JP6361282B2 - 非接触給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、非接触給電装置に関するものである。

１次給電線と２次巻線とを磁気結合して電力の伝達を行う給電トランスと、前記給電トランスのインダクタンスと該給電トランスの２次巻線に直列に接続されたコンデンサとによって形成された直列共振回路と、前記直列共振回路から出力される電圧を整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力を定電圧化して出力する定電圧制御手段とを備えた非接触給電装置において、断面がE型状のコアと、このコアの中央脚に巻回された２次巻線により給電トランスを構成し、定電圧制御手段である昇圧チョッパのスイッチング素子のオンデューティ比が、重負荷時に比べて軽負荷時の方が小さくなるように制御するものが開示されている（特許文献１）。

特開２００８−２５９４１９号公報

上記従来の非接触給電装置において、整流器から出力される電圧を平滑するために、平滑用のコンデンサが昇圧チョッパの入力側に接続される。そして、整流器の導通時には、平滑用コンデンサの電圧が直列共振回路のコンデンサと２次巻線に印加され、整流器の電流の導通方向が切り替わる際に、２次巻線に印加される電圧の極性が急激に変化する。そのため、２次巻線には振幅の大きい高調波が発生するという問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、受電コイルに印加される高調波を抑制する非接触給電装置を提供することである。

本発明は、受電コイルに直列に接続された共振コンデンサを含む共振回路と、共振回路から入力される交流電力を整流する整流器と、整流器から出力された電流により充電される平滑コンデンサと、平滑コンデンサと負荷との間に接続された放電用スイッチング素子と、放電用スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、整流器の極性が切り替わるタイミングまでに、放電用スイッチング素子を通じて平滑コンデンサの電荷を放電させることによって上記課題を解決する。

本発明は、整流器の極性が切り替わるときに、平滑コンデンサの電圧が低くなっているため、整流器の極性が切り替わったとしても、受電コイルの電圧変動が抑制され、受電コイルの高調波を抑制することができる。

本発明の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。 比較例に係る非接触給電システムの回路図である。 比較例に係る非接触給電システムにおいて、２次コイル６のコイル電流の特性（ａ）、ブリッジダイオード９の入力電圧の特性（ｂ）、コンバータ２０の入力電流の特性（ｃ）、ＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性（ｄ）、及び、２次コイル６の電圧の特性（ｅ）をそれぞれ示したグラフである。 本発明に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。 本発明に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、電圧比（Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇ）に対する２次コイル６の３次高調波の割合を示したグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性及び電流特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。 図１０の逆阻止型スイッチング素子の回路の例を示す回路図である。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性及び電流特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電流特性及びスイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電圧特性及び電流特性を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムにおいて、２次側回路の電流特性及びスイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
本実施形態に係る非接触給電システムは、例えば、電気自動車等の車両のバッテリを充電する際に、地上側から車両のバッテリに向けて非接触電力を供給するためのシステムである。また、他の例として、非接触給電システムは、走行中の車両に対して電力を供給するシステムにも適用可能である。

以下、図１を用いて、本例の非接触給電システムの構成について説明する。図１は、本発明に係る非接触給電システムの回路図である。非接触給電システムは、地上側に設けられる１次側の非接触給電装置と、車両側に設けられる２次側の非接触給電装置を備えている。１次側の非接触給電装置は、直流電源１、平滑コンデンサ２、インバータ３、共振コンデンサ４、及び１次コイル５を備えている。２次側の非接触給電装置は、２次コイル６、共振コンデンサ７、電圧センサ８、１１、１６、ブリッジダイオード９、ＤＣバスキャパシタ１０、スイッチング素子１２、ダイオード１３、抵抗１４、電流センサ１５、負荷１７、コンバータ２０、コントローラ１００、及び位相同期回路（ＰＬＬ回路）１１０を備えている。

直流電源１は複数の電池を接続することで構成されている。平滑コンデンサ２は直流電源１とインバータ３の間に接続されている。インバータ３は、直流電源１から供給される電力を交流電力に変換し、共振コンデンサ４及び１次コイル５に出力する。インバータ３は、各相に直列接続された複数のスイッチング素子３ａ〜３ｄを有している。インバータ３は、数１０ｋ〜数１００ｋＨｚでスイッチング動作を行い、高周波の交流電力を出力する。なお、スイッチング素子３ａ〜３ｄにはＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子が用いられる。

共振コンデンサ４及び１次コイル５は直列に接続され、インバータ３の出力側に接続されている。共振コンデンサ４及び１次コイル５により共振回路が形成される。１次コイル５は、２次コイル６に対して非接触で電力を供給するためのコイルである。１次コイル５は、例えば、車両が駐車する駐車スペース、又は、車両の走行面などの地表に沿うようなコイル面をもったループ状のコイルにより構成される。

次に２次側の構成を説明する。２次コイル６は、１次コイル５から非接触で供給される電力を２次するコイルである。２次コイル６は、例えば１次コイル５と同様のループ状のコイルにより構成されており、コイル面が車両のシャシに沿うように取り付けられている。共振コンデンサ７は、２次コイル６に対して直列に接続され、２次コイル６と共振回路を形成している。１次コイル５で磁束が発生すると、当該磁束が２次コイル６のコイル面を通過することで、２次コイル６に起電力が発生する。２次コイル６で２次された電力の位相が共振コンデンサ７によって補償された上で、２次コイル６の受電電力がブリッジダイオード９に出力される。

ブリッジダイオード９は、ダイオード９ａ〜９ｄをブリッジ状に接続した整流器であり、２次コイル６及び共振コンデンサ７の共振回路から入力される交流電力を整流する。ブリッジダイオード９は、入力される交流電流の極性の切り替わりによって、ダイオード９ａ〜９ｄの電流方向を切り変える（導通するダイオードを変える）。

ブリッジダイオード９の交流入力端子には電圧センサ８が接続されている。電圧センサ８は、ブリッジダイオード９に入力される入力交流電圧を測定し、位相同期回路１１０に出力する。

ＤＣバスキャパシタ１０は、ブリッジダイオード９の直流出力端子間に接続されている。ブリッジダイオード９により出力される直流電力は、正弦波（ブリッジダイオード９へ入力電力）を全波整流したものであるため、大きなリプル電流を含んでいる。そのため、ＤＣバスキャパシタ１０は、ブリッジダイオード９の出力を平滑して、コンバータ２０へ入力される電圧の変動を抑制している。

ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は、コンバータ２０によって昇圧され、負荷１７に供給される。後述するように、コンバータ２０はＤＣバスキャパシタＣ１１に充電された電力を昇圧する。そのため、コンバータ２０の動作中、ＤＣバスキャパシタ１０が充電された状態を維持しなければならない。本例の非接触給電システムの２次側は、共振コンデンサ７を用いた構成となっており、ＤＣバスキャパシタ１０への入力電流は、２次コイル６から供給されるため、ＤＣバスキャパシタ１０へ供給される電力を急減に増やすことはできない。

その一方で、コンバータ２０への入力電流が急激に増加して、ＤＣバスキャパシタ１０の充電電圧がゼロになると、コンバータ２０の入力電流がゼロになり、コンバータ２０の出力電力が低下する。このような出力電圧の低下を防ぐためには、ＤＣバスキャパシタ１０は、コンバータ２０に対して電流を供給できるように、電荷を溜めておく必要があり、ＤＣバスキャパシタ１０は、ある程度の容量を必要とする。本例において、ＤＣバスキャパシタ１０には、ＤＣバス電圧を安定させるため、数百μＦ〜数千μＦの静電容量をもつキャパシタが用いられる。

電圧センサ１１は、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧を測定するためのセンサであり、ＤＣバスキャパシタ１０に並列に接続されている。電圧センサ１１で測定した電圧はコントローラ１００に出力される。

スイッチング素子１２は、ＤＣバスキャパシタ１０に充電された電荷を放電させるためのスイッチである。スイッチング素子１２には、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子が用いられる。スイッチング素子１２のドレイン端子（高電位側端子）は、配線を介してコンバータ２０の正の入力端子２０ａに接続されている。

抵抗１４は、ＤＣバスキャパシタ１０から放電され、スイッチング素子１２を通じて入力される電荷を消費するための抵抗であり、スイッチング素子１２に直列に接続されている。そして、抵抗１４の一方の端子は、スイッチング素子１２のソース端子（低電位側端子）に接続され、抵抗１４の他方の端子は、配線を介してコンバータ２０の負の入力端子２０ｂに接続されている。また、スイッチング素子１２と抵抗１４との直列回路は、ＤＣバスキャパシタ１０とコンバータ２０との間に接続されており、ＤＣバスキャパシタ１０の電荷を放電する放電回路である。

コンバータ２０は、ブリッジダイオード９から出力され、ＤＣバスキャパシタ１０で平滑された電圧を変換する回路であって、昇圧コンバータである。コンバータ２０は、入力側に正負の入力端子２０ａ、２０ｂと、出力側に正負の出力端子２０ｃ、２０ｄを有している。入力端子２０ａ及び出力端子２０ｃが正側の電源ラインに接続され、入力端子２０ｂ及び出力端子２０ｄが負側の電源ラインに接続されている。

コンバータ２０はＤＣバスキャパシタ１０と負荷１７との間に接続されている。コンバータ２０は、インダクタ２１、スイッチング素子２２、ダイオード２３、及びキャパシタ２４を有している。インダクタ２１の一方の端子は入力端子２０ａに接続されており、インダクタ２１の他方の端子はスイッチング素子２２のドレイン端子及びダイオード２３のアノード端子に接続されている。スイッチング素子２２のドレイン端子は、インダクタ２１の他方の端子とダイオード２３のアノード端子
との接続点に接続されている。スイッチング素子２２のソース端子は、入力端子２０ｂ及び出力端子２０ｄに接続されている。

ダイオード２３のアノード端子は、インダクタ２１の他方の端子とスイッチング素子２２のドレイン端子との接続点に接続され、ダイオード２３のカソード端子は、出力端子２０ｃ及びキャパシタ２４の一方の端子に接続されている。キャパシタ２４の一方の端子は出力端子２０ｃに接続され、キャパシタ２４の他方の端子は出力端子２０ｄに接続されている。

スイッチング素子２２は、コントローラ１００により制御される。コントローラ１００から送信されるスイッチング信号がスイッチング素子２２のゲート端子に入力されることで、スイッチング素子２２のオン、オフが切り替わり、入力電圧が昇圧されて、負荷１７に出力される。

電流センサ１５は、コンバータ２０の出力端子２０ｄに接続され、コンバータ２０から負荷１７への出力電流を測定するセンサである。電圧センサ１６は、コンバータ２０の入力端子２０ｃと出力端子２０ｄとの間に接続され、コンバータ２０から負荷１７への出力電圧を測定するセンサである。電流センサ１５及び電圧センサ１６の測定値はコントローラ１００に出力される。

負荷１７について、例えば非接触給電システムを車両用バッテリの非接触充電装置に適用する場合には、負荷１７はバッテリである。また、例えば非接触給電システムを走行中の車両への電力供給装置に適用する場合には、負荷１７はモータである。

負荷１７がバッテリである場合に、負荷１７に必要な出力電圧はバッテリの充電状態（ＳＯＣ）によって決まる。そのため、負荷１７への出力電圧を調整する機構として、コンバータ２０が設けられている。また、非接触給電システムを走行中の車両への電力供給装置に適用する場合には、負荷１７に出力する電力を地上側で制御することも考えられる、車両の負荷１７であるモータに対して必要な電力の情報は車両側の情報である。そのため、車両から地上側の装置に対して無線等により、必要電力の情報を送信しなければならない。しかしながら、無線通信はノイズ等により阻害される可能性もある。また、一つの地上側コイルに対して、複数のコイルを車両側に配置する場合には、地上側で負荷１７への出力電圧を制御しようとすると、個別に制御できないという不都合が生じる。そのため、出力電圧を車両側で制御できるように、コンバータ２０が設けられている。

