JP2012039707A - 非接触充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送電装置と受電装置の位置関係や負荷状態によらず定格電力を維持するこのが可能な非接触充電装置を提供すること。
【解決手段】 受電装置の共振コンデンサの接続を切替える開閉手段を備え、電力状態に応じて開閉手段をオン・オフすることにより、共振コンデンサの静電容量を変化させることが可能となり、給電装置のインバータ回路の出力両端からみた負荷インピーダンスを変化させて、給電装置と受電装置の位置関係によらず定格電力を維持することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば電気推進車両（電気自動車やハイブリッド車）などに搭載される二次電池に非接触で充電する非接触充電装置に関する。

この種の充電装置において非接触で電力伝送するための技術として、磁界、電界、電波などを用いる技術が開発されてきた。このような非接触電力伝送技術によって、給電装置と受電装置とを接続する電線が不要となるため、ユーザにとっては、接続の手間が省けたり、雨天時などの漏電や感電の心配がなくなったりする。

ところで、非接触電力伝送では、例えば高効率化のため、給電装置と受電装置との位置関係が重要となる。この問題に対処するため、従来、給電装置及び受電装置のそれぞれに交流信号を共振させる共振部を備えることで、給電装置と受電装置との位置関係の制約を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−２９６８５７号公報

しかしながら、上記従来の技術を、定格電力と負荷変動が大きくかつ給電装置と受電装置の位置関係が大きく変動するようなシステム（例えば電気推進車両への数ｋＷの電力伝送など）に適応した場合、送電装置と受電装置の距離が短いと定格電力が得られないといった事態が発生してしまうため、満充電に必要な時間が大きく変動してしまうという課題があった。

それゆえに、本発明は、送電装置と受電装置の位置関係や負荷状態によらず定格電力を維持することが可能な非接触充電装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の非接触充電装置は、交流信号を発生するインバータ回路と、インバータ回路の出力端に接続される第１の共振コンデンサと、第１のインダクタンスと、給電電力検知部と、給電装置制御回路とを備えた給電装置と、第２のインダクタンスと、第２の共振コンデンサと、負荷と、受電装置制御回路とを備えた充電装置を有する非接触充電装置において、第2の共振コンデンサの接続を切替える開閉手段を備え、電力状態に応じて開閉手段をオン・オフするものである。

これにより、第２の共振コンデンサの静電容量を変化させることが可能となり、給電装置のインバータ回路の出力両端からみた負荷インピーダンスを変化させて、給電装置と受電装置の位置関係や負荷状態によらず定格電力を維持することができる。

本発明の本発明の非接触充電装置は、交流信号を発生するインバータ回路と、インバータ回路の出力端に接続される第１の共振コンデンサと、第１のインダクタンスと給電電力検知部と、給電装置制御回路とを備えた給電装置と、第２のインダクタンスと、第２の共振コンデンサと、負荷と、受電装置制御回路とを備えた充電装置を有する非接触充電装置
において、第2の共振コンデンサの接続を切替える開閉手段を備え、電力状態に応じて開閉手段をオン・オフするため、第２の共振コンデンサの静電容量を変化させることが可能となり、給電装置のインバータ回路の出力両端からみた負荷インピーダンスを変化させて、給電装置と受電装置の位置関係や負荷状態によらず定格電力を維持することができる。

本実施の形態１に係る非接触充電装置の回路図 図１に示す給電電力検知部５の詳細な構成を示す図 図１に示す受電電力検知部２４の詳細な構成を示す図 本実施の形態１の各部の波形を示す図 本実施の形態１の給電電力の制御特性を示す図 本実施の形態１の負荷への伝送電力の制御特性を示す図 本実施の形態２に係る非接触充電装置の回路図 本実施の形態２の給電電力の制御特性を示す図 本実施の形態２の負荷への伝送電力の制御特性を示す図

第１の発明は、交流信号を発生するインバータ回路と、インバータ回路の出力端に接続される第１の共振コンデンサと、第１のインダクタンスと給電電力検知部と、給電装置制御回路とを備えた給電装置と、第２のインダクタンスと、第２の共振コンデンサと、負荷と、受電装置制御回路とを備えた充電装置を有する非接触充電装置において、第2の共振コンデンサの接続を切替える開閉手段を備え、電力状態に応じて開閉手段をオン・オフする非接触充電装置である。

これによって、第２の共振コンデンサの静電容量を変化させることが可能となり、給電装置のインバータ回路の出力両端からみた負荷インピーダンスを変化させて、給電装置と受電装置の位置関係によらず定格電力を維持することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態における非接触充電装置の回路図である。図１に示すように、非接触充電装置は、例えば駐車スペースに設置される送電装置と、例えば電気推進車両に搭載される受電装置とを備えている。非接触充電装置は、送電装置側の構成として、商用電源１、第１の整流回路２、力率改善回路３、インバータ回路４、給電電力検知部５、第１の共振コンデンサ６、第１のインダクタンス７及び送電装置側の制御回路１３（以下、単に「制御回路１３」という）と、受電装置側の構成として、第２のインダクタンス８、第２の共振コンデンサ９、開閉手段１０、第２の整流回路１１、負荷（バッテリー）１２、受電装置側の制御回路１４（以下、単に「制御回路１４」という）、及び受電電力検知部２４とを備えている。以下これらの回路ブロックの構成について説明する。

まず、力率改善回路３の構成について説明する。力率改善回路３は、商用電源１の力率を改善する回路であって、第１のチョークコイルであるチョークコイル１５、第１のスイッチング素子１６（本実施の形態においてはＭＯＳＦＥＴ）、第１のダイオードであるダイオード１７、及び、第１のコンデンサである平滑コンデンサ１８を含んでいる。

まず、商用電源１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードと入力フィルターを含む第１の整流回路２の入力端に接続される。第１の整流回路２の高電位側（正極側）出力端子にチョークコイル１５の入力側端子が接続される。さらに
チョークコイル１５の出力側端子とダイオード１７のアノード側端子との接続ラインにスイッチング素子１６の高電位側端子（ドレイン）が接続される。第１の整流回路２の低電位側（負極側）出力端子にスイッチング素子１６の低電位側端子（ソース）と平滑コンデンサ１８の低電位側端子が接続される。また、平滑コンデンサ１８の高電位側端子は、ダイオード１７のカソード側端子に接続される。平滑コンデンサ１８の両端には、力率改善回路３が入力する直流電源である第１の整流回路２の出力電圧をチョークコイル１５とスイッチング素子１６のオン・オフ動作によりそのピーク値より大きいピーク値を有する直流電圧であって任意の電圧に昇圧した電圧が供給され平滑される。ただし、本実施の形態においては、力率改善回路３を高周波動作させ力率改善効果を高めるためにスイッチング速度の速いＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１６として使用している。通常、ＭＯＳＦＥＴに逆向きに保護用ダイオードが付帯するが、この保護用ダイオードが無くても本実施の形態の基本動作の説明に何ら影響を与えないため、図には記載していない。平滑コンデンサ１８の出力電圧はインバータ回路４の入力端子間に供給される。

