JPWO2013136755A1 - 非接触充電装置の給電装置 - Google Patents

Abstract

非接触充電装置（１）の給電装置（２）は、交流電源（３）を直流に変換し、力率を改善する力率改善回路（１０）と、力率改善回路の出力端に接続される平滑コンデンサ（１６）と、複数のスイッチング素子（２１，２３，２６，２８）を有し、平滑コンデンサの電圧を電源として、交流信号を発生するインバータ回路（２０）と、交流信号に基づく電力を受電装置（５０）に供給する電力供給部（９）と、インバータ回路の各スイッチング素子の通電率を、交流電源に同期して変調する制御回路（６）とを備え、制御回路は、通電率の変調に係る増減幅が非対称となるように複数のスイッチング素子を制御する。

Description

本開示は、例えば電気推進車両（電気自動車やハイブリッド車）などに搭載される２次電池を非接触で充電する非接触充電装置に関する。

非接触で電力を伝送するための技術として、磁界、電界、電波などを用いる技術が開発されている。このような非接触電力伝送技術によって、給電装置と受電装置とを接続する配線が不要となるため、ユーザにとっては、接続の手間が省け、雨天時などの漏電や感電の心配がなくなる。

ところで、非接触電力伝送では、例えば高効率化のため、給電装置と受電装置との位置関係が重要となる。この問題に対処するため、従来、給電装置及び受電装置のそれぞれに交流信号を共振させる共振部を備えることで、給電装置と受電装置との位置関係の制約を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

しかしながら、特許文献１に記載の技術の場合、給電装置から出力される給電電力には商用電源の周波数と同じ周波数の高調波成分が重畳する。その結果、給電装置の出力には高調波成分の電流リプルあるいは電圧リプルが発生し、受電装置の出力、すなわちバッテリーなどへの出力電流にもリプルが発生するといった課題がある。

また、従来、このような電気推進車両などを充電するために、電源と電気推進車両とを有線で接続する方式もある。有線方式では、バッテリーへの出力電流にリプルが発生したことを検知したときに高速にフィードバック制御をすることが可能である。ところが、非接触充電方式では、出力電流のリプルを検知したときに無線通信で給電側に通知することになるため、高速なフィードバック制御をすることが困難であるといった課題がある。

そこで、複数の平滑コンデンサを共有するように、直列接続された４段の回路からなる３つの列回路（コンバータ）を並列接続し、各列回路毎に位相を２π／３（ｒａｄ）ずらして各列回路を駆動するようにしたものも提案されている（例えば、特許文献２参照）。この技術では、複数の平滑コンデンサへの充放電電流を列回路間で融通し合うことにより、電圧リプルを低減することができる。

特開２００９−２９６８５７号公報 特開２００８−２６３７１５号公報

特許文献２に記載の構成の場合、平滑コンデンサの電圧リプルを低減することができるものの、列回路（コンバータ）を複数必要とすることから、給電装置の部品点数が多く、給電装置の大型化やコストアップを招き、給電損失が増加するという問題がある。

かかる点に鑑みて、本開示は、出力に生じるリプルを低減するとともに、小型化および低コスト化が可能で、かつ給電損失を極力抑制することができる、非接触充電装置の給電装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するため本開示によって次のような解決手段を講じた。すなわち、受電装置に非接触で電力を供給する非接触充電装置の給電装置は、交流電源を直流に変換し、力率を改善する力率改善回路と、前記力率改善回路の出力端に接続される平滑コンデンサと、複数のスイッチング素子を有し、前記平滑コンデンサの電圧を電源として、前記各スイッチング素子をスイッチングすることによって交流信号を発生するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力端に接続される、共振コンデンサ及び第１のインダクタを有し、前記交流信号に基づいて、当該第１のインダクタと前記受電装置に設けられた第２のインダクタとの間に生じる電力を前記受電装置に供給する電力供給部と、前記電力供給部から前記受電装置に電力が供給されるときに、前記インバータ回路の前記各スイッチング素子の通電率を、前記交流電源に同期して変調する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記通電率の変調に係る増減幅が非対称となるように前記複数のスイッチング素子を制御するものである。

本開示によると、非接触充電装置の給電装置において、出力に生じるリプルを低減するとともに、小型化および低コスト化が可能で、かつ給電損失を抑制することができる。

図１は、実施の形態１に係る非接触充電装置を示す回路図である。 図２は、図１に示す入力検知部の構成例を示す回路図である。 図３は、図１に示す同期信号発生部の構成例を示す回路図である。 図４は、図１の非接触充電装置と比較するための、従来の電力伝送システムの各部の波形図である。 図５は、図１に示すインバータ回路の通電率を変えた場合の、図１の非接触充電装置における各部の波形図である。 図６は、入力電力が高い場合におけるインバータ回路の動作波形図を拡大した図である。 図７は、入力電力が低い場合におけるインバータ回路の動作波形図を拡大した図である。 図８は、図１に示す給電装置の入力電流とΔ通電率との関係を示す図である。 図９は、図１に示す給電装置の入力電力と通電率との関係を示す図である。