位相同期回路１１０は、ブリッジダイオード９の入力側の交流電圧を、電圧センサ８から取得しつつ、取得した交流電圧の周波数に応じてクロック信号を生成する。このとき、クロック信号の周波数は、交流電圧の周波数の２倍に設定される。また、位相同期回路１１０は、電圧センサ８から入力される入力信号に基づき、フィードバック制御を行い、入力信号と同期するようにクロック信号を生成し、コントローラ１００に出力する。

コントローラ１００は、スイッチング素子１２及びスイッチング素子２２を駆動する制御回路である。コントローラ１００は、位相同期回路１１０から入力されるクロック信号に基づいて、スイッチング素子１２を駆動させるためのスイッチング信号を生成し、スイッチング素子１２のゲート端子に出力する。また、コントローラ１００は、電流センサ１５及び電圧センサ１６から負荷１７への出力電力を取得しつつ、出力電力が負荷１７への要求電力と一致するようフィードバック制御を行って、スイッチング素子２２を駆動させる。

ここで、本発明とは異なり、スイッチング素子１２及び抵抗１４を設けていない比較例に係る非接触給電システムの回路動作と、２次コイル６で発生する高調波について、図２及び図３を用いて説明する。図２は、比較例に係る非接触給電システムの回路図である。図３は、２次コイル６のコイル電流の特性（ａ）、ブリッジダイオード９の入力電圧の特性（ｂ）、コンバータ２０の入力電流の特性（ｃ）、ＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性（ｄ）、及び、２次コイル６の電圧の特性（ｅ）をそれぞれ示したグラフである。

図２に示すように、比較例に係る非接触給電システムは、本発明と比較して、スイッチング素子１２及び抵抗１４を設けておらず、位相同期回路１１０も設けていない。その他の構成は、本発明に係る非接触給電システムと同様である。なお、図２では、１次側の構成を省略した上で、図示している。

例えば、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が＋３４０Ｖの状態で、非接触給電システムが動作しているとする。このとき、ＤＣバス電圧は、３４０Ｖで一定の電圧値を保っている。２次コイル６の交流電流の波形は、図３（ａ）に示すような正弦波となる。２次コイル６の電流の極性が変わる時（交流電流がプラスからマイナス、又は、マイナスからプラスに変わる時）には、ブリッジダイオード９の極性が切り替わり、ブリッジダイオード９への入力電圧の波形は、図３（ｂ）のような正負を交互に切り替えた矩形波となる。

時刻ｔ_１の時点で、ブリッジダイオード９のダイオード９ａ、９ｄが導通し、ダイオード９ｂ、９ｃが遮断していたとすると、ブリッジダイオード９の入力電圧は＋３４０Ｖとなる。そして、時刻ｔ_２で、２次コイル６の電流の極性が切り替わると、ブリッジダイオード９の電流の導通方向が変わり、ダイオード９ａ、９ｄが遮断し、ダイオード９ｂ、９ｃが導通する。そのため、時刻ｔ_２で、ブリッジダイオード９の入力電圧は−３４０Ｖとなる。すなわち、時刻ｔ_２で、ＤＣバス電圧の２倍の電圧である６８０Ｖの電圧変化が、２次コイル６及び共振コンデンサ７の共振回路に印加されることになる。

このような急激な電圧変化は、高い周波数成分で生じるため、２次コイル６に直列接続されたコンデンサ７では、高周波数成分の電圧変化による電圧降下はなく、高周波成分の電圧変化は２次コイル６に印加される。２次コイル６には、１次コイル５との磁気的な結合により交流電流が流れている。そのため、コイル間の磁気的な結合による交流電流が２次コイル６に流れている状態で、２次コイル６には、高周波成分の電圧変化による交流電流も流れる。そして、交流電流の傾きに比例した電圧が２次コイル６に生じる。２次コイル６の交流電圧が最大もしくは最少のところで、交流電流の流れる方向が正から負、又は、負から正へと切り替わる。

図３（ｅ）に示すように、２次コイル６の電圧波形は、２次コイル６の交流電圧波形の頂点において、ＤＣバス電圧の２倍のステップ状の電圧変化を、２次コイル６の交流電圧に重畳された波形となる。交流電圧に重畳されるステップ状の電圧変化は高調波を含んでいるため、この大きな電圧変化によって、２次コイル６にノイズ（高調波ノイズ）が発生することになる。

さらに、高調波ノイズの発生の原因となる電圧変化は、ブリッジダイオード９の極性が反転するときに、ＤＣバスキャパシタ１０に充電されている電圧の大きさに依存する。比較例では、図３（ｂ）及び（ｄ）に示すように、ブリッジダイオード９の極性が反転するタイミング（時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３）で、ＤＣバスキャパシタ１０は多くの電荷を蓄積しており、ＤＣバスキャパシタ１０の充電電圧が高くなっている。そして、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３における、ブリッジダイオード９の電圧変化は、ＤＣバスキャパシタ１０の充電電圧の２倍になり、２次コイル６の交流電流に重畳される。ゆえに、比較例では、２次コイル６に大きなノイズ（高調波ノイズ）が発生する。

本発明に係る非接触給電システムでは、上記のような高調波を抑制するために、スイッチング素子１２及び抵抗１４を設けつつ、以下に説明するように回路を動作させている。

図４Ａ及び図４Ｂは、本発明に係る非接触給電システムの２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。図４Ａ、４Ｂにおいて、（ａ）は２次コイル６のコイル電流の特性を示し、（ｂ）はブリッジダイオード９の入力電圧の特性を示し、（ｃ）はスイッチング素子２２のスイッチング信号の特性を示し、（ｄ）はコンバータ２０の入力電流の特性を示し、（ｅ）はスイッチング素子１２のスイッチング信号の特性を示し、（ｆ）はスイッチング素子１２に流れる電流の特性を示し、（ｇ）はＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性を示し、（ｈ）２次コイル６の電圧の特性を示す。

２次コイル６の入力電流は、図４Ａ（ａ）に示すような交流波形となり、電流の流れる方向は、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で反転する。２次コイル６の入力電流がブリッジダイオード９に入力され、電圧センサ８で測定される電圧波形は図４Ａ（ｂ）のようになる。ブリッジダイオード９の入力電圧の波形は、２次コイル６の入力電流と同様に、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で正負を反転する。

位相同期回路１１０は、電圧センサ８の測定電圧の波形からクロック信号を生成する。クロック信号は、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの時間（時刻ｔ_２から時刻ｔ_３までの時間）を１周期とする。この周期（クロック信号の周波数）は、２次コイル６の電流の周波数に対して２倍になるように設定されている。

ブリッジダイオード９の出力電圧はＤＣバスキャパシタ１０に印加され、ＤＣバスキャパシタ１０が充電される。ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は電圧センサ１１のより測定され、測定電圧はコントローラ１００に入力される。

コントローラ１００はスイッチング素子１２を駆動させるスイッチング信号及びスイッチング素子２２を駆動させるスイッチング信号を生成する。スイッチング素子２２のスイッチング信号は図４Ａ（ｃ）に示すような矩形波となる。スイッチング素子２２は、図４Ａ（ｃ）に示す波形のハイレベルでオン状態となり、ローベルでオフ状態となる。ハイレベルの期間は、スイッチング素子２２のオン期間となり、ローレベルの期間がオフ期間となる（以下、他のスイッチング信号も同様）。

コンバータ２０の入力側には、インダクタ２１が接続されているため、図４Ａ（ｄ）に示すように、コンバータ２０の入力電流は比較的、滑らかな一定値をとる。そのため、スイッチング素子２２のオン、オフを切り替えたとしても、コンバータ２０の入力側の電流は変わらないため、ＤＣバスキャパシタ１０の電荷の放電量を調整することはできない。

また、スイッチング素子２２のオン期間を定めるデューティー比は、負荷１７に必要な電圧により決まる。すなわち、スイッチング素子２２のスイッチン信号の周波数やデューティー比は、負荷１７側からの要求で定まるものであるため、ＤＣバスキャパシタ１０の電荷の放電用のスイッチとして用いることは難しい。

スイッチング素子１２のスイッチング信号は図４Ｂ（ｅ）に示すような矩形波となる。スイッチング素子１２のスイッチング信号は、時刻ｔ_２の経過後に立ち上がり（時刻ｔ_ａ）、時刻ｔ_３の直前まで（時刻ｔ_ｂ）、スイッチング素子１２のオン期間となるような波形である。言い替えると、スイッチング素子１２のスイッチング信号は、時刻ｔ_２から半周期（クロック信号の周期の半分）を経過した時点以降に立ち上がり、時刻ｔ_３を経過するまでに立ち下がることで、半周期の経過した時点以降で、かつ、時刻ｔ_ｂまでをオン期間としている。スイッチング信号のオン期間は、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３までの間に限らず、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの間にも、同様の周期で生成されている。

そして、時刻ｔ_ａから時刻ｔ_ｂまでのオン期間中、スイッチング素子１２がオン状体になると、ＤＣバスキャパシタ１０はスイッチング素子１２を介して抵抗１４と導通されるため、ＤＣバスキャパシタ１０の電荷がスイッチング素子１２を通じて放電され、抵抗１４で消費される。そして、時刻ｔ_３までに、スイッチング素子１２はオフ状態に切り替わり、ＤＣバスキャパシタ１０の放電が終わる。これにより、ＤＣバスキャパシタ１０の電荷は、ブリッジダイオード９の極性の反転のタイミングまでに、スイッチング素子１２を通して放電される。

ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は、図４Ｂ（ｇ）に示すように、スイッチング素子１２のオン期間である時刻ｔ_ａからｔ_ｂの間に大きく電圧降下して、ブリッジダイオード９の極性の切り替わりタイミングである時刻ｔ_３には３０Ｖになっている。２次コイル６に発生する電圧変動は３０Ｖの２倍の６０Ｖに抑えられるため（図４Ｂ（ｆ））、高調波ノイズの発生を抑えることができる。

上記のように、本発明はＤＣバスキャパシタ１０に、放電用のスイッチング素子としてスイッチング素子１２を接続し、ブリッジダイオード９の極性が切り替わるタイミングまでに、スイッチング素子１２を通じてＤＣバスキャパシタ１０の電荷を放電させている。これにより、ＤＣバスキャパシタ１０からの放電量をスイッチング素子１２の導通時間によってコントロールすることができる。また、本発明は、ブリッジダイオード９の極性が切り替わるまでに（極性の切り替わりの直前に）、ＤＣバスキャパシタ１０を放電するので、ブリッジダイオード９の極性の切り替わりのタイミングでＤＣバスキャパシタ１０の電圧を減少させることができる。そのため、ブリッジダイオード９の極性の切り替わりにおける２次コイルの電圧変動を減少させることができ、２次コイルの高調波ノイズを抑制できる。

また本発明は、クロック信号の周波数を電圧センサ８で測定された交流電圧の周波数の２倍にしてクロック信号を生成し、クロック信号と同期するようにスイッチング素子１２のスイッチング信号を生成する。これにより、電圧センサ８の測定値から、ブリッジダイオード９の極性の反転するタイミングを把握することができる。またクロック信号とスイッチング信号とを同期させているので、コントローラ１００の設計を容易にすることができる。

また、本発明はクロック信号のクロックの終了（時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３に相当）の直前まで、ＤＣバスキャパシタ１０が放電するように、スイッチング素子１２のオン期間を設定している。これにより、ブリッジダイオード９の極性の切り替わるタイミングにおいて、ＤＣバスキャパシタ１０が最も放電された状態にすることができる。よって、２次コイル６の高調波を低減することができるようになる。

なお、スイッチング素子１２、２２は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ等の半導体素子でもよい。スイッチング素子１２、２２にＩＧＢＴを用いた場合には、コレクタ端子が高電位側端子となり、エミッタ端子が低電位側端子となる。

また、２次側の共振回路は直列共振回路に限らず、並直列共振回路（２次コイル６にキャパシタを並列に接続し、２次コイル６にキャパシタを直列に接続した回路）であってもよい。２次側の共振回路を並直列共振回路とすることで、１次コイル５と２次コイル６の相対位置がずれた際に出力電力の低下を防ぐことができる。

上記のブリッジダイオード９が本発明の「整流器」に相当し、コントローラ１００が本発明の「制御手段」に相当し、２次コイル６が本発明の「受電コイル」に相当し、ＤＣバスキャパシタ１０が本発明の「平滑コンデンサ」に相当し、電圧センサ８が本発明の「第１電圧測定手段」に相当し、電圧センサ１１が本発明の「第２電圧測定手段」に相当する。

