JP6213787B2 - 非接触充電装置および非接触充電方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば電気推進車両（電気自動車、ハイブリッド車など）に搭載される二次電池を非接触で充電する非接触充電装置および非接触充電方法に関するものである。

非接触充電装置における非接触で電力伝送するための技術として、磁界、電界、電波などを用いる技術が開発されている。このような非接触電力伝送技術によって、給電装置と受電装置とを接続する配線、接続部などが不要となるため、ユーザにとっては、接続の手間が省け、また雨天時などの漏電または感電の恐れがない。

このような非接触充電装置はインバータ回路を備え、インバータ回路から送電コイルに所定の周波数の電流を供給し、送電コイルから磁束を発生させる。

非接触電力伝送における、送電コイルと受電コイルとを結合させた磁気共鳴により電力伝送する方法として、受電コイルの受電電力が最大となる最大電力周波数を検出して、送電コイルによる送電電力の周波数を最大電力周波数に一致させる技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１１−１４２７６９号公報

しかしながら、上記従来の技術を用いると、インバータ回路の損失が大きくなり、送電電力の効率が低下するという課題があった。

本発明は、送電電力を効率良く制御できる非接触充電装置および非接触充電方法を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の非接触充電装置は、送電コイルと、送電電力を前記送電コイルへ出力するインバータ回路と、受電電力として前記送電コイルから電力を受け取る受電コイルと、前記受電電力が１つまたは２つの極大値となる受電電力極大周波数よりも高い周波数で、前記インバータ回路を駆動する送電制御回路とを備える。

また、本発明の非接触充電方法は、インバータ回路から送電電力を送電コイルへ出力し、前記送電コイルから受け取った受電電力が１つまたは２つの極大値となる受電電力極大周波数よりも高い周波数で、前記インバータ回路を駆動する。

本発明によれば、送電電力を効率良く制御できる。

本発明における非接触充電装置の基本構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る非接触充電装置の回路図である。 図２の非接触充電装置の受電電力の周波数特性図であって、（ａ）はインバータ電源部の電圧が低い場合を、（ｂ）はインバータ電源部の電圧が高い場合をそれぞれ示している。 （ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）および（ｆ）は図２中のインバータ回路の正常時の動作波形図である。 （ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）および（ｆ）は図２中のインバータ回路の高損失時の動作波形図である。 図２の非接触充電装置の受電電力の周波数特性を拡大して示す図であって、（ａ）は高周波数側を、（ｂ）は低周波数側をそれぞれ示している。 図２中の入力電力検知部、受電電力検知部または送電電力検知部の詳細構成例を示す回路図である。 図２中の昇降圧回路の詳細構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態２に係る非接触充電装置の回路図である。 図９の非接触充電装置の受電電力の周波数特性図であって、（ａ）はインバータ電源部の電圧が低い場合を、（ｂ）はインバータ電源部の電圧が高い場合をそれぞれ示している。 図９中の起動周波数記憶部の記憶内容の例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではなく、同様の分野における類似の用語または類似の描写を用いて表現することが可能であることは、当業者において容易に理解されるであろう。

最初に、従来技術におけるインバータ回路と最大電力周波数との関係について説明する。

インバータ回路を最大電力周波数に一致させて動作させると、半導体スイッチに直列または並列に付加されるスナバ回路が正常に動作できず（半導体スイッチがオフするタイミングで送電コイルに蓄えられるエネルギーが小さく、スナバ回路を充放電できない）、半導体スイッチの損失が増加する。そのため、最大電力周波数で動作させる場合は、スナバ回路を付加すべきではない。

また、インバータ回路を最大電力周波数で起動させると、起動直後の過渡状態でインバータ回路内の半導体スイッチに高いサージ電圧またはサージ電流が発生して、半導体スイッチが破壊される可能性がある。そのため、インバータ回路を最大電力周波数と異なる周波数で起動させる必要がある。

しかしながら、インバータ回路を最大電力周波数と異なる周波数で動作させると、半導体スイッチがオフする際に送電コイルに流れている電流が大きくなり、特にスナバ回路が無い場合は半導体スイッチの損失が大きくなる。その結果、半導体スイッチが破壊される可能性がある。

