部119の検知信号が予め記憶しているしきい値より小さいことを検知して、加熱出力が所定のレベルより低いと判断した場合には、第1制御モードに移行することにより、加熱出力が、所定のレベルより低い場合には高い場合に比べ電流経路に含まれるスイッチング素子の個数を減らし、装置の損失を低減する。
 次に、制御部116及び材質判別部117が、被加熱物114材質を低抵抗非磁性金属でかつ、使用者による出力設定が高いと判別した場合について説明する。
 第1制御モードで第1のスイッチング素子107及び第2のスイッチング素子108を駆動することによって、入力電流及び共振出力が変化し、図2において共振出力検知部119の検知出力が所定値より大きくかつ入力電流検知部118の検知出力が所定値以下に設定されたアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属領域になり、かつ出力設定が高い場合、制御部116は第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の駆動を継続しつつ、第2の制御モードに移行して第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110の駆動も開始し、所定の入力電力となるようインバータ111出力を制御する。
 また同時に、制御部116及び材質判別部117は、入力電流検知部118及び共振出力検知部119の出力信号に基づいて被加熱物114の材質を低抵抗非磁性金属と判別したため、共振コンデンサ113の合成容量が小さくなるよう切り換え部115出力を開放とする制御を行い、加熱コイル112、共振コンデンサ113及び被加熱物114の共振周波数は約90kHzに設定される。
 図6は、低抵抗非磁性金属製の被加熱物114を高出力で誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図である。ここでは、入力電力が2.5kWとなる例を示している。おおよそは低抵抗非磁性金属を2kWで加熱している際の各部波形及び高抵抗金属を3kWで加熱している際の各部波形と似ているが、大きく異なる点はスイッチング素子に流れている電流波形である。
 制御部116の制御により第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110の導通と、第2のスイッチング素子108及び第3のスイッチング素子109の導通が交互に行われ、インバータ111は加熱コイル112、共振コンデンサ113及び被加熱物114で決まる共振周波数を有する共振電流を加熱コイル112に供給する。加熱コイル112は高周波磁界を発生して被加熱物114を加熱する。
 図6に示すように、制御部116は、第1のスイッチング素子107と第4のスイッチング素子110の導通時、及び第2のスイッチング素子108と第3のスイッチング素子109の導通期間中に共振電流がそれぞれ1.5周期程度流れるよう、またそれぞれの導通する期間が略同一となるように導通期間の制御を行っている。
 共振電流の流れる経路を示しながら、制御部116が第2制御モードに移行した場合におけるインバータ111動作を説明する。
 まず、第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110が導通し、共振回路130の両端に平滑部106電圧を印可する。この期間中に、共振回路130の両端に電気的エネルギーが供給される。
 第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110の導通期間は、共振電流が1.5周期程度流れるよう設定されているため、第1のスイッチング素子107の内部構造に含まれる寄生ダイオードや、第4のスイッチング素子110に内包される逆導通ダイオードにも電流は流れる。
 つまり、共振電流は、平滑部106-第1のスイッチング素子107-加熱コイル112-共振コンデンサ113-第4のスイッチング素子110-平滑部106を循環するように流れる。
 次に、第2のスイッチング素子107及び第3のスイッチング素子109が導通し、加熱コイル112及び共振コンデンサ113間に逆向きに平滑部106電圧を印可する。この期間中にも、加熱コイル112及び共振コンデンサ113に電気的エネルギーが供給される。
 第2のスイッチング素子108及び第3のスイッチング素子109の導通期間も同様に、共振電流が1.5周期程度流れるよう設定されているため、第2のスイッチング素子108の内部構造に含まれる寄生ダイオードや、第3のスイッチング素子109に内包される逆導通ダイオードにも電流は流れる。共振電流は、第3のスイッチング素子109-共振コンデンサ113-加熱コイル112-第2のスイッチング素子108-平滑部106を循環するように流れる。
 以上のように、制御部116は、第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子110の導通と、第2のスイッチング素子108と第3のスイッチング素子109の交互導通を繰り返すことにより、加熱コイル112への共振電流供給による誘導加熱を行う第2制御モードに移行することが可能である。
 この動作は、被加熱物114が低抵抗非磁性金属である場合に有効となる。被加熱物114が低抵抗非磁性金属であった場合、抵抗が低いために、高周波共振電流の減衰が少ない。そのため、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108、第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110の駆動時間を、共振周波数に対して長く設定しても共振が継続される。
 ここで波共振電流の周波数は、加熱コイル112、共振コンデンサ113及び被加熱物114で決定され、前述の約90kHzとなる一方、スイッチング素子の駆動周波数は本実施の形態の場合、約30kHzとなる。ターンオフ時の損失がテール発生のため大きくなるIGBTである第3のスイッチング素子109及び第4のスイッチング素子110においても、共振電流周波数に比べて駆動周波数が低くなるため、ターンオフ損失の増加を抑えることが可能である。