《第２実施形態》
図５は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、スイッチング素子１２及び抵抗１４の代わりに、コンバータ２０内のスイッチング素子で、ＤＣバスキャパシタ１０を放電している点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。

以下、本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの構成のうち、第１実施形態と異なる構成を説明する。コンバータ２０は、スイッチング素子２５、インダクタ２６、ダイオード２７及びキャパシタ２８を有している。コンバータ２０は昇降圧コンバータである。スイッチング素子２５のドレイン端子はコンバータ２０の正の入力端子２０ａに接続されており、スイッチング素子２５のソース端子はインダクタ２６の一方の端子とダイオード２７のカソード端子との接続点に接続されている。インダクタ２６の一方の端子はスイッチング素子２５のソース端子とダイオード２７のカソード端子との接続点に接続されており、インダクタ２６の他方の端子はコンバータ２０の負の入力端子２０ｂ及びキャパシタ２８の他方の端子に接続されている。

ダイオード２７のアノード端子はキャパシタ２８の一方の端子及びコンバータ２００の正の出力端子２０ｃに接続されており、ダイオード２７のカソード端子はスイッチング素子２５のソース端子とインダクタ２６の一方の端子の接続点に接続されている。キャパシタ２８の一方の端子はダイオード２７のアノード端子及びコンバータ２０の正の出力端子２０ｃに接続されており、キャパシタ２８の他方の端子はコンバータ２０の負の出力端子２０ｄに接続されている。

次に、非接触給電システムの回路の動作を、図６Ａ及び図６Ｂを用いて説明する。図６Ａ及び図６Ｂは、本発明に係る非接触給電システムの２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。図６Ａ、６Ｂにおいて、（ａ）は２次コイル６のコイル電流の特性を示し、（ｂ）はブリッジダイオード９の入力電圧の特性を示し、（ｃ）はクロック信号を示し、（ｄ）はスイッチング素子２５のスイッチング信号の特性を示し、（ｅ）はコンバータ２０の入力電流の特性を示し、（ｆ）はＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性を示し、（ｅ）２次コイル６の電圧の特性を示す。

２次コイル６の入力電流は、図６Ａ（ａ）に示すような交流波形となり、電流の流れる方向は、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で反転する。また、ブリッジダイオード９の極性も、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で反転する（図６Ａ（ｂ）参照）。位相同期回路１１０は、図６Ａ（ｃ）に示すように、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で定まる周期のクロック信号を生成する。

コントローラ１００は、位相同期回路１１０のクロック信号と同期しつつ、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３を立ち下がりエッジとするスイッチング信号を生成する。スイッチング信号は、スイッチング素子２５を駆動するための信号である。スイッチング信号は、時刻ｔ_１の経過後、一定の期間をオフ期間としつつ、１周期の途中から時刻ｔ_２までをオン期間とする信号である。

コンバータ２０の入力電流は図６Ｂ（ｅ）のような断続的な電流波形となる。コンバータ２０の入力側にはスイッチング素子２５を設けているため、スイッチング素子２５のオフ期間にはコンバータ２０の入力電流がゼロになり、スイッチング素子２５のオン期間に入力電流が流れる。

ＤＣバスキャパシタ１０の電圧波形は、図６Ｂ（ｆ）のような波形となる。ＤＣバスキャパシタ１０は、コンバータ２０の電流が流れていない期間に充電され、ＤＣバスキャパシタ１０は、コンバータ２０の電流が流れている期間に放電される。すなわち、スイッチング素子２５のオン期間で、ＤＣバスキャパシタ１０がコンバータ２０と導通するため、ＤＣバスキャパシタ１０の電荷が放電されて、コンバータ２０の入力電流が流れる。そして、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は、時間ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で最少の値の３５Ｖとなる。

時間ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３はブリッジダイオード９の極性の反転するタイミングであるため、ＤＣバス電圧の３５Ｖの２倍である７０Ｖの電圧変動が発生する。そして、ブリッジダイオード９の極性の反転に伴う電圧変動は、２次コイル６の交流電圧に重畳される。そのため、２次コイル６の電圧波形は、図６Ｂ（ｇ）に示すように、交流波形に対して、時間ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３のタイミングで７０Ｖのステップ電圧を重畳した形となる。本発明の２次コイル６の電圧波形は、第１実施形態に示した比較例１の２次コイル電圧波形と比較して、時間ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３の電圧変動を大幅に低減されている。これにより、高調波ノイズを大幅に低減することができる。

高調波ノイズを低減できるレベルは、ブリッジダイオード９の極性の反転時における、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧に依存している。そのため、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧をどの程度まで下げればよいのか、以下に説明する。

ＤＣバスキャパシタ１０の平均電圧をＶ_ａｖｇとし、ＤＣバスキャパシタ１０の最低電圧（ブリッジダイオード９の極性の反転時の電圧）をＶ_ｍｉｎとする。そして、ＤＣバスキャパシタ１０の平均電圧に対する最小電圧の電圧比（Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇ）と、２次コイル６の３次高調波の割合をプロットすると、図７のようなグラフとなる。図７は、電圧比（Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇ）に対する２次コイル６の３次高調波の割合を示したグラフである。

図７に示すように、ＤＣバスキャパシタ１０の最小電圧を下げるほど、高調波の割も低減している。例えば、電圧比（Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇ）が０．６の時には３次高調波の割合は約１０％になり、大きなノイズ低減効果を得ることができる。その一方で、電圧比（Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇ）が０．３以下の場合には、３次高調波の割合は、ほぼ一定値となり、高調波ノイズ低減効果は高まらない。そして、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧がゼロになると、コンバータ２０の出力電圧が低下する。そのため、電圧比（Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇ）は０．１以上から０．６以下の間（または０．１以上から０．３以下の間）になるように、設計するとよい。

次に、ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量について説明する。上記のとおり、コンバータ２０の入力電流が流れることで、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は低下する。低下させる電圧の大きさを最適にするためには、以下に説明するように、設計段階でＤＣバスキャパシタ１０の静電容量を適切な値にすることが求められる。

図８は、本発明に係る非接触給電システムの２次側回路の電圧特性及び電流特性を説明するためのグラフである。図８において、（ａ）はＤＣバスキャパシタ１０の入力電流の特性を示し、（ｂ）はコンバータ２０の入力電流の特性を示し、（ｃ）はＤＣバスキャパシタ１０の入出力電流の特性を示し、（ｄ）はＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性を示す。なお、（ｃ）のグラフにおいて、プラスがＤＣバスキャパシタ１０への入力電流を、マイナスがＤＣバスキャパシタ１０からの出力電流を示す。

ＤＣバスキャパシタ１０には、図８（ａ）に示す波形の入力電流が入力される。コンバータ２０の入力電流の波形は図８（ｂ）で示され、時間ｔ_４から時間ｔ_５の期間で、コンバータ２０の入力電流が流れている。なお、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの期間はスイッチング素子２５のオン期間に相当する。時間ｔ_４から時間ｔ_５までの期間、ＤＣバスキャパシタ１０はコンバータ２０に電流を出力することで、放電しているため、図８（ｃ）に示すような出力電流がＤＣバスキャパシタ１０から出力される。そして、図８（ｄ）に示すように、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの期間、ＤＣバスキャパシタ１０の放電により、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は低下する。ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は、ブリッジダイオード９の極性の反転のタイミング（時間ｔ_５）で最小値（Ｖ_ｍｉｎ）となる。

ＤＣバスキャパシタ１０の電圧リプルの半分の電圧は、ＤＣバスキャパシタ１０の平均電圧（Ｖ_ａｖｇ）と最小電圧（Ｖ_ｍｉｎ）の電圧差（Ｖ_ａｖｇ−Ｖ_ｍｉｎ）で表される。そして、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの期間で降下するＤＣバスキャパシタ１０の電圧は、電圧リプルの全体となるため、２・（Ｖ_ａｖｇ−Ｖ_ｍｉｎ）で表される。

ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量をＣ_ｄｃとすると、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの間にＤＣバスキャパシタ１０から出力される電荷（Ｑ_３）の大きさは、キャパシタの電圧と電荷の関係式から式（１）で表される。

図８（ａ）〜（ｃ）に示すように、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの期間、ＤＣバスキャパシタ１０には、図８（ａ）入力電流による電荷Ｑ_１が流入しつつ、コンバータ２０の入力電流（ＤＣバスキャパシタ１０からみると出力になる）により電荷Ｑ_２が流出している。すなわち、ＤＣバスキャパシタ１０から実際に出力されている電荷（Ｑ_３）は、電荷（Ｑ_１）と電荷（Ｑ_３）との差分となる。

電荷Ｑ_１は、図８（ａ）に示す電流波形を、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの間で積分した値となる。ＤＣバスキャパシタ１０の入力電流は、ブリッジダイオード９により正弦波を全波整流した波形であり、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの積分値は、全波整流した波形の一部分の面積（図８（ａ）の斜線部分）となる非接触給電システムの動作周波数（駆動周波数）Ｆ_ｗｃｓ、コンバータ２０の出力電力をＰ_ｏｕｔ、コンバータ２０のスイッチング周期をＴ_ｓ、コンバータ２０のデューティー比をＤとする。スイッチング周期Ｔ_ｓは式（２）で示される。

ＤＣバスキャパシタ１０の入力電流の平均値（Ｉ_ａｖg１）は式（３）で示される。

ＤＣバスキャパシタ１０の入力電流は正弦波状であり、ＤＣバスキャパシタ１０の入力電流の最大値（Ｉ_ｍａｘ）は式（４）で示される。

時間ｔ_４から時間ｔ_５までの正弦波の積分値は式（５）で表される。

そして、式（４）及び式（５）を掛け合わせ、さらに１周期に換算するために（Ｔ_ｓ／π）を掛け合わせると、電荷Ｑ_１は式（６）のように算出される。

電荷Ｑ_２は、時間ｔ_４から時間ｔ_５までの時間にコンバータ２０の入力電流の値を掛け合わせた面積に相当する。コンバータ２０のインダクタ２６に流れる電流が一定として近似すると、コンバータ２０の入力電流の平均値（Ｉ_ａｖg２）は式（７）で表される。

時間ｔ_４から時間ｔ_５までの時間は、Ｄ・Ｔ_ｓで表される。そして、式（７）に時間（Ｄ・Ｔ_ｓ）を掛け合わせると、電荷Ｑ_２は式（８）のように算出される。

そして、電荷Ｑ_３は電荷Ｑ_２から電荷Ｑ_１を差し引いた値となり、さらに、式（１）を用いると、ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量（Ｃ_ｄｃ）は式（９）のように算出される。

図７に示すとおり、高調波ノイズの低減効果は、電圧比（Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇ）がゼロ（Ｖ_ｍｉｎ＝０）より高く、０．６以下が好ましい。そして、高調波ノイズの低減の高い電圧比の範囲を、式（９）に代入すると、静電容量（Ｃ_ｄｃ）の範囲が式（１０）のように定まる。

静電容量Ｃ_ｄｃの設定する値にあたって、本発明の非接触給電システムでは、コンバータ２０の出力電力Ｐ_ｏｕｔを定格電力（最大電力）とする。出力電力Ｐ_ｏｕｔを定格電力として、静電容量Ｃ_ｄｃの値を設定すると、最もノイズが大きくなる定格電力の時に、Ｖ_ｍｉｎが適切な値になる。そして、出力電力Ｐ_ｏｕｔが定格電力より下がって、コンバータ２０の入力電流が低下した場合には、Ｖ_ｍｉｎが上昇する。そのため、どの動作範囲でもＤＣバスキャパシタ１０の電圧がゼロにならないため、コンバータ２０の入力電流がゼロになることを防ぐことができる。

上記のように、本発明はコンバータ２０を昇圧用の変換回路で構成しつつ、コンバータ２０に含まれるスイッチング素子２５を、ＤＣバスキャパシタ１０の放電用のスイッチング素子として駆動させて、ブリッジダイオード９の極性が切り替わるタイミングまでに、スイッチング素子２５を通じてＤＣバスキャパシタ１０の電荷を放電させている。これにより、ＤＣバスキャパシタ１０からの放電量をスイッチング素子２５の導通時間によってコントロールすることができる。また、本発明は、ブリッジダイオード９の極性の切り替わりにおける２次コイルの電圧変動を減少させることができ、２次コイルの高調波ノイズを抑制できる。