さらに、送電コイルによる送電電力の周波数を最大電力周波数に一致させて動作させると、送電電力を制御することができないため、バッテリーが過充電となり、発熱、発煙、発火など不安全となる可能性もある。これらを防止するために、バッテリーを満充電しない範囲で安全に充電停止させた場合、電気推進車両の航続距離が短くなるという実用上の課題が発生する。

それゆえ、本発明の発明者らは上記課題に着目し、送電電力を効率良く制御できる非接触充電装置を発明するに至った。

図１は、本発明における非接触充電装置の基本構成図である。図１における本発明の非接触充電装置は、送電コイル７と、送電電力を送電コイル７へ出力するインバータ回路４と、受電電力として送電コイル７から電力を受け取る受電コイル８と、前記受電電力が１つまたは２つの極大値となる受電電力極大周波数よりも高い周波数で、インバータ回路４を駆動する送電制御回路１３とを備える。

また、本発明の非接触充電方法は、インバータ回路４から送電電力を送電コイル７へ出力し、送電コイル７から受け取った受電電力が１つまたは２つの極大値となる受電電力極大周波数よりも高い周波数で、インバータ回路４を駆動する。

この構成による非接触充電装置および非接触充電方法は、送電電力を効率良く制御することができる。

（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１における非接触充電装置の回路図である。非接触充電装置は、送電装置と受電装置とから構成される。

図２に示されるように、送電装置は、商用電源１と、商用電源１の出力電圧または出力電流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力端に接続されたコンデンサ２９と、入力電力検知部５と、整流回路２の出力電圧を昇圧または降圧してインバータ電源部１８へ出力する昇降圧回路１５と、インバータ電源部１８と、インバータ電源部１８に接続されたインバータ回路４と、インバータ回路４の出力端に接続された第１の共振コンデンサ６と、送電コイル７と、送電電力検知部３０と、送電制御回路１３とを備えている。

入力電力検知部５と、昇降圧回路１５と、インバータ電源部１８とは、送電制御回路１３によって制御される電源回路３を構成する。

インバータ回路４は、オン・オフする半導体スイッチ（スイッチング素子）１９，２０，２４，２６と、半導体スイッチに逆並列接続されたダイオード２１，２２，２５，２７と、半導体スイッチに並列接続されたスナバコンデンサ１６，１７を含むスナバ回路２３，２８とを有する。

また、受電装置は、送電コイル７から伝送された電力を受け取る受電コイル８と、第２の共振コンデンサ９と、整流回路１１と、受電電力検知部１０と、充電対象であるバッテリー１２と、受電制御回路１４とを備えている。

図３（ａ）および図３（ｂ）に、非接触充電装置における受電電力の周波数特性を示す。図３（ａ）はインバータ電源部１８の電圧が低い場合における受電電力の周波数特性を、図３（ｂ）はインバータ電源部１８の電圧が高い場合における受電電力の周波数特性をそれぞれ示している。

図３（ａ）および図３（ｂ）に示されるように、本実施の形態では受電電力が極大値となる受電電力極大周波数が１つ（図中のｆ３）となる周波数特性３２、または受電電力極大周波数が２つ（図中のｆ１とｆ２）となる周波数特性３１を有する。これらは、送電コイル７と受電コイル８との間のエアギャップ、バッテリー電圧などによって変化する。

次に、非接触充電装置の回路における各ブロックの動作について説明する。

例えば電気推進車両の移動により、電気推進車両に取り付けられた受電コイル８が送電コイル７と略対向するように配置されると、受電制御回路１４は、充電に必要な情報（要求充電電力、バッテリー電圧など）を送電制御回路１３に送信する。充電に必要な情報を受信した送電制御回路１３は、要求充電電力を送電するために、昇降圧回路１５およびインバータ回路４（昇降圧回路１５をインバータ回路４より先に起動させて）を駆動する。つまり、送電制御回路１３は、インバータ回路４を下限駆動周波数で駆動し、昇降圧回路１５の出力電圧を大小に変化させることによって送電電力を制御する。

昇降圧回路１５は、整流回路２の出力電圧を昇圧または降圧して、インバータ電源部１８へ出力する。充電開始時の起動制御工程で、昇降圧回路１５は、商用電源１からの電圧より低い電圧をインバータ電源部１８へ出力し、起動時の送電電力が十分低くなるようにインバータ回路４を設定する。つまり、インバータ電源部１８の電圧を商用電源１からの電圧よりも低くなるように設定する。具体的には、送電電力が約１００Ｗ以下となるように調整することが望ましい。