 また、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108だけでなく、第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110も駆動させることにより、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108のみを駆動させていた場合に比べ、加熱コイル112と共振コンデンサ113に印可される電圧を倍にしているため、出力設定が高くても必要とする共振電流を流すことが可能になっている。
 以上のように、本実施の形態では、第1及び第2のスイッチング素子107、108が交互導通し、第3のスイッチング素子109を遮断したまま、第4のスイッチング素子110は導通した状態のままとする第1制御モードと、第1のスイッチング素子107及び第4のスイッチング素子109の導通と、第3のスイッチング素子109及び第4のスイッチング素子110の導通を交互にする第2制御モードを有している。なお、第1制御モードにおいて、第3のスイッチング素子109を導通し第4のスイッチング素子110は遮断した状態のままとしても同様の動作を行うことができる。
 被加熱物114がアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属である場合には、スイッチング素子の高周波動作が必要なので、高速動作が可能なユニポーラ型の2個のスイッチング素子を直列接続した、第1及び第2のスイッチング素子107、108が交互導通する第1制御モードを選択する。
 また、被加熱物114が鉄などの高抵抗金属で高出力が必要な場合には、共振周波数を低くすると共に、低オン電圧化が可能なバイポーラ型の第3及び第4のスイッチング素子を、第1及び第2のスイッチング素子107、108の交互導通に合わせ、交互導通する第2制御モードを選択する。
 特に、高出力が必要でない場合には、第1及び第2のスイッチング素子107、108が交互導通する第1制御モードを選択する。
 さらに、高周波共振電流が必要でかつ、高出力が必要な場合には、全てのスイッチング素子を駆動する第2制御モードを選択するとともに、スイッチング素子導通期間を加熱コイル112に流れる共振電流1周期よりも長く制御する。
 このような制御モードの選択により、装置の低損失化が可能であり、冷却設計が容易となる誘導加熱装置とすることが可能である。
 本実施の形態において、出力設定が低い場合や、被加熱物114の状態によっては、第1制御モードを選択する例を挙げたが、これに限らず、スイッチング素子の冷却条件、オン損失とターンオフ損失の比率に応じて、第1のスイッチング素子107及び第2のスイッチング素子の一方を遮断し、他方は導通したままの状態で、第3のスイッチング素子109と第4のスイッチング素子110の交互導通とする第2制御モードを選択してもよい。
 また、切り換え部115はリレーとしたが、これに限らず、耐圧、電流容量などが許せば、半導体のスイッチング素子を使用してもよい。
 また、共振出力検知部119として、加熱コイル112電流を検知するカレントトランスの例を挙げたが、共振コンデンサ113電圧を検知してもよいし、インバータ111の直流電源となる平滑部106電流を検知しても同様の効果が得られる。
 制御部116と別に第2の制御部120を設ける構成を挙げたが、第2の制御部120の動作を制御部116で兼ねることも可能である。
 また、被加熱物114がアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属とそれ鉄などの高抵抗磁性金属を判別して第1制御モードか第2制御モードを選択する制御部116の例を挙げたが、例えば、非磁性金属であるがアルミニウムに比べて抵抗の高い非磁性ステンレスを、低抵抗非磁性金属及び鉄などの磁性とさらに抵抗の高い金属と区別して材質判別してもよい。さらに、磁性金属を鋼板と、鋼板よりも抵抗が高い鋳鉄または磁性ステンレスと区別するように材質判別しても良い。このように、材質判別を2種に限らず、3種、4種として判別し、スイッチング素子の導通期間制御、切り換え部115制御等を組み合わせて、必要なインバータ111出力を得てもよい。
 特に鍋音は、アルミニウムなどの低抵抗非磁性金属で軽い材質のものに特に顕著に現れる現象であるため、それ以外の材質の被加熱物114に加熱対象を限定するのであれば、平滑部106容量を必要に応じて小さくすればよい。力率の低下、入力電流の高調波成分が許容範囲内であれば、力率低下機能を有する昇圧部121を設ける必要はない。コスト、効果に鑑みて適宜組み合わせて構成すればよい。
 また、本実施の形態では、交互に導通する第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108の導通期間がほぼ同一となる例を挙げたがこれに限定するものではない。例えば、低抵抗非磁性金属の被加熱物114を加熱する際に、第1のスイッチング素子107導通期間を共振電流の1周期より短くなるよう制御して低抵抗非磁性金属以外の被加熱物114を加熱する際の電流波形と相似の状態にし、第2のスイッチング素子108導通期間は共振電流の1周期以上となるよう制御してもよい。
 また、第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108の導通期間が異なる場合に、その導通期間を入れ替えるように制御してもよい。第3のスイッチング素子109及び第4のスイッチング素子110についても同様である。
 本実施の形態のように、低抵抗非磁性金属の被加熱物114を加熱する際に、スイッチング素子の導通期間を共振電流の1周期以上に制御すると、共振電流のn周期(nは1以上の整数)の期間は電力供給に寄与しないので、スイッチング素子駆動1周期中にインバータ111電源である平滑部106から電力を供給する時間の比率が低下して、原理的に入力可能な加熱電力が低下する。しかしながら、例えば第1のスイッチング素子107導通期間は共振電流の1周期より短く、第2のスイッチング素子108の導通期間は共振電流の1周期以上となるよう制御する(またはその逆)ことで、平滑部106から電力を供給する時間比率を高めて、原理的に入力可能な加熱電力を増加させることが可能である。
 その場合、第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108の導通期間の差から発生する損失差が生じるが、第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108の導通期間を入れ替えるように制御することで、損失の平準化が可能である。