なお、本発明の変形例として、コントローラ１００は、電圧センサ１１の測定電圧から、ＤＣバスキャパシタ１０の平均電圧（Ｖ_ａｖg）を測定し、ブリッジダイオード９の極性の反転時におけるＤＣバスキャパシタ１０の電圧（Ｖ_ｍｉｎ）が平均電圧（Ｖ_ａｖg）の０．６倍になるように、スイッチング素子２５のオン時間を設定してもよい。例えば、時間ｔ_３までのスイッチング素子２５のオン期間を調整する際には、コントローラ１００は、スイッチング素子２５のオフ期間中に立ち上がるＤＣバスキャパシタ１０の電圧から平均電圧（Ｖ_ａｖg）を演算する。または、コントローラ１００は、時間ｔ_３より前の、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧の波形から平均電圧（Ｖ_ａｖg）を演算する。ＤＣバスキャパシタ１０の電圧のピーク値から時刻ｔ_３までに降下する電圧変化量は、スイッチング素子２５のオン時間に対応する。そのため、コントローラ１００は、平均電圧（Ｖ_ａｖg）に対して降下させる電圧変化量が大きいほど、スイッチング素子２５のオン時間を長くなるように、スイッチング信号を生成する。また、コントローラ１００は、コンバータ２０の入力電流をフィードバック制御して、電圧（Ｖ_ｍｉｎ）を平均電圧（Ｖ_ａｖg）の０．６倍とするように、制御してもよい。これにより、変形例に係る非接触給電システムは、２次コイル６の高調波ノイズを低減できる。なお、電圧（Ｖ_ｍｉｎ）の目標値は、必ずしも平均電圧（Ｖ_ａｖg）の０．６倍とする必要はなく、平均電圧（Ｖ_ａｖg）に所定の係数（１より小さい正の値）を乗じた値とすればよい。

なお、本実施形態ではコンバータ２０を昇圧コンバータとした場合を一例として説明したが、コンバータ２０が降圧コンバータであってもよい。コンバータ２０を降圧コンバータで構成することで、昇圧コンバータの場合と同様に、コンバータ２０の入力電流を周期的に変化させることができ、２次コイル６の高調波ノイズを低減できる。また、負荷１７への出力電圧がＤＣバスキャパシタ１０の電圧よりも低い場合にはコンバータ２０の効率を高めることができる。

またコンバータ２０が昇降圧コンバータであることで、コンバータ２０の入力にスイッチング素子２５が直列に接続されており、入力電流を断続的にすることができる。入力電流が断続的になっているので、ブリッジダイオード９の入力電流の切り替わりタイミングの直前のみに、選択的にＤＣバスキャパシタ１０から電荷を引き抜くことができ、ブリッジダイオード９の入力電流の切り替わりタイミングにおけるＤＣバスキャパシタ１０の電圧を低減できる。これにより、２次コイル６に発生する電圧ステップを低減でき、結果的に２次コイル６の高調波を低減することができる。さらに、２次コイル６の受電電圧と負荷１７の電圧とが異なる場合、負荷１７にあわせて出力する電圧を調節できる。

なお、図６Ａ、６Ｂ及び図８に示す動作波形は、出力電力Ｐ_ｏｕｔを２４ｋＷとし、ＤＣバスキャパシタ１０の平均電圧Ｖ_ａｖｇを３２０Ｖとし、スイッチング素子２５のスイッチング信号のデューティー比Ｄを０．４５とし、非接触給電システムの動作周波数Ｆ_ｗｃｓを８５ｋＨｚとする条件において、Ｖ_ｍｉｎ／Ｖ_ａｖｇの値がおおよそゼロとし、ＤＣバスキャパシタ１０の容量Ｃ_ｄｃを０．４μＦでとしたときのシミュレーション結果である。

《第３実施形態》
本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムを説明する。本例では上述した第１実施形態に対して、スイッチング素子２５のスイッチング信号が異なる。これ以外の構成は上述した第２実施形態と同じであり、その記載を援用する。

第２実施形態に係る非接触給電システムでは、コンバータ２０の出力電圧が変換すると、コンバータ２０の入力電流も変化するため、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧（Ｖ_ｍｉｎ）が変化する。そして、電圧（Ｖ_ｍｉｎ）の変化に伴い、２次コイル６の高調波ノイズの大きさが変化する。本実施形態では、コンバータ２０の出力電圧が変化しても、２次コイル６の高調波ノイズの変化量を抑制できるように、以下のように制御している。

本発明の非接触給電システムの回路の動作を、図９を用いて説明する。図９は、本発明に係る非接触給電システムの２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。図９において、（ａ）は２次コイル６のコイル電流の特性を示し、（ｂ）はブリッジダイオード９の入力電圧の特性を示し、（ｃ）はスイッチング素子２５のスイッチング信号の特性を示し、（ｄ）はコンバータ２０の入力電流の特性を示し、（ｅ）はＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性を示し、（ｆ）２次コイル６の電圧の特性を示す。

スイッチング素子２５のスイッチング信号は、図９（ｃ）のような波形となる。スイッチング信号は、クロック信号の１周期に対して、複数のオン時間を含んでいる。図９（ｃ）の例では、スイッチング信号は１周期あたり２つのオン時間を含んでいる。２つのオン時間の間には、オフ時間が含まれている。時刻ｔ_２からｔ_３までの周期において、２つのオン時間のうち前のオン時間は時刻ｔ_a（時刻ｔ_２の後の時間）から時刻ｔ_aまでの時間であり、後のオン時間は時刻ｔ_ｃから時刻ｔ_３までの時間である。そして、時刻ｔ_ｂから時刻ｔ_ｃまでの時間がオフ時間となる。また、前のオン時間の長さは、後のオン時間の長さより短い。すなわち、スイッチング信号は、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３を立ち下がりエッジとするオン時間のパルスと、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３の各パルスの間に、追加のオン時間のパルスを含んでいる。そして、コンバータ２０は、図９（ｃ）のスイッチング信号により駆動する。

コンバータ２０の入力電流は図９（ｄ）のような電流は波形となり、スイッチング信号のオン状態に同期して流れる。このとき、コンバータ２０の入力電流が大きいほどコンバータ２０の出力電流は大きくなる。ＤＣバスキャパシタ１０の降下電圧はスイッチング信号のオン時間の長さに応じて決まる。そのため、コンバータ２０の入力電流を大きくして、コンバータ２０の出力電流を大きくした分、ＤＣバスキャパシタ１０の降下電圧が大きくなる。

ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は図９（ｅ）のような波形となる。スイッチング素子２５のオン状態である、時刻ｔ_ａから時刻ｔ_ｂまでの時間では、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が１００Ｖ降下し、時刻ｔ_ｂから時刻ｔ_ｃまでの時間では、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が６００Ｖ降下している。ＤＣバスキャパシタ１０の降下電圧の合計は、７００Ｖとなる。ＤＣバスキャパシタ１０に許容される電圧を６５０Ｖとすると、ＤＣバスキャパシタ１０の降下電圧はＤＣバスキャパシタ１０の許容電圧（６５０Ｖ）を超えている。

本実施形態とは異なり、スイッチング信号が、時間ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で示す１周期あたり１つのオン時間のパルスを含むような信号であり、さらに、７００Ｖの降下電圧を得るようにオン時間が設定された場合には、時間ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３のＤＣバスキャパシタ１０の電圧がゼロになってしまう。そして、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧がゼロになると、コンバータ２０は入力電流を取れなくなるため、コンバータ２０出力電力が低下する。

一方、本実施形態では、１周期あたりのオン時間のパルスが複数になるようにスイッチング信号が生成されているため、１周期あたりのＤＣバスキャパシタ１０の降下電圧が、複数のパルスに応じて分散され、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧リプルの幅が小さくなり、電圧リプルの大きさが６５０Ｖ以下に抑えられている。そのため、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧がゼロにならず、コンバータ２０の出力低下が抑制される。

また、本実施形態において、時刻ｔ_ａから時刻ｔ_ｂまでのパルス信号の幅（本発明の「第１オン期間」の長さに相当）が、時刻ｔ_ｂから時刻ｔ_ｃまでのパルス信号の幅（本発明の「第２オン期間」の長さに相当）以下に設定されている。そのため、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が、時刻ｔ_ｂから時刻ｔ_ｃまでのパルス信号の立ち下がり時点で、最も低くすることができるため、高調波ノイズを抑制できる。

なお、スイッチング信号の波形について、オン期間のパルスの数は、１周期あたりに２つに限ることはなく、３つ以上であってもよい。これにより、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧リプルの幅をさらに小さくすることができ、より大電力に対応できる。

また、本発明において、ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量（Ｃ_ｄｃ）の大きさを決める際には、第２実施形態で示した方法で、高調波ノイズが問題とならないような最適な静電容量（Ｃ_ｄｃ）を設定する。このとき、スイッチング信号が１周期あたりに１つのオン期間のパルスを含むことを前提として、静電容量（Ｃ_ｄｃ）の最適値を演算する。これにより、コンバータ２０の所定の出力範囲では、コンバータ２０が、１周期あたりに１つのパルスを含むスイッチング信号で駆動したとしても、高調波ノイズは許容値以下に抑制される。そして、コンバータ２０の出力電力が、所定の出力範囲を超える場合には、本実施形態で示した方法の下、コントローラ１００が、１周期あたり複数のパルスを含むスイッチング信号でコンバータ２０を駆動させることで、ＤＣバスキャパシタの電圧がゼロにならないようにしつつ、高調波ノイズを低く保ったまま、出力電力を増加させることができる。

《第４実施形態》
図１０は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。本例では上述した第２実施形態に対して、コンバータの構成及びコンバータの制御の一部が異なる。これ以外の構成及び制御は上述した第２実施形態と同じであり、第１〜第３実施形態の記載を適宜、援用する。

以下、本発明の実施形態に係る非接触給電システムの構成のうち、第２実施形態と異なる構成を説明する。コンバータ３０は、スイッチング素子３１、３３、ダイオード３２、インダクタ３４、逆阻止型スイッチング素子３５、３６、キャパシタ３７を有している。

図１１を用いて、逆阻止型スイッチング素子３５、３６の構成を説明する。図１１は逆阻止型スイッチング素子３５、３６の回路の例を示している。逆阻止型スイッチング素子３５、３６は、ＩＧＢＴ等の半導体素子等により構成されている。逆阻止型スイッチング素子３５、３６は、一方向のみの電流を導通して、逆方向の電流を導通しない素子である。例えば、図１１（ａ）に示すように、逆阻止型スイッチング素子３５は、ダイオード３５ａ、３５ｄ及びスイッチング素子３５ｂ、３５ｃを有する。ダイオード３５ａとスイッチング素子３５ｂは、電流の導通方向を同じ方向にして、直列に接続されている。ダイオード３５ｄとスイッチング素子３５ｃは、電流の導通方向を同じ方向にして、直列に接続されている。そして、ダイオード３５ａとスイッチング素子３５ｂの直列回路と、ダイオード３５ｄとスイッチング素子３５ｃの直列回路が、互いに電流の導通方向を逆向きにしつつ、並列に接続されている。このような回路において、コントローラ１００は、スイッチング素子３５ｃをオフ状態で維持しつつ、スイッチング素子３５ｂのオン、オフを切り替えることで、一方向のみの電流の導通及び遮断を切り替えつつ、他方向の電流を遮断する。なお、逆阻止型スイッチング素子３５の回路は、図１１（ａ）に示す回路に限らず、図１１（ｂ）、（ｃ）に示す回路でもよく、他の回路でもよい。また、逆阻止型スイッチング素子３５、３６は、図１１（ａ）〜図１１（ｃ）に示すような複数の回路素子で構成する必要はなく、単一の素子でもよい。また、逆阻止型スイッチング素子３５、３６にＭＯＳＦＥＴのような高速な素子を使うことで、逆阻止型ＩＧＢＴよりもスイッチング損失を減らすことができる。