本開示は、受電装置に非接触で電力を供給する非接触充電装置の給電装置であって、交流電源を直流に変換し、力率を改善する力率改善回路と、力率改善回路の出力端に接続される平滑コンデンサと、複数のスイッチング素子を有し、平滑コンデンサの電圧を電源として、各スイッチング素子をスイッチングすることによって交流信号を発生するインバータ回路と、インバータ回路の出力端に接続される、共振コンデンサ及び第１のインダクタを有し、交流信号に基づいて、当該第１のインダクタと受電装置に設けられた第２のインダクタとの間に生じる電力を受電装置に供給する電力供給部と、電力供給部から受電装置に電力が供給されるときに、インバータ回路の各スイッチング素子の通電率を、交流電源に同期して変調する制御回路とを備え、制御回路は、通電率の変調に係る増減幅が非対称となるように複数のスイッチング素子を制御するものである。

また、制御回路は、交流電源から当該給電装置への入力が大きくなるにつれて、複数のスイッチング素子の通電率の変調量を大きくするものである。

さらに、制御回路は、通電率を変調するパターンが交流電源の２倍の周波数の略正弦波となるようにするものである。

この構成により、高い検知精度が要求されるフィードバック制御ではなく、フィードフォワード制御であっても、給電装置の出力リプルを低減することができる。その結果、受電装置の出力に生じるリプルの低減が可能となるとともに、給電装置には、第１のインダクタの出力を検知するための部品や平滑コンデンサの電圧を検知するための部品などが不要となる。したがって、給電装置の部品点数が少なくなり、給電装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本開示が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る非接触充電装置の回路図である。

図１に示されるように、非接触充電装置１は、例えば駐車スペースに設置される給電装置２と、例えば電気推進車両に搭載される受電装置５０とを備えている。給電装置２は、商用電源３、第１の整流回路４、同期信号発生部５、給電装置２側の制御回路６（以下、単に「制御回路６」という）、電力供給部９、力率改善回路１０、及びインバータ回路２０を有する。

受電装置５０は、第２のインダクタ５１、第２の共振コンデンサ５２、第２の整流回路５３、負荷（例えばバッテリー）１８、受電検知部５４、及び受電装置５０側の制御回路５５（以下、単に「制御回路５５」という）を有する。

以下、これらの回路ブロックの構成について説明する。

まず、力率改善回路１０の構成について説明する。力率改善回路１０は、商用電源３の力率を改善する回路である。具体的に、力率改善回路１０は、バイパスコンデンサ１１、入力検知部１２、チョークコイル１３、第１のスイッチング素子１４（本実施の形態においてはＭＯＳＦＥＴ：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）、第１のダイオード１５、及び、平滑コンデンサ（電解コンデンサ）１６を含んでいる。

商用電源３は、例えば、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードと入力フィルタとを含む第１の整流回路４の入力端に接続される。

第１の整流回路４の高電位側（正極側）の出力端子には、バイパスコンデンサ１１の高電位側端子と入力検知部１２とが接続される。入力検知部１２の出力端子は、チョークコイル１３の入力側端子が接続される。

チョークコイル１３の出力側端子と第１のダイオード１５のアノードとの接続ラインには、第１のスイッチング素子１４の高電位側端子（ドレイン）が接続される。第１の整流回路４の低電位側（負極側）の出力端子には、バイパスコンデンサ１１の低電位側端子と第１のスイッチング素子１４の低電位側端子（ソース）と平滑コンデンサ１６の低電位側端子とが接続される。また、平滑コンデンサ１６の高電位側端子は、第１のダイオード１５のカソードに接続される。

以上のように構成された力率改善回路１０には、第１の整流回路４の出力電圧が直流電源として入力される。具体的に、第１の整流回路４の出力電圧は、まず、バイパスコンデンサ１１により電圧の変動が抑制される。そして、第１のスイッチング素子１４のオンオフ動作とチョークコイル１３とによって、第１の整流回路４の出力電圧は、そのピーク値よりも大きい値を有する直流電圧である任意の電圧に昇圧される。この昇圧された電圧は、平滑コンデンサ１６の両端に供給されて平滑化される。