インバータ制御工程で、インバータ回路４は、受電電力極大周波数より高い周波数で起動し、所定の周期と制御量で、駆動周波数を下限駆動周波数まで低くする。つまり、送電制御回路１３は、インバータ電源部１８の電圧が商用電源１からの電圧よりも低い状態で、所定の周期と制御量とに基づいて、インバータ回路４の駆動周波数を下限駆動周波数まで低くする。

例えば駆動周波数が、図３（ａ）および図３（ｂ）に示される極大周波数ｆ１であればｆ１＿ｌｉｍｉｔまで、極大周波数ｆ２であればｆ２＿ｌｉｍｉｔまで、極大周波数ｆ３であればｆ３＿ｌｉｍｉｔまで、駆動周波数を低くする。また、駆動周波数の可変範囲も図３（ａ）および図３（ｂ）に示すように、駆動周波数は、ｆ１＿ｌｉｍｉｔで動作させる場合はｆ１＿ｌｉｍｉｔ以上、ｆ２＿ｌｉｍｉｔで動作させる場合はｆ２＿ｌｉｍｉｔ以上かつｆ３以下、ｆ３＿ｌｉｍｉｔで動作させる場合はｆ３＿ｌｉｍｉｔ以上であればよい。

本実施の形態では、一例として、ｆ１＿ｌｉｍｉｔで動作させる場合の非接触充電装置の動作を説明する。

駆動周波数がｆ１＿ｌｉｍｉｔに到達すると、次に昇降圧回路制御工程に移行する。送電制御回路１３は、インバータ電源部１８の電圧を所定の周期と制御量とに基づいて徐々に高く設定し、受電電力検知部１０の検知結果が要求充電電力と等しくなるように、昇降圧回路１５を制御する。前述の通り、図３（ａ）はインバータ電源部１８の電圧が低い場合における受電電力の周波数特性を、図３（ｂ）はインバータ電源部１８の電圧が高い場合における受電電力の周波数特性をそれぞれ示している。

次に、受電電力が要求充電電力に到達した後の非接触充電装置の動作を、以下に説明する。

充電を継続すると、バッテリー電圧は上昇し、図３（ａ）および図３（ｂ）のライン３１はライン３２へと変化するため、下限駆動周波数もｆ１＿ｌｉｍｉｔからｆ３＿ｌｉｍｉｔへと変化する。送電制御回路１３は、受電制御回路１４から送信された情報（バッテリー電圧、要求充電電力、受電電力など）に応じて下限駆動周波数を追従させ、昇降圧回路１５を制御する。具体的には、バッテリー電圧が上昇すると、低くなる下限駆動周波数と一致させるように、駆動周波数が所定の周期と制御量とに基づいて低く設定される。

バッテリー１２は、一般的に過電力で充電されると、異常発熱による破裂など不安全となる。したがって、本発明の非接触充電装置においては、ｆ１＿ｌｉｍｉｔで動作させる場合、充電が進むにつれて、受電電力極大周波数ｆ１はｆ３へシフトする。すなわち、充電するにつれて受電電力極大周波数は低い周波数に遷移するため、インバータ回路４の駆動周波数が、遷移した受電電力極大周波数に追従するように制御することにより、過電力で充電してしまう危険を回避することが可能となる。このように、低下した受電電力を要求充電電力とするように、送電制御回路１３はインバータ回路４の駆動周波数を制御する。

なお、ｆ１＿ｌｉｍｉｔの代わりにｆ２＿ｌｉｍｉｔで動作させても、本発明の効果である効率の良い非接触充電が可能である。

また、本実施の形態では図３（ａ）および図３（ｂ）に示すように、充電が進むと受電電力極大周波数が１つになる場合について説明したが、バッテリー特性および／またはエアギャップなどにより満充電直前でも受電電力極大周波数が２つの場合もある。そのような場合であっても、本発明の同様の効果が得られることは言うまでもない。

本発明における送電制御回路１３のように、インバータ回路４を下限駆動周波数で動作させ、昇降圧回路１５により送電電力を制御することにより、効率良く送電電力を制御することが可能となる。