図１０では、図１１に示したように逆阻止型スイッチング素子３５、３６の回路を、１つのトランジスタ（ＩＧＢＴ）の回路記号で表している。そして、図１０に示す逆阻止型スイッチング素子３５、３６のコレクタ端子は、電流の導通方向で正側の端子となり、逆阻止型スイッチング素子３５、３６のエミッタ端子が電流の導通方向で負側の端子となる。

スイッチング素子３１のドレイン端子はコンバータ３０の正の入力端子３０ａに接続されており、スイッチング素子３１のソース端子はインダクタ３４の一方の端子とダイオード３２のカソード端子との接続点に接続されている。ダイオード３２のアノード端子はコンバータ３０の負の入力端子３０ｂに接続されている。

インダクタ３４の一方の端子はスイッチング素子３１のソース端子とダイオード２７のカソード端子との接続点に接続されており、インダクタ２６の他方の端子はスイッチング素子３３のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子３３のドレイン端子は、逆阻止型スイッチング素子３５のコレクタ端子と逆阻止型スイッチング素子３６のエミッタ端子との接続点に接続されており、スイッチング素子３３のソース端子はキャパシタ３７の他方の端子及びコンバータ３０の負の出力端子３０ｄに接続されている。

逆阻止型スイッチング素子３５のエミッタ端子は、スイッチング素子３１のドレイン端子及びコンバータ３０の正の入力端子３０ａに接続されており、逆阻止型スイッチング素子３５のコレクタ端子は、逆阻止型スイッチング素子３６のコレクタ端子、インダクタ３４の他方の端子、及びスイッチング素子３３のドレイン端子に接続されている。

逆阻止型スイッチング素子３６のエミッタ端子は、コンバータ３０の正の出力端子３０ｃ及びキャパシタ３７の一方の端子に接続されており、逆阻止型スイッチング素子３６のコレクタ端子は、逆阻止型スイッチング素子３５のコレクタ端子、インダクタ３４の他方の端子、及びスイッチング素子３３のドレイン端子に接続されている。キャパシタ３７の一方の端子はコンバータ３０の正の出力端子３０ｃに接続されており、キャパシタ３８の他方の端子はコンバータ３０の負の出力端子３０ｄに接続されている。

次に、非接触給電システムの回路の動作を、図１２Ａ及び図１２Ｂを用いて説明する。図１２Ａ及び図１２Ｂは、本発明に係る非接触給電システムの２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。図１２Ａ、１２Ｂにおいて、（ａ）は２次コイル６のコイル電流の特性を示し、（ｂ）はブリッジダイオード９の入力電圧の特性を示し、（ｃ）はＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性を示し、（ｄ）はインダクタ３４の電圧の特性を示し、（ｅ）はスイッチング素子３１、３３のスイッチング信号の特性を示し、（ｆ）は逆阻止型スイッチング素子３５のスイッチング信号の特性を示し、（ｇ）は逆阻止型スイッチング素子３６のスイッチング信号の特性を示し、（ｈ）はコンバータ３０の入力電流の特性を示す。

２次コイル６の入力電流は、図１２Ａ（ａ）に示すような交流波形となり、電流の流れる方向は、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で反転する。また、ブリッジダイオード９の極性も、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で反転する（図１２Ａ（ｂ）参照）。位相同期回路１１０は、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で定まる周期のクロック信号を生成し、コントローラ１００に出力する。

コントローラ１００は、位相同期回路１１０のクロック信号と同期しつつ、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３を立ち下がりエッジとするスイッチング素子３１、３３のスイッチング信号を生成し、逆阻止型スイッチング素子３５及び逆阻止型スイッチング素子３６のスイッチング信号をそれぞれ生成する。スイッチング素子３１、３３のスイッチング信号は図１２Ｂ（ｅ）に示すような波形になる。スイッチング素子３１のスイッチング信号とスイッチング素子３３のスイッチング信号は同じ波形である。そのため、スイッチング素子３１のオン期間とスイッチング素子３１のオン期間が対応し、スイッチング素子３１のオフ期間とスイッチング素子３１のオフ期間が対応するように、言い替えると、スイッチング素子３１、３３のそれぞれのオン期間同士及びオフ期間同士が同期するように、スイッチング素子３１、３３は駆動する。

スイッチング素子３１、３３が、図１２Ｂ（ｅ）に示すスイッチング信号で駆動すると、スイッチング信号のオン期間で、ＤＣバスキャパシタ１０とインダクタ３４との間が導通し、エネルギーがインダクタ３４に蓄積される。そして、スイッチング素子３１、３３のスイッチング信号で示されるオン期間の長さを調整することで、インダクタ３４に蓄積されるエネルギーが調整される。

ダイオード３２は、スイッチング素子３１、３３のオフ期間に、インダクタ３４の電流を還流させるためのダイオードである。スイッチング素子３１、３３がターンオフすると、インダクタ３４に蓄積されたエネルギーは、インダクタ３４の他方の端子から放出される。インダクタ３４の他方の端子には、スイッチング素子３３が接続されているが、スイッチング素子３３はオフ状態のため、インダクタ３４のエネルギーは逆阻止型スイッチング素子３５、３６の接続点に向かう。そして、逆阻止型スイッチング素子３５がオンの状態である場合には、インダクタ３４のエネルギーはコンバータ３０の入力端子側に放出され、放出されるインダクタ３４のエネルギー量は、逆阻止型スイッチング素子３５のオン期間で調整される。また、逆阻止型スイッチング素子３６がオンの状態である場合には、インダクタ３４のエネルギーはコンバータ３０の出力端子側に放出され、放出されるインダクタ３４のエネルギー量は、逆阻止型スイッチング素子３６のオン期間で調整される。

逆阻止型スイッチング素子３５、３６のスイッチング信号は、図１２Ｂ（ｆ）（ｇ）のようになる。逆阻止型スイッチング素子３５のスイッチング信号は、スイッチング素子３１、３３のオン期間（時間ｔ_ｃから時間ｔ_３までの間）を、逆阻止型スイッチング素子３５のオフ期間としつつ、スイッチング素子３１、３３のオフ期間（時間ｔ_２から時間ｔ_ｃまでの間）内に、逆阻止型スイッチング素子３５のオン期間（時間ｔ_ａから時間ｔ_ｂまでの間）を含んでいる。

逆阻止型スイッチング素子３６のスイッチング信号は、スイッチング素子３１、３３のオン期間（時間ｔ_ｃから時間ｔ_３までの間）を逆阻止型スイッチング素子３６のオフ期間とする。加えて、逆阻止型スイッチング素子３６のスイッチング信号は、スイッチング素子３１、３３のオフ期間（時間ｔ_２から時間ｔ_ｃまでの間）内に、逆阻止型スイッチング素子３６のオン期間（時間ｔ_２から時間ｔ_ａまでの間、及び、時間ｔ_ｂから時間ｔ_ｃまでの間）を含ませて、かつ、スイッチング素子３１、３３のオフ期間内に、逆阻止型スイッチング素子３５のオフ期間を逆阻止型スイッチング素子３６のオン期間（時間ｔ_２から時間ｔ_ａまでの間、及び、時間ｔ_ｂから時間ｔ_ｃまでの間）とする。

すなわち、スイッチング素子３１、３３のオン期間は、逆阻止型スイッチング素子３５、３６のオフ期間となる。また、スイッチング素子３１、３３のオフ期間には、逆阻止型スイッチング素子３５及び逆阻止型スイッチング素子３６のうち、一方の逆阻止型スイッチング素子３５、３６がオン期間となり、他方の逆阻止型スイッチング素子３５、３６はオフ期間となる。

逆阻止型スイッチング素子３５がオン状態のときには（時間ｔ_ａから時間ｔ_ｂまでの間）、スイッチング素子３１、３３及び逆阻止型スイッチング素子３６はオフ状態になっている。インダクタ３４に蓄積されたエネルギーがコンバータ３０の入力側に放出される際、スイッチング素子３１、３３がオフ状態になっているため、インダクタ３４の一方の端子（ダイオード３２側の端子）はコンバータ３０の負の入力端子の電位をとり、インダクタ３４の他方の端子（スイッチング素子３３側の端子）はコンバータの入力端子の電位をとる。これにより、インダクタ３４のエネルギーがコンバータ３０の入力側に放出される。

逆阻止型スイッチング素子３６がオン状態のときには（時間ｔ_２から時間ｔ_ａまでの間、及び、時間ｔ_ｂから時間ｔ_ｃまでの間）、スイッチング素子３１、３３及び逆阻止型スイッチング素子３５はオフ状態になっている。インダクタ３４に蓄積されたエネルギーがコンバータ３０の出力側に放出される際、スイッチング素子３１、３３がオフ状態になっているため、インダクタ３４の一方の端子（ダイオード３２側の端子）はコンバータ３０の負の入力端子の電位をとり、インダクタ３４の他方の端子（スイッチング素子３３側の端子）は正の入力端子の電位をとる。これにより、インダクタ３４のエネルギーがコンバータ３０の出力側に放出される。

また、逆阻止型スイッチング素子３５、３６が逆方向に電流を流さない素子で構成されているので、いずれか一方の逆阻止型スイッチング素子３５、３６がターンオンしたときに、コンバータ３０の入力端子３０ａと出力端子３０ｃとの間がショート状態になるのを防ぐことができる。

コントローラ１００は、電流センサ１５及び電圧センサ１６コンバータ３０の出力電力を監視し、出力電力に応じて逆阻止型スイッチング素子３５のオン期間を調整する。コントローラ１００は、出力電力を下げる場合には、出力電力の低下幅が大きいほど、逆阻止型スイッチング素子３５のオン期間を長くする。これにより、インダクタ３４のエネルギーがコンバータ３０から出力されないため、出力電力が低下する。

コンバータ３０の入力電流は、図１２Ｂ（ｈ）のような波形となる。時刻ｔ_ｃから時刻ｔ_３までの期間は、スイッチング素子３１、３３がオン状態となり、インダクタ３４にエネルギーが蓄積する期間であり、コンバータ３０には流入するように入力電流が流れる。一方、時刻ｔ_ａからｔ_ｂの期間は、逆阻止型スイッチング素子３５がオン状態となり、インダクタ３４に蓄積されたエネルギーがコンバータ３０の入力側に放出する期間であり、コンバータ３０から逆流するように入力電流が流れる。

ＤＣバスキャパシタ１０の電圧波形は、図１２Ａ（ｃ）のような波形となる。時刻ｔ_ｃからｔ_３までの間に、ＤＣバスキャパシタ１０からコンバータ３０の入力側に電流が流れるため、ＤＣバスキャパシタ１０には、約６００Ｖの電圧降下が発生する。そして、ブリッジダイオード９の極性の反転のタイミングである時刻ｔ_３で、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は３５Ｖに低減される。そのため、時刻ｔ_３では、図１２Ａ（ｂ）に示すように、ブリッジダイオード９の入力の電圧変動を、３５Ｖの２倍である７０Ｖに抑制することができる。また、図１２Ａ（ｄ）に示すように、２次コイル６の電圧変動も７０Ｖに抑制できる。これにより、高調波ノイズを低減できる。

ところで、コンバータ３０の動作中にコンバータ３０の出力電力が低下した場合には、ＤＣバスキャパシタ１０からコンバータ３０に流れる電流が低下し、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧降下が小さくなる。そして、ブリッジダイオード９の極性反転のタイミングで、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が高い状態を保っている場合には、２次コイル６の高調波ノイズが大きくなってしまう。

本発明では、図１２Ｂ（ｈ）に示すように、時刻ｔ_ａから時刻ｔ_ｂの間で、コンバータ３０の入力端子からＤＣバスキャパシタ１０に向かって電流が逆流するため、図１２Ａ（ｃ）に示すように、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は大きく上昇している。そのため、コンバータ３０の出力電力が低下した場合でも、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧リプルを大きくすることができ、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧降下の幅を大きくすることができる。そして、ブリッジダイオード９の極性反転のタイミングである時刻ｔ_３において、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が低い状態となるため、２次コイル６の高調波ノイズが抑制される。これにより、コンバータ３０の出力電力が低下した場合にも、高調波ノイズの低減の効果を得ることができる。