 また、第3のスイッチング素子109及び第4のスイッチング素子110でも同様である。
 (実施の形態2)
 図7は、本発明の第2の実施の形態における誘導加熱装置の概略回路図である。構成は実施の形態1の例である図1とほとんど同じであるため、異なる部分についてのみ説明する。
 図7において、制御部116は、各種検知部からの検知信号、使用者による操作等に基づいて、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108、第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110の導通及び遮断を制御することにより、インバータ111出力を制御する。
 また、制御部116は、内部に材質判別部117を内包しており、各種検知部からの検知信号から被加熱物114の材質を判別する。
 入力電流検知部118は、具体的にはカレントトランスで構成されている。入力電流検知部118検知信号は、制御部116に出力されるよう接続されている。
 スイッチング素子電流検知部122は、第2のスイッチング素子108に流れる電流検知部でありシャント抵抗で構成し、第2のスイッチング素子108電流を検知して、制御部116へ検知信号を出力する。
 以上のような構成において、第2のスイッチング素子108に流れる電流は、加熱コイル112に流れる電流が断続的に流れるものであり、その振幅から共振出力の大きさと密接な関係にある加熱コイル112電流を容易に推測することが出来るので、スイッチング素子電流検知部122を、実施の形態1における共振電流の大きさを検出する共振出力検知部119に代えて採用することができる。
 また、本実施の形態においても、実施の形態1と同様に、制御部116は、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108を交互導通させ、第3のスイッチング素子109を遮断させ、第4のスイッチング素子110を導通させた状態のままとする第1制御モードと、第1及び第4のスイッチング素子の導通と第2及び第3のスイッチング素子の導通を交互に行うように駆動する第2制御モードを持っている。
 したがって、インバータ111のスイッチング素子の駆動周期中に、少なくとも1回は第2のスイッチング素子108に共振電流が流れるため、スイッチング素子電流検知部122は、第2のスイッチング素子108の電流を検知することで、十分なサンプリング周期で加熱コイル112電流の検知を行うことが可能である。
 さらに、特に、第1制御モードで高周波動作を行うとノイズの影響を受けやすいが、例えば、第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108が誤動作によって同時導通してしまった際には、スイッチング素子電流検知部122出力が急変することで検知出来るため、制御部116は全てのスイッチング素子の駆動を緊急停止し、スイッチング素子の破壊を予防することが可能である。
 なお、本実施の形態において、スイッチング素子電流検知部122が第2のスイッチング素子108の電流を検知するように設けられたが、スイッチング素子電流検知部を第1のスイッチング素子107、第3のスイッチング素子109または第4のスイッチング素子110の電流を検知するように設けても同様に実施の形態1における共振電流の大きさを検出する共振出力検知部119に代えて採用することができる。
 (実施の形態3)
 図8は、本発明の第3の実施の形態における誘導加熱装置の概略回路図である。構成は実施の形態1の例である図1とほとんど同じであるため、異なる部分についてのみ説明する。
 図8において、リレー123の接点は、第4のスイッチング素子110に並列接続されており、制御部116からの信号により導通及び遮断を制御されている。
 制御部116は、各種検知部からの検知信号、使用者による操作等に基づいて、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108、第3のスイッチング素子109、第4のスイッチング素子110の導通及び遮断を制御することによりインバータ111出力を制御する。
 また、制御部116は、内部に材質判別部117を内包しており、各種検知部からの検知信号から被加熱物114の材質を判別する。
 入力電流検知部118は、具体的にはカレントトランスで構成されている。入力電流検知部118検知信号は、制御部116に出力されるよう接続されている。
 加熱コイル112電流検知部であるカレントトランス119は、共振出力の大きさを検知する共振出力検知部である。共振出力検知部119は、インバータ111の出力の大きさである加熱コイル112電流を検知して、制御部116へ検知信号を出力する。
 以上のような構成において、制御部116は、リレー123の接点を遮断した状態で、使用者による操作等に基づいて被加熱物114の加熱を開始する。材質判別部117が、被加熱物114材質を、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108のみが交互導通する第1制御モードが適切なものと判断した場合、制御部116は、一旦全てのスイッチング素子の駆動を停止した後、第3のスイッチング素子109を遮断し、リレー123を導通するよう制御する。その後、制御部116は再度第1のスイッチング素子107と第2のスイッチング素子108が交互導通するよう制御を行う。
 本実施の形態において、実施の形態1で図3に基づいて説明したように、低抵抗非磁性金属製の被加熱物114を入力電力が2kWで誘導加熱している際には、制御部116は、第1のスイッチング素子107、第2のスイッチング素子108の駆動周波数が、共振電流周波数と略同一となるよう制御を行う。
 また、第3のスイッチング素子109は、実施の形態1と同様に遮断したままであるが、さらに第4のスイッチング素子110も遮断したままとなるよう制御される。代わりに、第4のスイッチング素子110に並列接続されたリレー123の接点が導通するよう制御され、共振電流はリレー123の接点を流れる。
 低抵抗非磁性金属製の被加熱物114を誘導加熱する際、十分な発熱を得るために、大きな共振電流を流す必要がある。従って、実施の形態1のように、第4のスイッチング素子110を導通したままの状態にすると、第4のスイッチング素子110にオン電圧と流れる電流の積に比例した導通損失が発生する。