つまり、送電制御回路１３は、半導体スイッチがオフした際に、スナバコンデンサをインバータ電源部１８の電圧まで充電あるいはゼロまで放電させることが可能な下限駆動周波数で、インバータ回路４を駆動する。

下限駆動周波数ｆ１＿ｌｉｍｉｔ〜ｆ３＿ｌｉｍｉｔをさらに詳細に説明するために、インバータ回路４の構成と動作を以下に詳細に説明する。

図２に示されるように、インバータ回路４の入力端子は、インバータ電源部１８の両端に接続される。インバータ電源部１８の両端には、スイッチング素子１９およびスイッチング素子２０の直列接続体が接続される。スイッチング素子１９，２０には、それぞれダイオード２１，２２が逆並列に、つまりスイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子とが接続されるように、接続される。

また、スイッチング素子２０（あるいはスイッチング素子１９）には、スナバコンデンサ１６からなるスナバ回路２３が並列に接続される。さらに、スイッチング素子２０とスイッチング素子２６との高電位間には、第１の共振コンデンサ６、送電コイル７および送電電力検知部３０の直列接続体が接続される。

図４（ａ）〜図４（ｆ）に、正常時におけるインバータ回路４の動作波形を示す。図４（ｄ）および図４（ｅ）に示されるようなゲート電圧波形をスイッチング素子１９，２０に印加してスイッチング素子１９，２０をオン・オフさせることによって、第１の共振コンデンサ６と送電コイル７とに図４（ｆ）に示されるような交流電流が発生する。

スイッチング素子１９がオンしている状態からオフすると、送電コイル７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ１６との共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ１６が放電するため、スイッチング素子１９は零ボルトスイッチング（ＺＶＳ、Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）ターンオフ動作を実現する。

また、スナバコンデンサ１６が放電し切るとダイオード２２がオンし、ダイオード２２がオンしている期間中にスイッチング素子２０のゲートにオン信号が加えられる。この状態で待機すると、送電コイル７の共振電流の向きが反転し、ダイオード２２がターンオフしてスイッチング素子２０に電流が転流し、スイッチング素子２０はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ、Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）ターンオン動作を実現する。

一方、スイッチング素子２０がオンしている状態からオフすると、送電コイル７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ１６との共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ１６が充電するため、スイッチング素子２０はＺＶＳターンオフ動作を実現する。

また、スナバコンデンサ１６がインバータ電源部１８と同じ電圧まで充電されると、ダイオード２１がオンし、ダイオード２１がオンしている期間中にスイッチング素子１９のゲートにオン信号が加えられる。この状態で待機すると、送電コイル７の共振電流の向きが反転し、ダイオード２１がターンオフしてスイッチング素子１９に電流が転流し、スイッチング素子１９はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオン動作を実現する。

本実施の形態では、スイッチング素子１９，２０は、インバータ電源部１８を短絡しないようにデッドタイム（一例として２μｓ）の間隔Ｔｄを設けて、交互にオン・オフさせている。なお、図中のＴは送電コイル７に流れる電流の１周期を、Ｔｏｎはスイッチング素子１９のオン期間をそれぞれ示している。

このように本実施の形態におけるインバータ回路４に内包される半導体スイッチは、送電コイル７に蓄積されたエネルギーを用いて、スナバコンデンサをインバータ電源部１８の電圧まで充電またはゼロまで放電することで、スイッチング損失を低減することができる。

すなわち、スイッチング損失を低減するためには、図４（ａ）に示されるように、半導体スイッチをオフした際の電流値Ｉａより算出される送電コイル７に蓄積された式（１）のエネルギーＷ_Ｌが、スナバコンデンサをインバータ電源部１８の電圧Ｖｉｎｖまで充電またはゼロ電圧まで放電するために必要な式（２）のエネルギーＷ_Ｃ以上となる範囲で最も低い周波数を駆動周波数として、インバータ回路４を動作させる必要がある。ここに、
Ｗ_Ｌ＝Ｌ・Ｉａ^２／２ …（１）
Ｗ_Ｃ＝Ｃ・Ｖｉｎｖ^２／２ …（２）
であり、Ｌは送電コイル７のインダクタンス、Ｃはスナバコンデンサ１６，１７の各々の静電容量を表す。