上記のように、本発明はコンバータ３０に含まれるスイッチング素子３１、３３を、ＤＣバスキャパシタ１０の放電用のスイッチング素子として駆動させて、ブリッジダイオード９の極性が切り替わるタイミングまでに、スイッチング素子３１、３３を通じてＤＣバスキャパシタ１０の電荷を放電させている。これにより、ＤＣバスキャパシタ１０からの放電量をスイッチング素子３１、３３の導通時間によってコントロールすることができる。また、本発明は、ブリッジダイオード９の極性の切り替わりにおける２次コイル６の電圧変動を減少させることができ、２次コイル６の高調波ノイズを抑制できる。

また本発明は、インダクタ３４をスイッチング素子３１、３３に接続している。これにより、スイッチング素子３１、３３によって、ＤＣバスキャパシタ１０からインダクタ３４に蓄積させるエネルギー量を調節できる。また蓄積したエネルギーをコンバータ３０の出力電力に利用することができるため、回路の効率を上げることができる。

また本発明は、スイッチング素子３１、３３を、コンバータ３０の正の入力端子３０ａから負の出力端子３０ｄに直列に接続しているで、スイッチング素子３１、３３のオン、オフの切り替えによってインダクタ３４に蓄積させるエネルギー量を調節できる。また、本発明はダイオード３２、インダクタ３４、及び逆阻止型スイッチング素子３５を、コンバータ３０の負の入力端子３０ｂから正の入力端子３０ａに直列に接続しているので、逆阻止型スイッチング素子３５によってインダクタ３４に蓄積されているエネルギーのうち、コンバータ３０入力側に逆流させる量を調節することができる。

また本発明はダイオード３２、インダクタ３４、及び逆阻止型スイッチング素子３６を、コンバータ３０の負の入力端子３０ｂから正の出力端子３０ｃに直列に接続しているので、逆阻止型スイッチング素子３６によってインダクタ３４に蓄積されているエネルギーのうち、コンバータ３０の出力側に放出させる量を調節することができる。

本発明において、ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量（Ｃ_ｄｃ）の大きさを決める際には、第２実施形態で示した方法で、コンバータ３０の所定の出力範囲において、高調波ノイズが問題とならないような最適な静電容量（Ｃ_ｄｃ）を設定する。そして、コンバータ３０の出力電力が、所定の出力範囲より低くなる場合には、本実施形態の方法で、コンバータ３０の入力端子からＤＣバスキャパシタ１０へ電流を戻すことによって、高調波ノイズを低く保ったまま出力電力を減少させることができる。

また、本発明において、コントローラ１００は、第３実施形態のように、１周期あたりのパルスを追加して、１周期あたりに複数のパルスを含むスイッチング素子３１、３３のスイッチング信号を生成し、コンバータ３０を駆動させてもよい。複数のパルスの期間（初めのパルスの立ち上がりのタイミングから、最後のパルスの立ち下がりまでの期間）において、逆阻止型スイッチング素子３５は常にオフ状態となり、逆阻止型スイッチング素子３６は、スイッチング素子３１、３３のオフ期間で、オン状態となる。これにより、コンバータ３０の入力電流のパルス幅が短くなるため、ＤＣバスキャパシタ１０に発生する電圧リプルが小さくなる。そして、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧がゼロになることを防ぎつつ、コンバータ３０の出力電力が高くなるように制御できる。

また本発明において、上記のように第３実施形態のような追加パルスを用いて制御する際には、ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量Ｃ_ｄｃを必要な出力電力範囲の中間値を用いて計算する。また、静電容量Ｃ_ｄｃの計算に使った出力電力よりも、実際の出力電力を減らしたい場合は、逆阻止型スイッチング素子３５のスイッチング信号に含まれるパルス幅を増やし、実際の出力電力を増やしたい場合は、逆阻止型スイッチング素子３５をオフ状態にしつつ、スイッチング素子３１、３３のオン期間のパルス幅を上記のように分割する（追加パルスを加える）ことによって行う。これにより、コンバータ３０がより幅広い受電電力範囲に対応できるようになる。

上記のスイッチング素子３１が本発明の「第１スイッチング素子」に相当し、スイッチング素子３３が本発明の「第２スイッチング素子」に相当し、逆阻止型スイッチング素子３５が本発明の「第１逆阻止型スイッチング素子」に相当し、逆阻止型スイッチング素子３６が本発明の「第２逆阻止型スイッチング素子」に相当する。

《第５実施形態》
図１３は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。本例では上述した第４実施形態に対して、コンバータの構成及びコンバータの制御の一部が異なる。これ以外の構成及び制御は上述した第４実施形態と同じであり、第１〜第４実施形態の記載を適宜、援用する。

以下、本発明の実施形態に係る非接触給電システムの構成のうち、第４実施形態と異なる構成を説明する。コンバータ４０は、結合インダクタ（トランス）４１、スイッチング素子４２、ダイオード４３、逆阻止型スイッチング素子４４、４５、キャパシタ４６を有している。結合インダクタ４１は、磁気的に結合可能なコイル４１ａ及びコイル４１ｂを有している。コイル４１ａ及びコイル４１ｂの巻線方向は互いに逆向きになっている。

コイル４１ａの一方の端子はコンバータ４０の正の入力端子４０ａに接続されており、コイル４１ｂの他方の端子はスイッチング素子４２のドレイン端子に接続されている。コイル４１ｂは一方の端子は、逆阻止型スイッチング素子４４のコレクタ端子と逆阻止型スイッチング素子４５のエミッタ端子との接続点に接続されており、コイル４１ｂの他方の端子はダイオード４３のカソード端子に接続されている。

スイッチング素子４２のソース端子は、コンバータ４０の正の入力端子４０ａに接続されている。ダイオード４３のカソード端子は、スイッチング素子４２のソース端子、キャパシタ４６の他方の端子、及びコンバータ４０の出力端子４０ｄに接続されている。

逆阻止型スイッチング素子４４のエミッタ端子は、コイル４１ａの一方の端子及びコンバータ４０の正の入力端子４０ａに接続されており、逆阻止型スイッチング素子４４のコレクタ端子は、逆阻止型スイッチング素子４５のコレクタ端子及びコイル４１ｂの一方の端子に接続されている。

逆阻止型スイッチング素子４５のエミッタ端子は、コンバータ３０の正の出力端子４０ｃ及びキャパシタ４６の一方の端子に接続されており、逆阻止型スイッチング素子４５のコレクタ端子は、逆阻止型スイッチング素子４４のコレクタ端子及びコイル４１ｂの他方の端子に接続されている。キャパシタ４６の一方の端子はコンバータ３０の正の出力端子４０ｃに接続されており、キャパシタ４６の他方の端子はコンバータ４０の負の出力端子４０ｄに接続されている。

本発明の非接触給電システムの回路の動作は、第４実施形態に係る非接触給電システムの回路の動作と同様である。スイッチング素子４２のスイッチング信号は、第４実施形態に係るスイッチング素子３１、３３のスイッチング信号と同様である。また、逆阻止型スイッチング素子４４のスイッチング信号は、逆阻止型スイッチング素子３５のスイッチング信号と同様であり、逆阻止型スイッチング素子４５のスイッチング信号は、逆阻止型スイッチング素子３６のスイッチング信号と同様である。

上記のように、本発明はコンバータ４０に含まれるスイッチング素子４２を、ＤＣバスキャパシタ１０の放電用のスイッチング素子として駆動させて、ブリッジダイオード９の極性が切り替わるタイミングまでに、スイッチング素子４２を通じてＤＣバスキャパシタ１０の電荷を放電させている。これにより、ＤＣバスキャパシタ１０からの放電量をスイッチング素子４２の導通時間によってコントロールすることができる。また、本発明は、ブリッジダイオード９の極性の切り替わりにおける２次コイル６の電圧変動を減少させることができ、２次コイル６の高調波ノイズを抑制できる。また、本発明は、放電用のスイッチング素子が１つでよいため、コストを抑制できる。

また本発明は、コイル４１ａ及びスイッチング素子４２を、コンバータ４０の正の入力端子４０ａから負の入力端子４０ｂに直列に接続している。これにより、スイッチング素子４２のオン、オフによって結合インダクタ４１に蓄積させるエネルギー量を調節できる。また本発明は、ダイオード４３、コイル４１ｂ及び逆阻止型スイッチング素子４４を、コンバータ４０の負の入力端子４０ｂから正の入力端子４０ａに直列に接続している。これにより、逆阻止型スイッチング素子４４のオン、オフによって結合インダクタ４１に蓄積されているエネルギーのうち、コンバータ４０の入力側に逆流させる量を調節することができる。

また本発明は、ダイオード４３とコイル４１ｂを、コンバータ４０の負の出力端子４０ｄから正の出力端子４０ｃに直列に接続している。これにより、結合インダクタ４１に蓄積されているエネルギーを出力側に放出することができる。

上記のスイッチング素子４２が本発明の「放電用スイッチング素子」に相当し、逆阻止型スイッチング素子４４が本発明の「第１逆阻止型スイッチング素子」に相当し、逆阻止型スイッチング素子４５が本発明の「第２逆阻止型スイッチング素子」に相当する。

《第６実施形態》
図１４は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムの回路図である。本例では上述した第２実施形態に対して、コンバータの構成及びコンバータの制御の一部が異なる。これ以外の構成及び制御は上述した第２実施形態と同じであり、第１〜第５実施形態の記載を適宜、援用する。

以下、本発明の実施形態に係る非接触給電システムの構成のうち、第２実施形態と異なる構成を説明する。コンバータ５０は、スイッチング素子５１、５４、ダイオード５２、インダクタ５３、逆阻止型スイッチング素子５５、キャパシタ５６を有している。コンバータ５０は降圧コンバータである。

スイッチング素子５１のドレイン端子は、コンバータ５０の正の入力端子５０ａに接続されており、スイッチング素子５１のソース端子は、ダイオード５２のカソード端子及びインダクタ５３の一方の端子に接続されている。ダイオード５２のカソード端子は、スイッチング素子５１のソース端子とインダクタ５３の一方の端子との接続点に接続されている。

インダクタ５３の他方の端子は、スイッチング素子５４のドレイン端子と逆阻止型スイッチング素子５５のコレクタ端子に接続されている。スイッチング素子５４のドレイン端子は、インダクタ５３の他方の端子と逆阻止型スイッチング素子５５のコレクタ端子に接続されており、スイッチング素子５４のソース端子は、キャパシタ５６の一方の端子とコンバータ５０の正の出力端子５０ｃに接続されている。

逆阻止型スイッチング素子５５のエミッタ端子は、コンバータ５０の正の入力端子５０ａとスイッチング素子５１のドレイン端子との接続点に接続されており、逆阻止型スイッチング素子５５のコレクタ端子は、インダクタ５３の他方の端子とスイッチング素子５４のドレイン端子との接続点に接続されている。キャパシタ５６の一方の端子はコンバータ５０の正の出力端子５０ｃに接続されており、キャパシタ５６の他方の端子はコンバータ５０の負の出力端子５０ｄに接続されている。

次に、非接触給電システムの回路の動作を、図１５Ａ及び図１５Ｂを用いて説明する。図１５Ａ及び図１５Ｂは、本発明に係る非接触給電システムの２次側回路の電圧特性、電流特性、及び、スイッチング信号の特性を説明するためのグラフである。図１５Ａ、１５Ｂにおいて、（ａ）は２次コイル６のコイル電流の特性を示し、（ｂ）はブリッジダイオード９の入力電圧の特性を示し、（ｃ）はＤＣバスキャパシタ電圧（ＤＣバス電圧）の特性を示し、（ｄ）はインダクタ５３の電圧の特性を示し、（ｅ）はスイッチング素子５１のスイッチング信号の特性を示し、（ｆ）は逆阻止型スイッチング素子５５のスイッチング信号の特性を示し、（ｇ）はスイッチング素子５４のスイッチング信号の特性を示し、（ｈ）はコンバータ５０の入力電流の特性を示す。