インバータ回路４の入力端子は力率改善回路３の出力端子、つまり平滑コンデンサ１８の両端に接続される。平滑コンデンサ１８の両端には、スイッチング素子１９、２０の直列接続体が接続される。スイッチング素子１９、２０にはそれぞれダイオード２１、２２が逆並列に（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子が接続されるように）接続される。またスイッチング素子２０（スイッチング素子１９、であってもよい）に並列にスナバコンデンサ２３が接続される。さらにスイッチング素子２０に並列に第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７と給電電力検知部５の直列接続体が接続される。

また、第２のインダクタ８は、例えば電気推進車両の移動に伴い、第１のインダクタ７と対向するように配置される。第２のインダクタ８の高電位側に第２の共振コンデンサ９と開閉手段１０（リレー）の並列接続体が接続される。第２のインダクタ８の低電位側と第２の共振コンデンサは平滑フィルタを内包する第２の整流回路１１に接続され、第２の整流回路の出力両端に負荷（バッテリー）が接続される。開閉手段１０は、受電装置側の制御回路１４によって駆動され制御される。本実施の形態では開閉手段１０にリレーを用いているが、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いても良い。本実施の形態における給電電力検知部５は、図２に示すように、電流検知部２５、電圧検知部２６、電力演算部２７からなる。ただし、電流または電圧のいずれか一方で給電電力を推定できる場合は、電流検知部２５と電圧検知部２６のいずれか一方だけでも良い。本実施の形態のように給電電力検知部５を第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６の直列共振回路に直列接続する場合、電流と電圧には相関があるためいずれか一方だけの検知で給電電力を推定できる。

次に、制御回路１３の構成について説明する。制御回路１３は、無線通信により、制御回路１４より電力指令値を受信する。制御回路１３は、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、受信した電力指令値とを比較し、電力指令値が得られるようにインバータ回路４のスイッチング素子１９、２０と力率改善回路３のスイッチング素子１６を駆動する。なお、力率改善回路３のスイッチング素子１６の制御には専用の制御ＩＣを用いてもよい。さらに制御回路１３は給電電力検知部５によって検知する給電電力に応じて、開閉手段１０のオン・オフ指令値を制御回路１４に無線通信により送信する。

制御回路１４は、受電電力検知部２４によって検知するバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また、制御回路１４は、制御回路１３から無線通信により送信される開閉手段１０のオン・オフ指令値に応じて、開閉手段１０を駆動・制御する。さらに給電装置動作中に受電電力検知部２４によって受電電力を検知し、負荷（バッテリー）に過電流や過電圧がかからないように、制御回路１４
は制御回路１３への電力指令値を変更する。

本実施の形態における受電電力検知部２４は、図３に示すように、電流検知部２８、電圧検知部２９、電力演算部３０からなる。ただし、電流または電圧のいずれか一方で受電電力を推定できる場合は、電流検知部２８と電圧検知部２９のいずれか一方だけでも良い。本実施の形態のように受電電力検知部２４を第２のインダクタ８と第２の共振コンデンサ９の直列共振回路に直列接続する場合、電流と電圧には相関があるためいずれか一方だけの検知で受電電力を推定できる。

また本実施の形態１の負荷１２には、電気推進車両用のバッテリーを用いている。バッテリー充電は、バッテリーの残電圧以上の電圧を供給して充電するが、バッテリーの内部抵抗は非常に小さいため、給電電圧がバッテリー残電圧を超えると、急激に充電電流が流れる。このことは送電装置からみた負荷インピーダンスがバッテリー残電圧や給電電圧によって大きく変動することを意味している。

以上のように構成された非接触充電装置において、以下動作を説明する。

図４に、本実施の形態における非接触充電装置の各部の電圧又は電流波形を示す。同図（ａ）に、商用電源１の交流電圧波形を示す模式図である。同図（ｂ）に、直流電源の出力電圧波形、すなわち第１の整流回路２の出力電圧波形を示す模式図である。この電圧は、力率改善回路３に入力され、昇圧された後に平滑コンデンサ１８に出力される。同図（ｃ）は、平滑コンデンサ１８に印加される波形、すなわち力率改善回路３の出力電圧波形でありかつインバータ回路４の入力電圧波形を示す模式図である。同図（ｄ）は、第１のインダクタ７に発生する高周波電流波形を示す模式図である。同図（e）は、第２の整流回路１１の出力電圧波形を示す模式図である。

まず、力率改善回路３の動作について説明する。図４（ａ）に示す商用電源１は第１の整流回路２により全波整流され、図４（ｂ）にその電圧波形を示すように直流電源が形成される。この直流電源は、力率改善回路３の入力端子間に供給される。力率改善回路３は、この直流電源電圧の瞬時値の大きさが平滑コンデンサ１８の電圧よりも小さい場合に力率改善回路３に含まれるダイオード１７および第１の整流回路２のブリッジダイオードがターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる。その際に、制御回路１３は、スイッチング素子１６をターンオン・オフさせることにより力率を改善する。第１のスイッチング素子１６がターンオンしている状態では商用電源１からチョークコイル１５にエネルギーが蓄えられており、その後、スイッチング素子１６がターンオフし、チョークコイル１５に蓄えられたエネルギーがダイオード１７を介して、平滑コンデンサ１８に供給される。これにより、商用電源１からチョークコイル１５を介して入力電流が流れるようになり、商用電源１側に歪んだ入力電流を流さないようにする。また、本実施の形態では、力率改善回路３は、力率改善機能だけでなく、昇圧機能を同時に有する。このため、図４（ｃ）に示すように、平滑コンデンサ１８の電圧はそのピーク値が商用電源１のピーク値すなわち直流電源のピーク値である力率改善回路３の入力電圧のピーク値より高い電圧となり、平滑コンデンサ１８を介してインバータ回路４に供給される。