実際には、基板パターン、リード線の抵抗成分Ｒなどによる損失Ｐ_ｌｏｓｓが存在するため、式（１）のエネルギーＷ_Ｌが、式（２）のエネルギーＷ_Ｃと、式（３）の損失Ｐ_ｌｏｓｓとの和以上であればよい。ここに、
Ｐ_ｌｏｓｓ＝Ｒ・Ｉ^２ …（３）
である。すなわち、スナバコンデンサ１６，１７がＶｉｎｖまで充電またはゼロまで放電できればよく、そのときの駆動周波数は下限駆動周波数（ｆ１＿ｌｉｍｉｔ〜ｆ３＿ｌｉｍｉｔ）と定義される。

本実施の形態でインバータ回路４を受電電力極大周波数ｆ１で駆動した場合（すなわち高損失時）のインバータ回路４の動作波形を、図５（ａ）〜図５（ｆ）に示す。図５（ａ）および図５（ｂ）に示されるように、この場合電流値Ｉａが非常に小さく、式（１）のエネルギーＷ_Ｌが、式（２）のエネルギーＷ_Ｃ以上となる条件を満たせなくなる。そして、半導体スイッチがオンする際に、インバータ電源部１８を半導体スイッチとスナバコンデンサとで短絡する短絡電流、もしくは、スナバコンデンサの残電圧Ｖａを半導体スイッチで短絡する短絡電流が、半導体スイッチに印加される。そのため、このような動作モードでは、半導体スイッチの損失だけでなくサージ電流によるノイズも急増する。したがって、図６（ａ）に示されるように、電力伝送効率３３は下限駆動周波数ｆ１＿ｌｉｍｉｔで極大となる。本発明によれば、図５（ａ）〜図５（ｆ）に示されるような損失とノイズとが急増する動作モードにならない下限駆動周波数でインバータ回路４を動作させることにより、電力伝送効率を維持して送電電力を制御し、かつ低ノイズ化することができる。図６（ｂ）は下限駆動周波数ｆ２＿ｌｉｍｉｔでの電力伝送効率３３を示し、下限駆動周波数ｆ２＿ｌｉｍｉｔで極大となる。

下限駆動周波数は、以下に示されるようないくつかの方法で決定することができる。

第１の方法として、送電電力検知部３０による決定方法を説明する。本実施の形態における送電電力検知部３０は、図７に示されるように、電流検知部３４と、電圧検知部３５と、電流検知部３４の検知結果と電圧検知部３５の検知結果とを乗算して電力の平均値を算出する電力演算部３６とを備えている。

送電制御回路１３は、半導体スイッチをオフしたタイミングで、電流検知部３４の検出値（すなわち電流値Ｉａ）を取得し、式（１）によりエネルギーＷ_Ｌを下限駆動周波数として算出することができる。また、送電制御回路１３は、電圧検知部３５の検出値（すなわちインバータ電源部１８の電圧Ｖｉｎｖ）を取得し、式（２）によって下限駆動周波数を算出することができる。

第２の方法として、インバータ回路制御工程において、インバータ回路４の駆動周波数を変化させる（より詳細には、低く制御する）前後の受電電力（入力電力検知部５から検出された入力電力）の変化量を算出し、その変化量が所定値以上となる範囲で最も低い周波数が、下限駆動周波数として決定される。

図３（ａ）および図３（ｂ）に示されるように、下限駆動周波数では駆動周波数の変化量に対して受電電力の変化量が少なくなることを利用して、下限駆動周波数が決定される。なお、受電電力の変化量に代わって送電電力の変化量で決定してもよい。

また、駆動周波数が高い場合でも受電電力の変化量が少ないため、受電電力が所定値α以上でかつ受電電力の変化量が所定値β以上という条件を付加することで、適切に下限駆動周波数を決定することができる。

なお、図３（ｂ）に示されるように、所定値βは傾きであり、共振点付近で下限動作周波数ｆ１＿ｌｉｍｉｔに近づくにつれて小さくなる。よって、傾きβが所定の傾き以下（つまり、傾きβが略水平）であることを検知すれば、ｆ１＿ｌｉｍｉｔを検知することができる。