 本実施の形態では、リレー123の接点を導通させるため、第4のスイッチング素子110には共振電流が流れない。また、接点抵抗が小さいリレー123の接点を選択、接続すれば、リレー123で発生する導通損失を十分に低減することが出来る。例えば、一般に使用される耐圧600V、電流定格60Aのバイポーラ型スイッチング素子の場合、電流30Aを流した際の端子間電圧は1.5V程度(抵抗に換算して50mΩ)であるが、リレーであれば、最大で20mΩ程度であるため、導通損失は1/2以下に低減出来る。
 なお、本実施の形態において、リレー123の接点を第4のスイッチング素子110に並列接続することに代えて、第3のスイッチング素子109に並列に接続して、同様の動作をさせることにより、上記の効果と同様の効果を得ることができる。
 以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、装置の低損失化が可能であり、冷却設計が容易となる誘導加熱装置を提供することが出来るので、誘導加熱調理器としてはもちろんのこと、誘導加熱式湯沸かし器、誘導加熱式アイロン、またはその他の誘導加熱式加熱装置などの用途にも適用できる。
 101 商用電源
 102 整流部
 103 チョークコイル
 104 第5のスイッチング素子
 105 ダイオード
 106 平滑部
 107 第1のスイッチング素子
 108 第2のスイッチング素子
 109 第3のスイッチング素子
 110 第4のスイッチング素子
 112 加熱コイル
 113 共振コンデンサ
 113a、113b、113c、113d、113e コンデンサ
 114 被加熱物
 115 切り換え部(リレー)
 116 制御部
 117 材質判別部
 118 入力電流検知部
 119 共振出力検知部(カレントトランス)
 120 第2の制御部
 121 昇圧部
 122 スイッチング素子電流検知部
 123 リレー
 130 共振回路

Claims (11)

  1.  平滑部と、
     前記平滑部の出力端間に接続された第1及び第2のスイッチング素子の直列回路と、
     前記出力端間に接続された第3及び第4のスイッチング素子の直列回路と、
     被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、
     前記第1及び前記第2のスイッチング素子の接続点と前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、
     前記第3及び前記第4のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で前記第1及び前記第2のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードまたは前記第1及び前記第4のスイッチング素子の導通と前記第2及び前記第3のスイッチング素子の導通を交互に行う第2制御モードで前記共振回路に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する制御部と
    を備え、
     前記第1及び前記第2のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第3及び前記第4のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第1制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第2制御モードで動作する誘導加熱装置。
  2.  平滑部と、
     前記平滑部の出力端間に接続された第1及び第2のスイッチング素子の直列回路と、
     前記出力端間に接続された第3及び第4のスイッチング素子の直列回路と、
     被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、
     前記第1及び前記第2のスイッチング素子の接続点と前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、
     前記第1及び前記第4のスイッチング素子の導通と前記第2及び前記第3のスイッチング素子の導通を交互に行う第2制御モードを有する制御部と
    を備え、
     前記第3または前記第4のスイッチング素子のいずれか一方に並列に接続されたリレー接点を有し、前記第1及び前記第2のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第3及び前記第4のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、前記リレー接点を導通させ前記リレー接点が並列に接続されていない前記第3または前記第4のスイッチング素子を遮断した状態で前記第1及び前記第4のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第1制御モードをさらに有し、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第1制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第2制御モードで動作する誘導加熱装置。
  3.  整流部と、
     前記整流部の出力高電位側に一端を接続したチョークコイルと、
     前記チョークコイルの他端にアノードが接続され前記平滑部の高電位側にカソードが接続されたダイオードと、
     前記ダイオードのアノードと前記整流部の出力低電位側端子間に接続された第5のスイッチング素子とを備え、
     制御部は、前記第5のスイッチング素子のオンオフを制御して前記整流部の出力電圧を昇圧して前記平滑部に供給する請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  4.  第1及び第2のスイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料で構成した請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  5.  商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
     前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部を備え、
     制御部は、前記入力電流検知部の入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値より大きいと第2制御モードで動作し、前記入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第1制御モードに切り換える請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  6.  スイッチング素子電流検知部を備え、
     制御部は、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合は第2制御モードで動作し、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第1制御モードに切り換える請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  7.  共振電流の大きさを検出する共振出力検知部を備え、
     制御部は、前記共振出力検知部の検知信号の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合に第2制御モードで動作し、前記共振出力検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第1制御モードに切り換える請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  8.  商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
     前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
     第1、第2、第3または第4のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、
     前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、
     制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第1、第2、第3及び第4のスイッチング素子の少なくともいずれか1つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流1周期よりも長く制御する請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  9.  商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
     前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
     共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、
     前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の入力電流検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、
     制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第1、第2、第3及び第4のスイッチング素子の少なくともいずれか1つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流1周期よりも長く制御する請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  10.  商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
     前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
     第1、第2、第3または第4のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、
     前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、
     共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、
     制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を鉄と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させる請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
  11.  商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
     前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
     共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、
     前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、
     共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、
     制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を高抵抗率金属と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させる請求項1又は2に記載の誘導加熱装置。
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