次に、インバータ回路４の動作について説明する。図４（ｃ）に示す力率改善回路３の出力端間に接続された平滑コンデンサ１８の両端に出力され平滑された直流電圧はインバータ回路４に供給される。インバータ回路４は、スイッチング素子１９、２０のオン・オフによって第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７に図４（ｄ）に示すように所定の周波数の高周波電流を発生させる。スイッチング素子１９がオンしている状態から、オフすると第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が放電するため、スイッチング素子１９は零ボ
ルトスイッチング（ＺＶＳ）ターンオフ動作を実現する。また、このときスナバコンデンサ２３が放電しきると、ダイオード２２がオンし、ダイオード２２がオンしている期間中にスイッチング素子２０のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２２がターンオフしてスイッチング素子２０に電流が転流し、スイッチング素子２０はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。スイッチング素子２０がオンしている状態から、オフすると第１のインダクタンス７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が充電するため、スイッチング素子２０はＺＶＳターンオフ動作を実現する。前記スナバコンデンサ２３が、平滑コンデンサ１８と同じ電圧まで充電されるとダイオード２１がオンし、ダイオード２１がオンしている期間中にスイッチング素子１９のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２１がターンオフしてスイッチング素子１９に電流が転流し、スイッチング素子１９はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオン動作を実現する。以上がインバータ回路４の動作である。

本実施の形態では、スイッチング素子１９、２０は平滑コンデンサ１８を短絡しないようにデッドタイム２μｓの間隔を設けて、交互にオン・オフさせている。またスイッチング素子１９および２０の駆動周波数を制御することで高周波電力を制御しているが、導通比を制御することで高周波電力を制御しても良く、駆動周波数と導通比の制御を組み合わせることで電力制御精度を高めることができる。

次に充電動作の流れについて説明する。充電開始時に制御回路１４が受電電力検知部２４によって検知するバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また開閉手段１０はオフ（オープン）に設定する。このように受電装置でも第２のインダクタ８と第２の共振コンデンサ９を共振させることで、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の間の電力伝送効率を高めることができる。これは第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない漏れインダクタンスによるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９で打ち消すことにより、２次側のインピーダンスが下がり、電力を伝送しやすくなるとも説明できる。制御回路１３は電力指令値を受信完了すると、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このときの給電電力すなわち給電電力検知部５の検知結果の制御特性は図５の曲線（ａ）、（ｂ）に示すようになり、負荷（バッテリー）への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果は図６の曲線（ａ’）、（ｂ‘）に示すようになる。一般に駆動周波数を低くすると給電電力が大きくなるように駆動周波数を設定する（給電電力最大となる周波数よりも高い周波数で動作させる）。図５に示す給電電力の制御特性は、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８との距離に応じて変化する第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の磁気結合の強さ（一般に結合係数ｋとして表され、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が近いとｋは大きく、遠いとｋは小さくなる）で変化する。また、バッテリーの残電圧によっても変化する。図５の曲線（ａ）はインバータ回路４の出力端からみた負荷インピーダンスZoの実部Re|Zo|が小さい場合（すなわち、ｋが小さく、バッテリー残電圧が高い場合）の曲線を表している。図３の曲線（ｂ）はRe|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）の曲線を表している。

従って、結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電気推進車両の非接触充電システムに適応した場合、Re|Zo|が大きいと制御回路１４から送信される電力指令値を満たすことができず、満充電するために必要な時間が長くなってしまうという課題がある。

そこで、図１に示す本実施の形態１では、図５の曲線（ｂ）の電力最大値が電力指令値
以下であることを制御回路１３が検知すると、力率改善回路３とインバータ回路４を一時停止してから、制御回路１４へ開閉手段１０をオン（クローズ）して、第２の共振コンデンサ９を短絡するように指令を無線通信で送信することで課題を解決している。制御回路１４は開閉手段１０をオン（クローズ）する指令を受信完了すると開閉手段１０をオン（クローズ）するよう駆動・制御する。開閉手段１０をオン（クローズ）することが完了した後、制御回路１３に開閉手段をオン（クローズ）したことを無線通信で通知する。制御回路１３はこの信号を受信完了した後、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このように第２の共振コンデンサ９を開閉手段１０で短絡することにより、第２の共振コンデンサ９の静電容量を０Ｆ（ファラッド）に変化させて、受電装置を非共振とすることが可能となる。

このときの給電電力の制御特性は図５の曲線（ｃ）に示すようになる。図５の曲線（ｃ）はRe|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）の曲線を表している。図５の曲線（ｂ）と曲線（ｃ）を比較すると、図５の曲線（ｃ）すなわち第２の共振コンデンサ９を開閉手段１０で短絡した方が、給電電力の最大値が大きいことが分かる。ただし、前述したように第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない、いわゆる漏れインダクタンス成分によるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９で打ち消すことが不可能となるが、このようにｋが大きい、すなわち第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が短い条件においては、第２のインダクタンス８の漏れインダクタンスは小さく、第２の共振コンデンサ９で打ち消さなくとも、結果としてバッテリーへの伝送電力を大きくすることが可能となる。このことは図６に示す負荷（バッテリー）への伝送電力の制御特性に示されている。図６の曲線（ｂ’）と（ｃ’）はRe|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）において、曲線（ｂ’）は開閉手段１０をオフ（オープン）している場合を示し、曲線（ｃ’）は開閉手段１０をオン（クローズ）している場合を示しており、曲線（ｃ’）の方が負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。

また本実施の形態１では給電電力を検知して開閉手段１０のオン・オフを切替えたが、受電電力（第２のインダクタ８）、負荷（バッテリー）１２への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果に応じて開閉手段１０のオン・オフを切替えても同様の効果が得られることは言うまでもなく、給電電力検知部５および受電電力検知部２４のいずれか一方の検知結果に応じて開閉手段１０のオン・オフを切替えることで、Re|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）において、負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。

以上のように、本発明の非接触充電装置を結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電気推進車両の非接触充電システムなどに適応しても、高効率でかつ必要な電力を負荷（バッテリー）に伝送することが可能となり、満充電までに必要な充電時間を安定化させて、使い勝手と信頼性が高い高性能な非接触充電装置を提供することができる。

（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２における非接触充電装置の回路図である。図７に示すように、非接触充電装置は、送電装置側の構成として、商用電源１、第１の整流回路２、力率改善回路３、インバータ回路４、給電電力検知部５、第１の共振コンデンサ６、第１のインダクタンス７及び送電装置側の制御回路１３（以下、単に「制御回路１３」という）と、受電装置側の構成として、第２のインダクタンス８、第２の共振コンデンサ９’、開閉手段１０’、第２の整流回路１１、負荷（バッテリー）１２、受電装置側の制御回路１
４（以下、単に「制御回路１４」という）、及び受電電力検知部２４とを備えている。図１に示した実施の形態１と比べて、第２の共振コンデンサ９’と開閉手段１０’の構成が異なっており、その点について以下に説明する。

第２のインダクタ８は、実施の形態１で説明したとおり、第１のインダクタ７と対向するように配置される。第２のインダクタ８の両端に第２の共振コンデンサ９’と開閉手段１０’（リレー）の直列接続体が接続される。第２の共振コンデンサ９’と開閉手段１０’（リレー）の直列接続体の両端は平滑フィルタを内包する第２の整流回路１１に接続され、第２の整流回路の出力両端に負荷（バッテリー）が接続される。開閉手段１０’は受電装置制御回路１４によって駆動・制御される。本実施の形態では開閉手段１０’にリレーを用いているが、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いても良い。