第３の方法として、インバータ回路制御工程において、入力電力検知部５の検知結果と受電電力検知部１０の検知結果とから送電効率を算出することで、送電効率が最大となる周波数が、下限駆動周波数として決定される。

ここで、入力電力検知部５は、図７に示されるように、昇降圧回路１５に流れる電流を検知する電流検知部３４と、整流回路２の出力電圧を検知する電圧検知部３５と、電流検知部３４の検知結果と電圧検知部３５の検知結果とを乗算して電力の平均値を算出する電力演算部３６とを備えている。受電電力検知部１０も、図７のように構成される。

なお、以上のような方法のいずれか１つまたは複数を組み合わせて、下限駆動周波数を決定してもよい。

本実施の形態における入力電力検知部５、送電電力検知部３０および受電電力検知部１０は、図７に示されるように、電流検知部３４と、電圧検知部３５と、電力演算部３６とからなる。ただし、電流または電圧のいずれか一方で各電力を推定できる場合は、電流検知部３４および電圧検知部３５のうちいずれか一方だけでもよい。

図８に、本実施の形態における昇降圧回路１５の構成を示す。図８に示されるように、昇降圧回路１５は、チョークコイル３７と、半導体スイッチ３８と、電解コンデンサ３９と、チョークコイル４０と、ダイオード４１と、電解コンデンサ４２とを有する。

電解コンデンサ４２は、インバータ電源部１８と共有して削除してもよい。昇降圧回路１５は、半導体スイッチ３８のオン時間を長く設定すると出力電圧が上昇し、オン時間を短く設定すると整流回路２の出力電圧よりも小さくするように、出力電圧が下降する。

前述したように、送電制御回路１３は、受電電力を要求充電電力とするように、半導体スイッチ３８のオン時間を調整する。

また、受電制御回路１４は必要な情報を送信する送信部を、送電制御回路１３は受電制御回路１４から送信された情報を受信する受信部をそれぞれ備えるが、送電コイル７と受電コイル８とにインバータ回路４とは異なる周波数の信号を重畳させて、送電コイル７と受電コイル８との間で通信するようにしてもよい。この場合、受電制御回路１４の送信部および送電制御回路１３の受信部は不要となり、非接触充電装置の小型・軽量化が可能となる。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２における非接触充電装置は、図９に示されるように、受電制御回路１４内に受電側ＩＤ記憶部４３を、送電制御回路１３内に起動周波数記憶部４４をそれぞれ備える。

受電制御回路１４は、充電開始時に充電に必要な情報と受電側ＩＤとを送電制御回路１３に送信する。必要な情報を受信した送電制御回路１３は、当該情報に含まれるバッテリー電圧およびインバータ回路４の起動周波数と受電側ＩＤとを対応させて、起動周波数記憶部４４に記憶する。そして、送電制御回路１３は、受電側ＩＤとバッテリー電圧とインバータ回路４の起動周波数との対応関係に基づいて、インバータ回路４の起動周波数を選択する。

以下に、本発明の非接触充電装置における起動周波数選択の動作について詳細に説明する。

電気推進車両に取り付けられた受電コイル８が送電コイル７と略対向するように配置されると、受電制御回路１４は、充電に必要な情報（要求充電電力、バッテリー電圧、受電側ＩＤなど）を送電制御回路１３に送信する。情報を受信した送電制御回路１３は、要求充電電力を送電するために、昇降圧回路１５およびインバータ回路４（昇降圧回路１５をインバータ回路４より先に起動させて）を駆動する。

昇降圧回路１５は、整流回路２の出力電圧を昇圧または降圧して、インバータ電源部１８へ出力する。充電開始時の起動制御工程で、昇降圧回路１５は、商用電源１からの電圧より低い電圧をインバータ電源部１８へ出力し、起動時の送電電力が十分低くなるようにインバータ回路４を設定する。つまり、インバータ電源部１８の電圧を商用電源１からの電圧よりも低くなるように制御する。具体的には、送電電力が約１００Ｗ以下となるように調整することが望ましい。

インバータ制御工程で、送電制御回路１３は、送電制御回路１３内に具備された起動周波数記憶部４４から受電側ＩＤとバッテリー電圧に適したインバータ回路４の起動周波数とを選択し、その後所定の周期と制御量とに基づいて、駆動周波数を下限駆動周波数まで低くする。