２次コイル６の入力電流は、図１５Ａ（ａ）に示すような交流波形となり、電流の流れる方向は、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で反転する。また、ブリッジダイオード９の極性も、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で反転する（図１５Ａ（ｂ）参照）。位相同期回路１１０は、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３で定まる周期のクロック信号を生成し、コントローラ１００に出力する。

コントローラ１００は、位相同期回路１１０のクロック信号と同期しつつ、時刻ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３を立ち下がりエッジとするスイッチング素子５１のスイッチング信号を生成し、逆阻止型スイッチング素子５５及びスイッチング素子５１のスイッチング信号をそれぞれ生成する。

スイッチング素子５１のスイッチング信号及びスイッチング素子５４のスイッチング信号は、それぞれ、図１５Ｂ（ｅ）及び（ｇ）に示すような波形となる。
スイッチング素子５１、５４が、図１５Ｂ（ｅ）、（ｆ）に示すスイッチング信号でそれぞれ駆動すると、スイッチング素子５１、５４のスイッチング信号のオン期間で、ＤＣバスキャパシタ１０とインダクタ５３との間が導通し、エネルギーがインダクタ５３に蓄積される。そして、スイッチング素子５１のスイッチング信号で示されるオン期間の長さを調整することで、インダクタ５３に蓄積されるエネルギーが調整される。

ダイオード５２は、スイッチング素子５１のオフ期間に、インダクタ３４の電流を還流させるためのダイオードである。スイッチング素子５１がターンオフすると、インダクタ３４に蓄積されたエネルギーは、インダクタ５３の他方の端子から放出される。インダクタ３４の他方の端子には、逆阻止型スイッチング素子５５及びスイッチング素子５４が接続されているが、時刻ｔ_２で、逆阻止型スイッチング素子５５はオフ状態になっており、スイッチング素子５４がオン状態になっている。そのため、インダクタ５３のエネルギーは、コンバータ５０の正の出力端子５０ｃに放出される。そして、放出されるインダクタ３４のエネルギー量は、スイッチング素子５４のオン期間で調整される。

時刻ｔ_２の経過後、スイッチング素子５４は時刻ｔ_ａでオフ状態になり、逆阻止型スイッチング素子５５はオン状態になる。そのため、インダクタ５３の他方の端子から出力される電流は、スイッチング素子５４から逆阻止型スイッチング素子５５に導通方向を変えて流れる。そのため、インダクタ５３のエネルギーはコンバータ５０の正の入力端子５０ａに放出され、放出されるインダクタ５３のエネルギー量は、逆阻止型スイッチング素子５５のオン期間で調整される。

スイッチング素子５４のスイッチング信号は、スイッチング素子５１のオン期間（時間ｔ_ｃから時間ｔ_３までの間）を、スイッチング素子５１のオン期間としつつ、スイッチング素子５１のオフ期間（時間ｔ_２から時間ｔ_ｃまでの間）内に、逆阻止型スイッチング素子５５のオフ期間（時間ｔ_ａから時間ｔ_ｂまでの間）を含んでいる。

逆阻止型スイッチング素子５５のスイッチング信号は、スイッチング素子５４のオフ期間（時間ｔ_ａから時間ｔ_ｂまでの間）を、逆阻止型スイッチング素子５５のオン期間とし、スイッチング素子５４のオン期間（時間ｔ_２から時間ｔ_ａまでの間、及び、時間ｔ_ｂから時間ｔ_ｃまでの間）を、逆阻止型スイッチング素子５５のオフ期間とする。

すなわち、スイッチング素子５１のオン期間は、スイッチング素子５４のオン期間となり、逆阻止型スイッチング素子５５のオフ期間となる。また、スイッチング素子５１のオフ期間には、スイッチング素子５４及び逆阻止型スイッチング素子５５のうち、一方のスイッチング素子がオン期間となり、他方のスイッチング素子はオフ期間となる。また、スイッチング素子５１と逆阻止型スイッチング素子５５が同時にオンになることはない。

逆阻止型スイッチング素子５５がオン状態のときには（時間ｔ_ａから時間ｔ_ｂまでの間）、スイッチング素子５１及びスイッチング素子５４はオフ状態になっている。インダクタ５３に蓄積されたエネルギーがコンバータ５０の入力側に放出される際、スイッチング素子５１、５４がオフ状態になっているため、インダクタ３４の一方の端子（ダイオード５２側の端子）はコンバータ５０の負の入力端子の電位をとり、インダクタ５３の他方の端子（スイッチング素子５４側の端子）はコンバータ５０正の入力端子の電位をとる。これにより、インダクタ５３のエネルギーがコンバータ３０の入力側に放出される。

スイッチング素子５４がオン状態のときには（時間ｔ_２から時間ｔ_ａまでの間、及び、時間ｔ_ｂから時間ｔ_ｄまでの間）、逆阻止型スイッチング素子５５はオフ状態になっている。インダクタ５３に蓄積されたエネルギーがコンバータ５０の出力側に放出される際、逆阻止型スイッチング素子５５がオフ状態になっているため、インダクタ５３の他方の端子（スイッチング素子５４側の端子）は正の出力端子の電位をとる。これにより、インダクタ５３のエネルギーがコンバータ５０の出力側に放出される。

逆阻止型スイッチング素子５５が逆方向に電流を流さない素子で構成されているので、スイッチング素子５４がターンオンしたときに、コンバータ５０の入力端子５０ａと出力端子５０ｃとの間がショート状態になるのを防ぐことができる。

コンバータ５０の入力電流は、図１５Ｂ（ｈ）のような波形となる。時刻ｔ_ｃから時刻ｔ_３までの期間は、スイッチング素子５１、５４がオン状態となり、ＤＣバスキャパシタ１０が放電する期間であり、コンバータ５０には流入するように入力電流が流れる。一方、時刻ｔ_ａからｔ_ｂの期間は、逆阻止型スイッチング素子５５がオン状態となり、インダクタ５３に蓄積されたエネルギーがコンバータ５０の入力側に放出する期間であり、コンバータ５０から逆流するように入力電流が流れる。

ＤＣバスキャパシタ１０の電圧波形は、図１５Ａ（ｃ）のような波形となる。時刻ｔ_ｃからｔ_３までの間に、ＤＣバスキャパシタ１０からコンバータ５０の入力側に電流が流れるため、ＤＣバスキャパシタ１０には、約５６０Ｖの電圧降下が発生する。そして、ブリッジダイオード９の極性の反転のタイミングである時刻ｔ_３で、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は３０Ｖに低減される。そのため、時刻ｔ_３では、図１５Ａ（ｂ）に示すように、ブリッジダイオード９の入力の電圧変動を、３０Ｖの２倍である６０Ｖに抑制することができる。また、図１５Ａ（ｄ）に示すように、２次コイル６の電圧変動も６０Ｖに抑制できる。これにより、高調波ノイズを低減できる。

ところで、コンバータ５０の動作中にコンバータ５０の出力電力が低下した場合には、ＤＣバスキャパシタ１０からコンバータ５０に流れる電流が低下し、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧降下が小さくなる。そして、ブリッジダイオード９の極性反転のタイミングで、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が高い状態を保っている場合には、２次コイル６の高調波ノイズが大きくなってしまう。

本発明では、図１５Ｂ（ｈ）に示すように、時刻ｔ_ａから時刻ｔ_ｂの間で、コンバータ５０の入力端子からＤＣバスキャパシタ１０に向かって電流が逆流するため、図１５Ａ（ｃ）に示すように、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧は大きく上昇している。そのため、コンバータ５０の出力電力が低下した場合でも、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧リプルを大きくすることができ、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧降下の幅を大きくすることができる。そして、ブリッジダイオード９の極性反転のタイミングである時刻ｔ_３において、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧が低い状態となるため、２次コイル６の高調波ノイズが抑制される。これにより、コンバータ５０の出力電力が低下した場合にも、高調波ノイズの低減の効果を得ることができる。

上記のように、本発明はコンバータ５０に含まれるスイッチング素子５１、５４を、ＤＣバスキャパシタ１０の放電用のスイッチング素子として駆動させて、ブリッジダイオード９の極性が切り替わるタイミングまでに、スイッチング素子５１、５４を通じてＤＣバスキャパシタ１０の電荷を放電させている。これにより、ＤＣバスキャパシタ１０からの放電量をスイッチング素子５１、５４の導通時間によってコントロールすることができる。また、本発明は、ブリッジダイオード９の極性の切り替わりにおける２次コイル６の電圧変動を減少させることができ、２次コイル６の高調波ノイズを抑制できる。

また本発明は、スイッチング素子５１、インダクタ５３、スイッチング素子５４を、コンバータ３０の正の入力端子３０ａから負の出力端子３０ｄに直列に接続しているで、スイッチング素子５１のオン、オフの切り替えにより、インダクタ５３に蓄積させるエネルギー量を調節できる。また、本発明は、ダイオード５２、インダクタ５３、及び逆阻止型スイッチング素子５５を、コンバータ５０の負の入力端子５０ｂから正の入力端子５０ａに直列に接続しているので、逆阻止型スイッチング素子５５によってインダクタ５３に蓄積されているエネルギーのうち、コンバータ５０の入力側に逆流させる量を調節することができる。

また本発明は、ダイオード５２、インダクタ５３、及びスイッチング素子５４を、コンバータ５０の負の入力端子５０ｂから正の出力端子５０ｃに直列に接続しているので、スイッチング素子５４によってインダクタ５３に蓄積されているエネルギーのうち、コンバータ５０の出力側に放出させる量を調節することができる。

また本発明は、降圧コンバータを用いているので、負荷１７の電圧がＤＣバスキャパシタ１０の電圧よりも低い場合に、コンバータ５０の効率を高めることができる。

本発明において、ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量（Ｃ_ｄｃ）の大きさを決める際には、第２実施形態で示した方法で、コンバータ５０の所定の出力範囲において、高調波ノイズが問題とならないような最適な静電容量（Ｃ_ｄｃ）を設定する。そして、コンバータ５０の出力電力が、所定の出力範囲より低くなる場合には、本実施形態の方法で、コンバータ５０の入力端子からＤＣバスキャパシタ１０へ電流を戻すことによって、高調波ノイズを低く保ったまま出力電力を減少させることができる。

また、本発明において、コントローラ１００は、第３実施形態のように、１周期あたりのパルスを追加して、１周期あたりに複数のパルスを含むスイッチング素子５１のスイッチング信号を生成し、コンバータ５０を駆動させてもよい。複数のパルスの期間（初めのパルスの立ち上がりのタイミングから、最後のパルスの立ち下がりまでの期間）において、逆阻止型スイッチング素子５５は常にオフ状態となり、スイッチング素子５４は、スイッチング素子５１のオフ期間で、オン状態となる。これにより、コンバータ５０の入力電流のパルス幅が短くなるため、ＤＣバスキャパシタ１０に発生する電圧リプルが小さくなる。そして、ＤＣバスキャパシタ１０の電圧がゼロになることを防ぎつつ、コンバータ５０の出力電力が高くなるように制御できる。

また本発明において、上記のように第３実施形態のような追加パルスを用いて制御する際には、ＤＣバスキャパシタ１０の静電容量Ｃ_ｄｃを必要な出力電力範囲の中間値を用いて計算する。また、静電容量Ｃ_ｄｃの計算に使った出力電力よりも、実際の出力電力を減らしたい場合は、逆阻止型スイッチング素子５５のスイッチング信号に含まれるパルス幅を増やし、実際の出力電力を増やしたい場合は、逆阻止型スイッチング素子５５をオフ状態にしつつ、スイッチング素子５１のオン期間のパルス幅を上記のように分割する（追加パルスを加える）ことによって行う。これにより、コンバータ５０がより幅広い受電電力範囲に対応できるようになる。

１２…スイッチング素子
１３…抵抗
２０、３０、４０、５０…コンバータ
２１、２６、５３…インダクタ
２２、２５、３１、３３、４２…スイッチング素子
２３、２７、３２、４３…ダイオード
３５、３６、４４、４５、５１、５４、５５…逆阻止型スイッチング素子
４１…結合型インダクタ
４１ａ、４１ｂ…コイル
１００…コントローラ
１１０…位相同期回路

Claims (17)