次に、制御回路１３の構成について説明する。制御回路１３は無線通信により、受電装置制御回路１４より電力指令値を受信する。送電装置制御回路１３は、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、電力指令値を比較し、電力指令値が得られるようにインバータ回路４のスイッチング素子１９、２０と力率改善回路３のスイッチング素子１６を駆動する。なお、力率改善回路３のスイッチング素子１６の制御には専用の制御ＩＣを用いてもよい。さらに制御回路１３は給電電力検知部５によって検知する給電電力に応じて、開閉手段１０’のオン・オフ指令値を制御回路１４に無線通信により送信する。

制御回路１４はバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また制御回路１３から無線通信により送信される開閉手段１０’のオン・オフ指令値に応じて、開閉手段１０’を駆動・制御する。さらに給電装置動作中に受電電力検知部２４によって受電電力を検知し、負荷（バッテリー）に過電流や過電圧がかからないように、制御回路１３への電力指令値を変更する。

以上のように構成された非接触充電装置について、以下動作を説明する。

力率改善回路３、インバータ回路４の動作は図１に示す実施の形態１と同様である。

次に充電動作の流れについて説明する。充電開始時に制御回路１４がバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また開閉手段１０’はオン（クローズ）に設定する。このように受電装置でも第２のインダクタ８と第２の共振コンデンサ９’を共振させることで、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の間の電力伝送効率を高めることができる。これは第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない漏れインダクタンスによるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９’で打ち消すことにより、２次側のインピーダンスが下がり、電力を伝送しやすくなるとも説明できる。制御回路１３は電力指令値を受信完了すると、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このときの給電電力すなわち給電電力検知部５の制御特性は図８の曲線（ｄ）、（ｅ）に示すようになり、負荷（バッテリー）への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果は図９の曲線（ｄ’）、（ｅ’）に示すようになる。一般に駆動周波数を低くすると給電電力が大きくなるように駆動周波数を設定する（給電電力最大となる周波数よりも高い周波数で動作させる）。図８に示す給電電力の制御特性は、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８との距離に応じて変化する第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の磁気結合の強さ（一般に結合係数ｋとして表され、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が近いとｋは大きく、遠いとｋは小さくなる）で変化する。また、バッテリーの残電圧によっても変化する。図８の曲線（ｄ）はインバータ回路４の出力端からみた負荷インピーダンスZoの実部Re|Zo|が小さい場合
（すなわち、ｋが小さく、バッテリー残電圧が低い場合）の曲線を表している。図８の曲線（ｅ）はRe|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）の曲線を表している。

従って、結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電動車両用の非接触充電システムに適応した場合、Re|Zo|が大きいと受電装置制御回路１４から送信される電力指令値を満たすことができず、満充電するために必要な時間が長くなってしまうという課題がある。

そこで図７に示す本実施の形態２では、図８の曲線（ｅ）の電力最大値が電力指令値以下であることを送電装置制御回路１３が検知すると、力率改善回路３とインバータ回路４を一時停止してから、受電装置制御回路１４へ開閉手段１０’をオフ（オープン）して、第２の共振コンデンサ９’を開放するように指令を無線通信で送信することで課題を解決している。受電装置制御回路１４は開閉手段１０’をオフ（オープン）する指令を受信完了すると開閉手段１０’をオフ（オープン）するよう駆動・制御する。開閉手段１０’をオフ（オープン）することが完了した後、送電装置制御回路１３に開閉手段をオフ（オープン）したことを無線通信で通知する。送電装置制御回路１３はこの信号を受信完了した後、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このように第２の共振コンデンサ９’を開閉手段１０’で短絡することにより、第２の共振コンデンサ９’の静電容量を０Ｆに変化させて、受電装置を非共振とすることが可能となる。

このときの電力制御特性は図８の曲線（ｆ）に示すようになり、負荷（バッテリー）への伝送電力は図９の曲線（ｆ’）に示すようになる。図８の曲線（ｆ）はRe|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）の曲線を表している。図８の曲線（ｅ）と（ｆ）を比較すると、曲線（ｆ）すなわち第２の共振コンデンサ９’を開閉手段１０’で開放した方が、給電電力の最大値が大きいことが分かる。ただし、前述したように第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない、いわゆる漏れインダクタンス成分によるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９’で打ち消すことが不可能となるが、このようにｋが大きい、すなわち第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が短い条件においては、第２のインダクタンス８の漏れインダクタンスは小さく、第２の共振コンデンサ９’で打ち消さなくとも、結果としてバッテリーへの伝送電力を大きくすることが可能となる。このことは図９に示す負荷（バッテリー）への伝送電力の制御特性に示されている。図９の曲線（ｅ’）と（ｆ’）はRe|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）において、曲線（ｂ’）は開閉手段１０’をオン（クローズ）している場合を示し、曲線（ｃ’）は開閉手段１０’をオフ（オープン）している場合を示しており、曲線（ｃ’）の方が負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。

また本実施の形態１では給電電力を検知して開閉手段１０’のオン・オフを切替えたが、受電電力（第２のインダクタ８）、負荷（バッテリー）１２への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果に応じて開閉手段１０’のオン・オフを切替えても同様の効果が得られることは言うまでもなく、給電電力検知部５および受電電力検知部２４のいずれか一方の検知結果に応じて開閉手段１０’のオン・オフを切替えることで、Re|Zo|が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）において、負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。。

従って、本発明の非接触充電装置を結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電動車両用の非接触充電システムなどに適応しても、高効率でかつ必要な電力を負荷（バッテリー）に伝送することが可能となり、満充電までに必要な充電時間
を安定化させて、使い勝手と信頼性が高い高性能な非接触充電装置を提供することができる。

以上のように、本発明にかかる非接触充電装置は、結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電気推進車両用の非接触充電装置に適応しても、高効率でかつ必要な電力を負荷（バッテリー）に伝送することが可能となり、満充電までに必要な充電時間を安定化させて、使い勝手と信頼性が高い高性能な非接触充電装置を提供することができる。

１ 商用電源
２ 第１の整流回路
３ 力率改善回路
４ インバータ回路
５ 給電電力検知部
６ 第１の共振コンデンサ
７ 第１のインダクタ
８ 第２のインダクタ
９ 第２の共振コンデンサ
１０ 開閉手段
１１ 第２の整流回路
１２ 負荷（バッテリー）
１３ 送電装置側の制御回路
１４ 受電装置側の制御回路