バッテリー電圧が低い場合におけるエアギャップが小さいとき（ライン４５）とエアギャップが大きいとき（ライン４６）の受電電力の周波数特性を図１０（ａ）に示し、バッテリー電圧が高い場合におけるエアギャップが小さいとき（ライン４７）とエアギャップが大きいとき（ライン４８）の受電電力の周波数特性を図１０（ｂ）に示す。

本実施の形態においては、ｆ１ａ＞ｆ１ｂの関係となっており、図１０（ａ）および図１０（ｂ）に示されるように、エアギャップとバッテリー電圧とによって受電電力極大周波数が変化する。例えば、ライン４５の場合を説明すると、起動時の受電電力Ｐｓが所定値（本実施の形態においてはＰｓ＝１００Ｗ）以下となる起動周波数ｆｓ１ａが、起動周波数記憶部４４から選択される。起動後、インバータ回路４は、下限駆動周波数ｆ１ａ＿ｌｉｍｉｔまで駆動周波数を低くする。

エアギャップは車両積載重量などによって変化するため、非接触充電装置からは検出することができない。しかしながら、エアギャップが小さいとき（ライン４５）の起動周波数ｆｓ１ａでエアギャップ大（ライン４６）のときに起動しても、受電電力はＰｓ以下となるため、問題とならない。

ここで、起動周波数記憶部４４の記憶内容を図１１に示す。起動周波数記憶部４４は、図１１に示されるように、受電側ＩＤとバッテリー電圧とに対応する起動周波数を記憶している。例えば、受電側ＩＤ＝１かつバッテリー電圧＝１００Ｖ（低い）の場合は、起動周波数＝ｆｓ１ａが選択される。したがって、バッテリー電圧にも応じて起動周波数を変化させることが可能となり、バッテリーの経年劣化による特性変化などにも対応することができる。

なお、エアギャップを検出するセンサを搭載して、起動周波数記憶部４４が、受電側ＩＤとバッテリー電圧とエアギャップに対応する起動周波数とを記憶するようにしてもよい。その場合、さらに下限駆動周波数まで到達する時間を短縮することができる。

駆動周波数がｆ１ａ＿ｌｉｍｉｔに到達すると、次に昇降圧回路制御工程に移行する。送電制御回路１３は、インバータ電源部１８の電圧を所定の周期と制御量とに基づいて徐々に高く設定し、受電電力検知部１０の検知結果が要求充電電力と等しくなるように、昇降圧回路１５を制御する。

本実施の形態のように、送電制御回路１３は、受電側ＩＤとバッテリー電圧とからインバータ回路４の起動周波数を選択することにより、受電電力極大周波数まで到達する時間を短縮できる。また、不安定な起動時の受電電力（または送電電力）を確実に低くすることにより、インバータ回路４、昇降圧回路１５などが故障しないように安全に起動させることができる。

また、起動周波数記憶部４４に記憶されていない受電側ＩＤの場合、送電制御回路１３は運転者に充電するかどうかを確認し、運転者が充電することを選択した場合、起動周波数決定工程で動作する。

起動周波数決定工程では、送電制御回路１３は、インバータ回路４を所定の周波数で起動し、インバータ回路４の起動後、所定の周期と間隔（あるいは制御量）とに基づいて、周波数を低く設定する。また、送電制御回路１３は、起動時の受電電力Ｐｓ（本実施の形態では約１００Ｗ）に到達した周波数を起動周波数記憶部４４に記憶する。

このように、起動周波数記憶部４４に受電側ＩＤを追加して、受電側ＩＤとバッテリー電圧と起動周波数とを対応付けて記憶できるようにすることで、様々な車両に対応することが可能となり、使い勝手を向上させることできる。

なお、起動周波数決定工程の起動周波数は、本システムの動作保証範囲で受電電力Ｐｓとなる駆動周波数が最も高くなる、エアギャップとバッテリー電圧とで決定されるべきである。

また、送電制御回路１３が、インバータ回路４を起動周波数記憶部４４に記憶された起動周波数で起動させた際に、受電電力がＰｓ以上であることが検出されると起動周波数決定工程で動作し、再度起動周波数を選定する。このようにすることで、インバータ回路４の起動時に過電力となることを回避することができ、回路の故障などを防止することができる。