1. 電源に接続された送電コイルから非接触で供給される電力を受電する受電コイルと、
   前記受電コイルに直列に接続された共振コンデンサを含む共振回路と、
   前記共振回路から入力される交流電力を整流する整流器と、
   前記整流器の出力端子間に接続され、前記整流器から出力された電流により充電される平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサと負荷との間に接続された放電用スイッチング素子と、
   前記放電用スイッチング素子を制御する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、前記整流器の極性が切り替わるタイミングまでに、前記放電用スイッチング素子を通じて前記平滑コンデンサの電荷を放電させる
   ことを特徴とする非接触給電装置。
2. 請求項１記載の非接触給電装置において、
   前記放電用スイッチング素子及びインダクタを有し、前記平滑コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記平滑コンデンサの電圧をスイッチング動作により変換して前記負荷に出力するコンバータを備え、
   前記インダクタは前記放電用スイッチング素子に接続されている
   ことを特徴とする非接触給電装置。
3. 請求項１又は２記載の非接触給電装置において、
   前記平滑コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記平滑コンデンサの電圧をスイッチング動作により変換して前記負荷に出力するコンバータを備え、
   前記平滑コンデンサの容量が下記式Ａを満たすことを特徴とする非接触給電装置。
   

   

   （ただし、Ｃ_ｄｓは前記平滑コンデンサの容量を示し、Ｐ_ｏｕｔは前記コンバータの定格の出力電力を示し、Ｔ_ｓは前記コンバータのスイッチング周期を示し、Ｄは前記コンバータのスイッチング動作のデューティー比を示し、Ｖ_ａｖｇは前記平滑コンデンサの平均電圧を示す。）
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の非接触給電装置において、
   前記整流器の入力側の交流電圧を測定する第１電圧測定手段と、
   前記交流電圧の周波数を２倍にした周波数のクロック信号を生成する位相同期回路とを備え、
   前記制御手段は、前記クロック信号と同期する前記放電用スイッチング素子のスイッチング信号を生成する
   ことを特徴とする非接触給電装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の非接触給電装置において、
   前記平滑コンデンサの電圧を測定する第２電圧測定手段を備え、
   前記制御手段は、
   前記第２電圧測定手段により測定された前記平滑コンデンサの測定電圧の平均電圧を演算し、
   前記整流器の極性が切り替わるタイミングの前記平滑コンデンサの電圧が前記平均電圧に所定の係数を乗じた値になるように、前記放電用スイッチング素子のオン期間を設定し、
   前記所定の係数は１より小さい正の値である
   ことを特徴とする非接触給電装置。
6. 請求項１に記載の非接触給電装置において、
   前記平滑コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記平滑コンデンサの電圧をスイッチング動作により変換して前記負荷に出力するコンバータと、
   前記放電用スイッチング素子と直列に接続される抵抗とを備え、
   前記放電用スイッチング素子及び前記抵抗は、前記平滑コンデンサと前記コンバータとの間に接続されている
   ことを特徴とする非接触給電装置。
7. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の非接触給電装置において、
   前記放電用スイッチング素子、ダイオード、及びインダクタを有し、前記平滑コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記平滑コンデンサの電圧をスイッチング動作により変換して前記負荷に出力するコンバータを備え、
   前記放電用スイッチング素子は、高電位側の端子を前記コンバータの正の入力端子に接続し、
   前記ダイオードは、アノード端子を前記コンバータの正の出力端子に接続し、カソード端子を前記放電用スイッチング素子の低電位側の端子に接続し、
   前記インダクタは、一方の端子を前記放電用スイッチング素子と前記ダイオードとの接続点に接続し、他方の端子を前記コンバータの負の入力端子に接続する
   ことを特徴とする非接触給電装置。
8. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の非接触給電装置において、
   前記平滑コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記平滑コンデンサの電圧をスイッチング動作により変換して前記負荷に出力するコンバータを備え、
   前記コンバータは、
   前記放電用スイッチング素子に含まれる第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、逆方向に電流を導通させない第１逆阻止型スイッチング素子及び第２逆阻止型スイッチング素子と、ダイオードと、インダクタとを有し、
   前記第１スイッチング素子は、高電位側の端子を前記コンバータの正の入力端子に接続し、低電位側の端子を前記ダイオードのカソード端子に接続し、
   前記ダイオードは、アノード端子を前記コンバータの負の入力端子に接続し、
   前記インダクタは、一方の端子を前記第１スイッチング素子の低電位側の端子と前記ダイオードのカソード端子との接続点に接続し、他方の端子を前記第２スイッチング素子の高電位側の端子に接続し、
   前記第２スイッチング素子は、低電位側の端子を前記コンバータの負の出力端子に接続し、
   前記第１逆阻止型スイッチング素子は、電流の導通方向で負側の端子を前記コンバータの正の入力端子に接続し、電流の導通方向で正側の端子を前記インダクタの前記他方の端子と前記第２スイッチング素子の高電位側の端子との接続点に接続し、
   前記第２逆阻止型スイッチング素子は、電流の導通方向で正側の端子を前記インダクタの前記他方の端子と前記第２スイッチング素子の高電位側の端子との接続点に接続し、電流の導通方向で負側の端子を前記コンバータの正の出力端子に接続する
   ことを特徴とする非接触給電装置。
9. 請求項８記載の非接触給電装置において、
   前記制御手段は、
   前記第１スイッチング素子のオン期間と前記第２スイッチング素子のオン期間とを対応させて前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を駆動させる第１スイッチング信号と、
   前記第１逆阻止型スイッチング素子を駆動させる第２スイッチング信号と、
   前記第２逆阻止型スイッチング素子を駆動させる第３スイッチング信号とをそれぞれ生成し、
   前記第２スイッチング信号は、
   前記第１スイッチング信号の前記オン期間を、前記第１逆阻止型スイッチング素子のオフ期間とし、かつ、前記第１スイッチング信号のオフ期間内に前記第１逆阻止型スイッチング素子のオン期間を含み、
   前記第３スイッチング信号は、
   前記第１スイッチング信号の前記オン期間を前記第２逆阻止型スイッチング素子のオフ期間とし、前記第１スイッチング信号のオフ期間内で前記第１逆阻止型スイッチング素子のオン期間を前記第２逆阻止型スイッチング素子のオフ期間とし、かつ、前記第１スイッチング信号のオフ期間内で前記第１逆阻止型スイッチング素子のオフ期間を前記第２逆阻止型スイッチング素子のオン期間とする
   ことを特徴とする非接触給電装置。
10. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の非接触給電装置において、
    前記平滑コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記平滑コンデンサの電圧をスイッチング動作により変換して前記負荷に出力するコンバータを備え、
    前記コンバータは、
    前記放電用スイッチング素子と、逆方向に電流を導通させない第１逆阻止型スイッチング素子及び第２逆阻止型スイッチング素子と、トランスを形成する第１巻線及び第２巻線と、ダイオードとを有し、
    前記放電用スイッチング素子は、低電位側の端子を前記コンバータの負の入力端子に接続し、
    前記第１巻線は、一方の端子を前記コンバータの正の入力端子に接続し、他方の端子を前記放電用スイッチング素子の高電位側の端子に接続し、
    前記第２巻線は、他方の端子を前記ダイオードのカソード端子に接続し、
    前記ダイオードは、アノード端子を前記コンバータの負の出力端子に接続し、
    前記第１逆阻止型スイッチング素子は、電流の導通方向で負側の端子を前記コンバータの正の入力端子に接続し、電流の導通方向で正側の端子を前記第２巻線の一方の端子に接続し、
    前記第２逆阻止型スイッチング素子は、電流の導通方向で正側の端子を前記第２巻線の前記一方の端子に接続し、電流の導通方向で負側の端子を前記コンバータの正の出力端子に接続する
    ことを特徴とする非接触給電装置。
11. 請求項１０記載の非接触給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記放電用スイッチング素子を駆動させる第１スイッチング信号と、
    前記第１逆阻止型スイッチング素子を駆動させる第２スイッチング信号と、
    前記第２逆阻止型スイッチング素子を駆動させる第３スイッチング信号とをそれぞれ生成し、
    前記第２スイッチング信号は、
    前記放電用スイッチング素子をオン状態にするオン期間を、前記第１逆阻止型スイッチング素子をオフ状態にするオフ期間とし、かつ、前記第１スイッチング信号のオフ期間内に前記第１逆阻止型スイッチング素子のオン期間を含み、
    前記第３スイッチング信号は、
    前記第１スイッチング信号の前記オン期間を前記第２逆阻止型スイッチング素子のオフ期間とし、前記第１スイッチング信号のオフ期間内で前記第１逆阻止型スイッチング素子のオン期間を前記第２逆阻止型スイッチング素子のオフ期間とし、かつ、前記第１スイッチング信号のオフ期間内で前記第１逆阻止型スイッチング素子のオフ期間を前記第２逆阻止型スイッチング素子のオン期間とする
    ことを特徴とする非接触給電装置。
12. 請求項９又は１１記載の非接触給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記コンバータの出力電力に応じて前記第１逆阻止型スイッチング素子のオン期間を調整する
    ことを特徴とする非接触給電装置。
13. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の非接触給電装置において、
    前記平滑コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記平滑コンデンサの電圧をスイッチング動作により変換して前記負荷に出力するコンバータを備え、
    前記コンバータは、
    前記放電用スイッチング素子に含まれる第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、逆方向に電流を導通させない逆阻止型スイッチング素子と、ダイオードと、インダクタとを有し、
    前記第１スイッチング素子は、低位側の端子を前記コンバータの正の入力端子に、高電位側の端子を前記ダイオードのカソード端子に接続し、
    前記ダイオードは、アノード端子を前記コンバータの負の入力端子に接続し、
    前記インダクタは、一方の端子を前記第１スイッチング素子の高電位側の端子と前記ダイオードのカソード端子との接続点に接続し、
    前記第２スイッチング素子は、高電位側の端子を前記インダクタの他方の端子に接続し、低電位側の端子を前記コンバータの正の出力端子に接続し、
    前記逆阻止型スイッチング素子は、電流の導通方向で正側の端子を前記インダクタの前記他方の端子と前記第２スイッチング素子の低電位側の端子との接続点に接続し、電流の導通方向で負側の端子を前記第１スイッチング素子の低電位側の端子に接続する
    ことを特徴とする非接触給電装置。
14. 請求項１３記載の非接触給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記第１スイッチング素子を駆動させる第１スイッチング信号と、
    前記第２スイッチング素子を駆動させる第２スイッチング信号と、
    前記逆阻止型スイッチング素子を駆動させる第３スイッチング信号とをそれぞれ生成し、
    前記第１スイッチング信号は、
    前記第１スイッチング素子をオン状態にするオン期間と、前記第１スイッチング素子をオフ状態にするオフ期間とを含み、
    前記第２スイッチング信号は、
    前記第１スイッチング信号のオン期間を、前記第２スイッチング素子をオン状態にするオン期間とし、かつ、前記第１スイッチング信号のオフ期間内に前記第２スイッチング素子をオフ状態にするオフ期間を含み、
    前記第３スイッチング信号は、
    前記第２スイッチング信号のオフ期間を前記逆阻止型スイッチング素子のオン期間とし、前記第２スイッチング信号のオン期間を前記逆阻止型スイッチング素子のオフ期間とする
    ことを特徴とする非接触給電装置。
15. 請求項１４記載の非接触給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記コンバータの出力電力に応じて前記逆阻止型スイッチング素子のオン期間を調整する
    ことを特徴とする非接触給電装置。
16. 請求項７、８、１０、１３のいずれ１項に記載の非接触給電装置において、
    前記放電用スイッチング素子を駆動させるスイッチング信号は、１周期に対して、前記放電用スイッチング素子の第１オン期間と前記第１オン期間の後に前記放電用スイッチング素子の第２オン期間とを含み、
    前記制御手段は、
    前記コンバータの出力電力に応じて前記第１オン期間を調整する
    ことを特徴とする非接触給電装置。
17. 請求項１６記載の非接触給電装置において、
    前記第１オン期間の長さは前記第２オン期間の長さ以下である
    ことを特徴とする非接触給電装置。

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