本発明は、例えば電気推進車両（電気自動車やハイブリッド車）などに搭載される二次電池に非接触で充電する非接触充電装置に関する。

この種の充電装置において非接触で電力伝送するための技術として、磁界、電界、電波などを用いる技術が開発されてきた。このような非接触電力伝送技術によって、給電装置と受電装置とを接続する電線が不要となるため、ユーザにとっては、接続の手間が省けたり、雨天時などの漏電や感電の心配がなくなったりする。

ところで、非接触電力伝送では、例えば高効率化のため、給電装置と受電装置との位置関係が重要となる。この問題に対処するため、従来、給電装置及び受電装置のそれぞれに交流信号を共振させる共振部を備えることで、給電装置と受電装置との位置関係の制約を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−２９６８５７号公報

しかしながら、上記従来の技術を、定格電力と負荷変動が大きくかつ給電装置と受電装置の位置関係が大きく変動するようなシステム（例えば電気推進車両への数ｋＷの電力伝送など）に適応した場合、送電装置と受電装置の距離が短いと定格電力が得られないといった事態が発生してしまうため、満充電に必要な時間が大きく変動してしまうという課題があった。

それゆえに、本発明は、送電装置と受電装置の位置関係や負荷状態によらず定格電力を維持することが可能な非接触充電装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の非接触充電装置は、送電装置から非接触で送られてくる電力を受電する受電装置であって、充電先となる負荷と、前記負荷に充電される電力を、外部の送電装置から非接触で受電するインダクタと、前記インダクタと前記負荷とを含む回路に電気的に接続可能なコンデンサと、前記送電装置又は前記受電装置における電力に応じて、前記コンデンサを前記回路に電気的に接続するか否かを切り替える開閉手段とを備えている。

上記開閉手段により、共振のためのコンデンサの静電容量を変化させることが可能となる。これによって、送電装置側からみた負荷インピーダンスを変化させて、送電装置と受電装置の位置関係によらず定格電力を維持することができる。

本実施の形態１に係る非接触充電装置の回路図 図１に示す給電電力検知部５の詳細な構成を示す図 図１に示す受電電力検知部２４の詳細な構成を示す図 本実施の形態１の各部の波形を示す図 本実施の形態１の給電電力の制御特性を示す図 本実施の形態１の負荷への伝送電力の制御特性を示す図 本実施の形態２に係る非接触充電装置の回路図 本実施の形態２の給電電力の制御特性を示す図 本実施の形態２の負荷への伝送電力の制御特性を示す図

本発明は、送電装置から非接触で送られてくる電力を受電する受電装置であって、充電先となる負荷と、前記負荷に充電される電力を、外部の送電装置から非接触で受電するインダクタと、前記インダクタと前記負荷とを含む回路に電気的に接続可能なコンデンサと、前記送電装置又は前記受電装置における電力に応じて、前記コンデンサを前記回路に電気的に接続するか否かを切り替える開閉手段とを備えている。

上記開閉手段により、共振のためのコンデンサの静電容量を変化させることが可能となる。これによって、送電装置側からみた負荷インピーダンスを変化させて、送電装置と受電装置の位置関係によらず定格電力を維持することができる。

また、より具体的には、前記開閉手段は、前記負荷への充電動作中に、前記送電装置又は前記受電装置における電力に応じて、前記コンデンサの前記回路への電気的な接続状態を切り替えて、前記充電動作を継続する。

また、より具体的には、受電装置は、前記充電開始時に前記負荷の残電圧に応じて決まる電力指令値を決定する制御回路をさらに備え、前記開閉手段は、前記充電開始時に、前記コンデンサを前記回路に電気的に接続し、前記送電装置又は前記受電装置における電力の最大値が前記制御回路で決定された電力指令値以下の場合、前記コンデンサの前記回路への電気的な接続状態を切り替えて、前記コンデンサを前記回路から電気的に切り離す。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態における非接触充電装置の回路図である。図１に示すように、非接触充電装置は、例えば駐車スペースに設置される送電装置と、例えば電気推進車両に搭載される受電装置とを備えている。非接触充電装置は、送電装置側の構成として、商用電源１、第１の整流回路２、力率改善回路３、インバータ回路４、給電電力検知部５、第１の共振コンデンサ６、第１のインダクタンス７及び送電装置側の制御回路１３（以下、単に「制御回路１３」という）と、受電装置側の構成として、第２のインダクタンス８、第２の共振コンデンサ９、開閉手段１０、第２の整流回路１１、負荷（バッテリー）１２、受電装置側の制御回路１４（以下、単に「制御回路１４」という）、及び受電電力検知部２４とを備えている。以下これらの回路ブロックの構成について説明する。

まず、力率改善回路３の構成について説明する。力率改善回路３は、商用電源１の力率を改善する回路であって、第１のチョークコイルであるチョークコイル１５、第１のスイッチング素子１６（本実施の形態においてはＭＯＳＦＥＴ）、第１のダイオードであるダイオード１７、及び、第１のコンデンサである平滑コンデンサ１８を含んでいる。

まず、商用電源１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードと入力フィルターを含む第１の整流回路２の入力端に接続される。第１の整流回路２の高電位側（正極側）出力端子にチョークコイル１５の入力側端子が接続される。さらにチョークコイル１５の出力側端子とダイオード１７のアノード側端子との接続ラインにスイッチング素子１６の高電位側端子（ドレイン）が接続される。第１の整流回路２の低電位側（負極側）出力端子にスイッチング素子１６の低電位側端子（ソース）と平滑コンデンサ１８の低電位側端子が接続される。また、平滑コンデンサ１８の高電位側端子は、ダイオード１７のカソード側端子に接続される。平滑コンデンサ１８の両端には、力率改善回路３が入力する直流電源である第１の整流回路２の出力電圧をチョークコイル１５とスイッチング素子１６のオン・オフ動作によりそのピーク値より大きいピーク値を有する直流電圧であって任意の電圧に昇圧した電圧が供給され平滑される。ただし、本実施の形態においては、力率改善回路３を高周波動作させ力率改善効果を高めるためにスイッチング速度の速いＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１６として使用している。通常、ＭＯＳＦＥＴに逆向きに保護用ダイオードが付帯するが、この保護用ダイオードが無くても本実施の形態の基本動作の説明に何ら影響を与えないため、図には記載していない。平滑コンデンサ１８の出力電圧はインバータ回路４の入力端子間に供給される。

インバータ回路４の入力端子は力率改善回路３の出力端子、つまり平滑コンデンサ１８の両端に接続される。平滑コンデンサ１８の両端には、スイッチング素子１９、２０の直列接続体が接続される。スイッチング素子１９、２０にはそれぞれダイオード２１、２２が逆並列に（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子が接続されるように）接続される。またスイッチング素子２０（スイッチング素子１９、であってもよい）に並列にスナバコンデンサ２３が接続される。さらにスイッチング素子２０に並列に第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７と給電電力検知部５の直列接続体が接続される。