本発明にかかる非接触充電装置は、電動車両用の非接触充電システムなどに適用可能である。また、電動車両用以外の送電コイルと受電コイルとを対とする非接触充電装置において、インバータ回路に対して本発明の制御方法を適用することで、同様の効果を得ることが可能である。

１ 商用電源
２、１１ 整流回路
４ インバータ回路
５ 入力電力検知部
６ 第１の共振コンデンサ
７ 送電コイル
８ 受電コイル
９ 第２の共振コンデンサ
１０ 受電電力検知部
１２ 負荷（バッテリー）
１３ 送電制御回路
１４ 受電制御回路
１５ 昇降圧回路
１８ インバータ電源部
３０ 送電電力検知部

Claims (9)

1. 送電コイルと、
   送電電力を前記送電コイルへ出力するインバータ回路と、
   受電電力として前記送電コイルから電力を受け取る受電コイルと、
   前記受電電力が１つの極大値となる受電電力極大周波数よりも高い周波数で、前記インバータ回路を駆動する送電制御回路と、
   前記インバータ回路の入力端に接続されるインバータ電源部とを備え、
   前記インバータ回路は、
   半導体スイッチと、
   前記半導体スイッチと並列に接続されるスナバコンデンサを含むスナバ回路とを含み、
   前記送電制御回路は、前記半導体スイッチがオフした際に、前記スナバコンデンサを前記インバータ電源部の電圧まで充電あるいはゼロまで放電させることが可能な下限駆動周波数で、前記インバータ回路を駆動する非接触充電装置。
2. 請求項１記載の非接触充電装置において、
   前記インバータ電源部に任意の電圧を出力する昇降圧回路をさらに備え、
   前記送電制御回路は、前記インバータ回路を前記下限駆動周波数で駆動し、前記昇降圧回路の出力電圧を大小に変化させることによって前記送電電力を制御する非接触充電装置。
3. 請求項２記載の非接触充電装置において、
   前記送電制御回路は、前記インバータ電源部の電圧を商用電源からの電圧よりも低くなるように設定する非接触充電装置。
4. 請求項３記載の非接触充電装置において、
   前記送電制御回路は、前記インバータ電源部の電圧が前記商用電源からの電圧よりも低い状態で、所定の周期と制御量とに基づいて、前記インバータ回路の駆動周波数を前記下限駆動周波数まで低くする非接触充電装置。
5. 請求項２記載の非接触充電装置において、
   商用電源と前記昇降圧回路との間に接続される入力電力検知部と、
   前記受電コイルからの受電電力を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力端に接続される受電電力検知部とをさらに備え、
   前記下限駆動周波数は、前記入力電力検知部の検知結果と前記受電電力検知部の検知結果とから算出される送電効率が最大となる周波数である非接触充電装置。
6. 請求項１記載の非接触充電装置において、
   前記下限駆動周波数は、前記半導体スイッチをオフした時の電流値より算出される前記送電コイルの蓄積エネルギーが、前記スナバコンデンサを前記インバータ電源部の電圧まで充電またはゼロ電圧まで放電することができるエネルギー以上となる範囲で、最も低い周波数である非接触充電装置。
7. 請求項２記載の非接触充電装置において、
   商用電源と前記昇降圧回路との間に接続される入力電力検知部をさらに備え、
   前記下限駆動周波数は、前記インバータ回路の駆動周波数を変化させる前後の前記入力電力検知部から検出された入力電力の変化量が、所定値以上となる範囲で、最も低い周波数である非接触充電装置。
8. 請求項１記載の非接触充電装置において、
   前記送電制御回路は、受電側ＩＤとバッテリー電圧とから、前記インバータ回路の起動周波数を選択する非接触充電装置。
9. 半導体スイッチと、前記半導体スイッチと並列に接続されるスナバコンデンサを含むスナバ回路とを含むインバータ回路から送電電力を送電コイルへ出力し、
   前記送電コイルから受け取った受電電力が１つの極大値となる受電電力極大周波数よりも高い周波数で、かつ、前記半導体スイッチがオフした際に、前記スナバコンデンサをインバータ電源部の電圧まで充電あるいはゼロまで放電させることが可能な下限駆動周波数で、前記インバータ回路を駆動する非接触充電方法。

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