また、第２のインダクタ８は、例えば電気推進車両の移動に伴い、第１のインダクタ７と対向するように配置される。第２のインダクタ８の高電位側に第２の共振コンデンサ９と開閉手段１０（リレー）の並列接続体が接続される。第２のインダクタ８の低電位側と第２の共振コンデンサは平滑フィルタを内包する第２の整流回路１１に接続され、第２の整流回路の出力両端に負荷（バッテリー）が接続される。開閉手段１０は、受電装置側の制御回路１４によって駆動され制御される。本実施の形態では開閉手段１０にリレーを用いているが、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いても良い。本実施の形態における給電電力検知部５は、図２に示すように、電流検知部２５、電圧検知部２６、電力演算部２７からなる。ただし、電流または電圧のいずれか一方で給電電力を
推定できる場合は、電流検知部２５と電圧検知部２６のいずれか一方だけでも良い。本実施の形態のように給電電力検知部５を第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６の直列共振回路に直列接続する場合、電流と電圧には相関があるためいずれか一方だけの検知で給電電力を推定できる。

次に、制御回路１３の構成について説明する。制御回路１３は、無線通信により、制御回路１４より電力指令値を受信する。制御回路１３は、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、受信した電力指令値とを比較し、電力指令値が得られるようにインバータ回路４のスイッチング素子１９、２０と力率改善回路３のスイッチング素子１６を駆動する。なお、力率改善回路３のスイッチング素子１６の制御には専用の制御ＩＣを用いてもよい。さらに制御回路１３は給電電力検知部５によって検知する給電電力に応じて、開閉手段１０のオン・オフ指令値を制御回路１４に無線通信により送信する。

制御回路１４は、受電電力検知部２４によって検知するバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また、制御回路１４は、制御回路１３から無線通信により送信される開閉手段１０のオン・オフ指令値に応じて、開閉手段１０を駆動・制御する。さらに給電装置動作中に受電電力検知部２４によって受電電力を検知し、負荷（バッテリー）に過電流や過電圧がかからないように、制御回路１４は制御回路１３への電力指令値を変更する。

本実施の形態における受電電力検知部２４は、図３に示すように、電流検知部２８、電圧検知部２９、電力演算部３０からなる。ただし、電流または電圧のいずれか一方で受電電力を推定できる場合は、電流検知部２８と電圧検知部２９のいずれか一方だけでも良い。本実施の形態のように受電電力検知部２４を第２のインダクタ８と第２の共振コンデンサ９の直列共振回路に直列接続する場合、電流と電圧には相関があるためいずれか一方だけの検知で受電電力を推定できる。

また本実施の形態１の負荷１２には、電気推進車両用のバッテリーを用いている。バッテリー充電は、バッテリーの残電圧以上の電圧を供給して充電するが、バッテリーの内部抵抗は非常に小さいため、給電電圧がバッテリー残電圧を超えると、急激に充電電流が流れる。このことは送電装置からみた負荷インピーダンスがバッテリー残電圧や給電電圧によって大きく変動することを意味している。

以上のように構成された非接触充電装置において、以下動作を説明する。

図４に、本実施の形態における非接触充電装置の各部の電圧又は電流波形を示す。同図（ａ）に、商用電源１の交流電圧波形を示す模式図である。同図（ｂ）に、直流電源の出力電圧波形、すなわち第１の整流回路２の出力電圧波形を示す模式図である。この電圧は、力率改善回路３に入力され、昇圧された後に平滑コンデンサ１８に出力される。同図（ｃ）は、平滑コンデンサ１８に印加される波形、すなわち力率改善回路３の出力電圧波形でありかつインバータ回路４の入力電圧波形を示す模式図である。同図（ｄ）は、第１のインダクタ７に発生する高周波電流波形を示す模式図である。同図（ｅ）は、第２の整流回路１１の出力電圧波形を示す模式図である。

まず、力率改善回路３の動作について説明する。図４（ａ）に示す商用電源１は第１の整流回路２により全波整流され、図４（ｂ）にその電圧波形を示すように直流電源が形成される。この直流電源は、力率改善回路３の入力端子間に供給される。力率改善回路３は、この直流電源電圧の瞬時値の大きさが平滑コンデンサ１８の電圧よりも小さい場合に力率改善回路３に含まれるダイオード１７および第１の整流回路２のブリッジダイオードがターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる。その際に、制御回路１
３は、スイッチング素子１６をターンオン・オフさせることにより力率を改善する。第１のスイッチング素子１６がターンオンしている状態では商用電源１からチョークコイル１５にエネルギーが蓄えられており、その後、スイッチング素子１６がターンオフし、チョークコイル１５に蓄えられたエネルギーがダイオード１７を介して、平滑コンデンサ１８に供給される。これにより、商用電源１からチョークコイル１５を介して入力電流が流れるようになり、商用電源１側に歪んだ入力電流を流さないようにする。また、本実施の形態では、力率改善回路３は、力率改善機能だけでなく、昇圧機能を同時に有する。このため、図４（ｃ）に示すように、平滑コンデンサ１８の電圧はそのピーク値が商用電源１のピーク値すなわち直流電源のピーク値である力率改善回路３の入力電圧のピーク値より高い電圧となり、平滑コンデンサ１８を介してインバータ回路４に供給される。

次に、インバータ回路４の動作について説明する。図４（ｃ）に示す力率改善回路３の出力端間に接続された平滑コンデンサ１８の両端に出力され平滑された直流電圧はインバータ回路４に供給される。インバータ回路４は、スイッチング素子１９、２０のオン・オフによって第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７に図４（ｄ）に示すように所定の周波数の高周波電流を発生させる。スイッチング素子１９がオンしている状態から、オフすると第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が放電するため、スイッチング素子１９は零ボルトスイッチング（ＺＶＳ）ターンオフ動作を実現する。また、このときスナバコンデンサ２３が放電しきると、ダイオード２２がオンし、ダイオード２２がオンしている期間中にスイッチング素子２０のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２２がターンオフしてスイッチング素子２０に電流が転流し、スイッチング素子２０はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。スイッチング素子２０がオンしている状態から、オフすると第１のインダクタンス７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が充電するため、スイッチング素子２０はＺＶＳターンオフ動作を実現する。前記スナバコンデンサ２３が、平滑コンデンサ１８と同じ電圧まで充電されるとダイオード２１がオンし、ダイオード２１がオンしている期間中にスイッチング素子１９のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２１がターンオフしてスイッチング素子１９に電流が転流し、スイッチング素子１９はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオン動作を実現する。以上がインバータ回路４の動作である。

本実施の形態では、スイッチング素子１９、２０は平滑コンデンサ１８を短絡しないようにデッドタイム２μｓの間隔を設けて、交互にオン・オフさせている。またスイッチング素子１９および２０の駆動周波数を制御することで高周波電力を制御しているが、導通比を制御することで高周波電力を制御しても良く、駆動周波数と導通比の制御を組み合わせることで電力制御精度を高めることができる。

次に充電動作の流れについて説明する。充電開始時に制御回路１４が受電電力検知部２４によって検知するバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また開閉手段１０はオフ（オープン）に設定する。このように受電装置でも第２のインダクタ８と第２の共振コンデンサ９を共振させることで、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の間の電力伝送効率を高めることができる。これは第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない漏れインダクタンスによるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９で打ち消すことにより、２次側のインピーダンスが下がり、電力を伝送しやすくなるとも説明できる。制御回路１３は電力指令値を受信完了すると、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このときの給電電力すなわち給電電力検知部５の検知結果の制御特性は図５の曲線（ａ）、（ｂ）に
示すようになり、負荷（バッテリー）への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果は図６の曲線（ａ’）、（ｂ‘）に示すようになる。一般に駆動周波数を低くすると給電電力が大きくなるように駆動周波数を設定する（給電電力最大となる周波数よりも高い周波数で動作させる）。図５に示す給電電力の制御特性は、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８との距離に応じて変化する第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の磁気結合の強さ（一般に結合係数ｋとして表され、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が近いとｋは大きく、遠いとｋは小さくなる）で変化する。また、バッテリーの残電圧によっても変化する。図５の曲線（ａ）はインバータ回路４の出力端からみた負荷インピーダンスＺｏの実部Ｒｅ｜Ｚｏ｜が小さい場合（すなわち、ｋが小さく、バッテリー残電圧が高い場合）の曲線を表している。図３の曲線（ｂ）はＲｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）の曲線を表している。

従って、結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電気推進車両の非接触充電システムに適応した場合、Ｒｅ｜Ｚｏ｜が大きいと制御回路１４から送信される電力指令値を満たすことができず、満充電するために必要な時間が長くなってしまうという課題がある。

そこで、図１に示す本実施の形態１では、図５の曲線（ｂ）の電力最大値が電力指令値以下であることを制御回路１３が検知すると、力率改善回路３とインバータ回路４を一時停止してから、制御回路１４へ開閉手段１０をオン（クローズ）して、第２の共振コンデンサ９を短絡するように指令を無線通信で送信することで課題を解決している。制御回路１４は開閉手段１０をオン（クローズ）する指令を受信完了すると開閉手段１０をオン（クローズ）するよう駆動・制御する。開閉手段１０をオン（クローズ）することが完了した後、制御回路１３に開閉手段をオン（クローズ）したことを無線通信で通知する。制御回路１３はこの信号を受信完了した後、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このように第２の共振コンデンサ９を開閉手段１０で短絡することにより、第２の共振コンデンサ９の静電容量を０Ｆ（ファラッド）に変化させて、受電装置を非共振とすることが可能となる。

このときの給電電力の制御特性は図５の曲線（ｃ）に示すようになる。図５の曲線（ｃ）はＲｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）の曲線を表している。図５の曲線（ｂ）と曲線（ｃ）を比較すると、図５の曲線（ｃ）すなわち第２の共振コンデンサ９を開閉手段１０で短絡した方が、給電電力の最大値が大きいことが分かる。ただし、前述したように第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない、いわゆる漏れインダクタンス成分によるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９で打ち消すことが不可能となるが、このようにｋが大きい、すなわち第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が短い条件においては、第２のインダクタンス８の漏れインダクタンスは小さく、第２の共振コンデンサ９で打ち消さなくとも、結果としてバッテリーへの伝送電力を大きくすることが可能となる。このことは図６に示す負荷（バッテリー）への伝送電力の制御特性に示されている。図６の曲線（ｂ’）と（ｃ’）はＲｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）において、曲線（ｂ’）は開閉手段１０をオフ（オープン）している場合を示し、曲線（ｃ’）は開閉手段１０をオン（クローズ）している場合を示しており、曲線（ｃ’）の方が負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。

また本実施の形態１では給電電力を検知して開閉手段１０のオン・オフを切替えたが、受電電力（第２のインダクタ８）、負荷（バッテリー）１２への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果に応じて開閉手段１０のオン・オフを切替えても同様の効果が得
られることは言うまでもなく、給電電力検知部５および受電電力検知部２４のいずれか一方の検知結果に応じて開閉手段１０のオン・オフを切替えることで、Ｒｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が低い場合）において、負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。

以上のように、本発明の非接触充電装置を結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電気推進車両の非接触充電システムなどに適応しても、高効率でかつ必要な電力を負荷（バッテリー）に伝送することが可能となり、満充電までに必要な充電時間を安定化させて、使い勝手と信頼性が高い高性能な非接触充電装置を提供することができる。

（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２における非接触充電装置の回路図である。図７に示すように、非接触充電装置は、送電装置側の構成として、商用電源１、第１の整流回路２、力率改善回路３、インバータ回路４、給電電力検知部５、第１の共振コンデンサ６、第１のインダクタンス７及び送電装置側の制御回路１３（以下、単に「制御回路１３」という）と、受電装置側の構成として、第２のインダクタンス８、第２の共振コンデンサ９’、開閉手段１０’、第２の整流回路１１、負荷（バッテリー）１２、受電装置側の制御回路１４（以下、単に「制御回路１４」という）、及び受電電力検知部２４とを備えている。図１に示した実施の形態１と比べて、第２の共振コンデンサ９’と開閉手段１０’の構成が異なっており、その点について以下に説明する。

第２のインダクタ８は、実施の形態１で説明したとおり、第１のインダクタ７と対向するように配置される。第２のインダクタ８の両端に第２の共振コンデンサ９’と開閉手段１０’（リレー）の直列接続体が接続される。第２の共振コンデンサ９’と開閉手段１０’（リレー）の直列接続体の両端は平滑フィルタを内包する第２の整流回路１１に接続され、第２の整流回路の出力両端に負荷（バッテリー）が接続される。開閉手段１０’は受電装置制御回路１４によって駆動・制御される。本実施の形態では開閉手段１０’にリレーを用いているが、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いても良い。

次に、制御回路１３の構成について説明する。制御回路１３は無線通信により、受電装置制御回路１４より電力指令値を受信する。送電装置制御回路１３は、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、電力指令値を比較し、電力指令値が得られるようにインバータ回路４のスイッチング素子１９、２０と力率改善回路３のスイッチング素子１６を駆動する。なお、力率改善回路３のスイッチング素子１６の制御には専用の制御ＩＣを用いてもよい。さらに制御回路１３は給電電力検知部５によって検知する給電電力に応じて、開閉手段１０’のオン・オフ指令値を制御回路１４に無線通信により送信する。

制御回路１４はバッテリーの残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また制御回路１３から無線通信により送信される開閉手段１０’のオン・オフ指令値に応じて、開閉手段１０’を駆動・制御する。さらに給電装置動作中に受電電力検知部２４によって受電電力を検知し、負荷（バッテリー）に過電流や過電圧がかからないように、制御回路１３への電力指令値を変更する。

以上のように構成された非接触充電装置について、以下動作を説明する。

力率改善回路３、インバータ回路４の動作は図１に示す実施の形態１と同様である。

次に充電動作の流れについて説明する。充電開始時に制御回路１４がバッテリーの残電
圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また開閉手段１０’はオン（クローズ）に設定する。このように受電装置でも第２のインダクタ８と第２の共振コンデンサ９’を共振させることで、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の間の電力伝送効率を高めることができる。これは第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない漏れインダクタンスによるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９’で打ち消すことにより、２次側のインピーダンスが下がり、電力を伝送しやすくなるとも説明できる。制御回路１３は電力指令値を受信完了すると、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このときの給電電力すなわち給電電力検知部５の制御特性は図８の曲線（ｄ）、（ｅ）に示すようになり、負荷（バッテリー）への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果は図９の曲線（ｄ’）、（ｅ’）に示すようになる。一般に駆動周波数を低くすると給電電力が大きくなるように駆動周波数を設定する（給電電力最大となる周波数よりも高い周波数で動作させる）。図８に示す給電電力の制御特性は、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８との距離に応じて変化する第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の磁気結合の強さ（一般に結合係数ｋとして表され、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が近いとｋは大きく、遠いとｋは小さくなる）で変化する。また、バッテリーの残電圧によっても変化する。図８の曲線（ｄ）はインバータ回路４の出力端からみた負荷インピーダンスＺｏの実部Ｒｅ｜Ｚｏ｜が小さい場合（すなわち、ｋが小さく、バッテリー残電圧が低い場合）の曲線を表している。図８の曲線（ｅ）はＲｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）の曲線を表している。

従って、結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電動車両用の非接触充電システムに適応した場合、Ｒｅ｜Ｚｏ｜が大きいと受電装置制御回路１４から送信される電力指令値を満たすことができず、満充電するために必要な時間が長くなってしまうという課題がある。

そこで図７に示す本実施の形態２では、図８の曲線（ｅ）の電力最大値が電力指令値以下であることを送電装置制御回路１３が検知すると、力率改善回路３とインバータ回路４を一時停止してから、受電装置制御回路１４へ開閉手段１０’をオフ（オープン）して、第２の共振コンデンサ９’を開放するように指令を無線通信で送信することで課題を解決している。受電装置制御回路１４は開閉手段１０’をオフ（オープン）する指令を受信完了すると開閉手段１０’をオフ（オープン）するよう駆動・制御する。開閉手段１０’をオフ（オープン）することが完了した後、送電装置制御回路１３に開閉手段をオフ（オープン）したことを無線通信で通知する。送電装置制御回路１３はこの信号を受信完了した後、前述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。このように第２の共振コンデンサ９’を開閉手段１０’で短絡することにより、第２の共振コンデンサ９’の静電容量を０Ｆに変化させて、受電装置を非共振とすることが可能となる。

このときの電力制御特性は図８の曲線（ｆ）に示すようになり、負荷（バッテリー）への伝送電力は図９の曲線（ｆ’）に示すようになる。図８の曲線（ｆ）はＲｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）の曲線を表している。図８の曲線（ｅ）と（ｆ）を比較すると、曲線（ｆ）すなわち第２の共振コンデンサ９’を開閉手段１０’で開放した方が、給電電力の最大値が大きいことが分かる。ただし、前述したように第２のインダクタンス８のうち、第１のインダクタンス７と磁気結合できない、いわゆる漏れインダクタンス成分によるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９’で打ち消すことが不可能となるが、このようにｋが大きい、すなわち第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の距離が短い条件においては、第２のインダクタンス８の漏れインダクタンスは小さく、第２の共振コンデンサ９’で打ち消さなくとも、結果として
バッテリーへの伝送電力を大きくすることが可能となる。このことは図９に示す負荷（バッテリー）への伝送電力の制御特性に示されている。図９の曲線（ｅ’）と（ｆ’）はＲｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）において、曲線（ｂ’）は開閉手段１０’をオン（クローズ）している場合を示し、曲線（ｃ’）は開閉手段１０’をオフ（オープン）している場合を示しており、曲線（ｃ’）の方が負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。

また本実施の形態１では給電電力を検知して開閉手段１０’のオン・オフを切替えたが、受電電力（第２のインダクタ８）、負荷（バッテリー）１２への伝送電力すなわち受電電力検知部２４の検知結果に応じて開閉手段１０’のオン・オフを切替えても同様の効果が得られることは言うまでもなく、給電電力検知部５および受電電力検知部２４のいずれか一方の検知結果に応じて開閉手段１０’のオン・オフを切替えることで、Ｒｅ｜Ｚｏ｜が大きい場合（すなわち、ｋが大きく、バッテリー残電圧が高い場合）において、負荷（バッテリー）に伝送できる最大電力を大きくすることが可能であることが分かる。

従って、本発明の非接触充電装置を結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電動車両用の非接触充電システムなどに適応しても、高効率でかつ必要な電力を負荷（バッテリー）に伝送することが可能となり、満充電までに必要な充電時間を安定化させて、使い勝手と信頼性が高い高性能な非接触充電装置を提供することができる。

以上のように、本発明にかかる非接触充電装置は、結合係数ｋと、バッテリー残電圧が大きく変動するシステム、例えば電気推進車両用の非接触充電装置に適応しても、高効率でかつ必要な電力を負荷（バッテリー）に伝送することが可能となり、満充電までに必要な充電時間を安定化させて、使い勝手と信頼性が高い高性能な非接触充電装置を提供することができる。

１ 商用電源
２ 第１の整流回路
３ 力率改善回路
４ インバータ回路
５ 給電電力検知部
６ 第１の共振コンデンサ
７ 第１のインダクタ
８ 第２のインダクタ
９ 第２の共振コンデンサ
１０ 開閉手段
１１ 第２の整流回路
１２ 負荷（バッテリー）
１３ 送電装置側の制御回路
１４ 受電装置側の制御回路

Claims (1)

1. 交流信号を発生するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力端に接続される第１の共振コンデンサと、第１のインダクタンスと給電電力検知部と、給電装置制御回路とを備えた給電装置と、第２のインダクタンスと、第２の共振コンデンサと、負荷と、受電装置制御回路とを備えた充電装置を有する非接触充電装置において、第2の共振コンデンサの接続を切替える開閉手段を備え、電力状態に応じて開閉手段をオン・オフする非接触充電装置。