本実施の形態においては、力率改善回路１０を高周波動作させて力率改善効果を高めるために、スイッチング速度が速いＭＯＳＦＥＴを第１のスイッチング素子１４として使用している。この場合、ＭＯＳＦＥＴに逆向きにダイオードが付帯してもよいが、このダイオードが無くても本実施の形態の基本動作に何ら影響を与えないため、図には記載していない。平滑コンデンサ１６の出力電圧は、インバータ回路２０の入力端子間に供給される。

インバータ回路２０の入力端子は力率改善回路１０の出力端子、つまり平滑コンデンサ１６の両端に接続される。平滑コンデンサ１６の両端には、直列接続された、第２及び第３のスイッチング素子２１，２３と、直列接続された、第４及び第５のスイッチング素子２６，２８とが、並列に接続される。

第２及び第３のスイッチング素子２１，２３には、それぞれ第２及び第３のダイオード２２，２４が逆並列に接続される。具体的には、スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソードとが接続される。また、第３のスイッチング素子２３には、スナバコンデンサ２５が並列に接続される。なお、スナバコンデンサ２５は、第２のスイッチング素子２１に並列に接続されていてもよい。

同様に、第４及び第５のスイッチング素子２６，２８には、それぞれ第４及び第５のダイオード２７，２９が逆並列に接続される。具体的には、スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソードとが接続される。また、第５のスイッチング素子２８には、スナバコンデンサ３０が並列に接続されている。なお、スナバコンデンサ３０は、第４のスイッチング素子２６に並列に接続されていてもよい。

さらに、第２のスイッチング素子２１と第３のスイッチング素子２３との接続ラインと、第４のスイッチング素子２６と第５のスイッチング素子２８との接続ラインには、電力供給部９が接続される。

インバータ回路２０は、第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８をスイッチングすることによって交流信号を生成し、電力供給部９に出力する。

電力供給部９は、第１の共振コンデンサ７と第１のインダクタ８とを直列接続して構成することができる。

第２のインダクタ５１は、例えば電気推進車両の移動に伴い、第１のインダクタ８と対向するように配置される。これにより、電力供給部９は、インバータ回路２０から出力される交流信号に基づいて第１及び第２のインダクタ８，５１の間に生じる電力を、受電装置５０に供給することができる。

また、第２のインダクタ５１の高電位側には、第２の共振コンデンサ５２が接続される。第２のインダクタ５１の低電位側と第２の共振コンデンサ５２との間には、平滑フィルタを内包する第２の整流回路５３が接続される。そして、第２の整流回路５３の高電位側に受電検知部５４が接続され、受電検知部５４と第２の整流回路５３の低電位側との間には負荷としての例えばバッテリー１８が接続される。

次に、入力検知部１２の具体例について図２を用いて説明する。図２は、図１に示す入力検知部の構成例を示す回路図である。

入力検知部１２は、図２に示されるように、電流検知部３１、電圧検知部３２、及び電力演算部３３で構成されている。電力演算部３３は制御回路６に接続される。なお、電流または電圧のいずれか一方で入力電力が推定できる場合は、電流検知部３１および電圧検知部３２のいずれか一方を設けていればよい。

図３は、図１に示す同期信号発生部の構成例を示す回路図である。同期信号発生部５は、図３に示されるように、複数の抵抗素子３４，３５，３６，３７とトランジスタ３８で構成される。同期信号発生部５は、商用電源３の周波数と同期した周波数の信号を生成して制御回路６に出力する。図３中のＶｄｄは制御回路６の制御電圧である。

具体的に、同期信号発生部５は、商用電源３の出力が正の半波である期間は、トランジスタ３８がオンするため、略０Ｖ（＝ＬＯＷ）となり、商用電源３の出力が負の半波である期間はトランジスタ３８がオフするため、Ｖｄｄ（＝ＨＩＧＨ）となる同期信号を制御回路６に出力する。

制御回路６はこの同期信号に同期して、インバータ回路２０に対する変調制御を行う。なお、後述するがこの同期信号はトランジスタ３８のオンオフによる遅延時間を含んでおり、その遅延時間は、商用電源３に対してΔθである。

なお、受電検知部５４については詳述しないが、受電検知部５４は、入力検知部１２と同様の構成であってもよい。

次に、制御回路６の構成について説明する。制御回路６は、無線通信により、制御回路５５から、受電装置５０に供給すべき電力値を示す電力指令値を受信する。制御回路６は、入力検知部１２が検知する入力電流に基づく電力と、受信した電力指令値とを比較し、電力指令値に相当する電力を出力できるようにインバータ回路２０の第２及び第３のスイッチング素子２１，２３と第４及び第５のスイッチング素子２６，２８、ならびに、力率改善回路１０の第１のスイッチング素子１４を駆動制御する。なお、制御回路６によって第１のスイッチング素子１４を制御するのではなく、第１のスイッチング素子１４を制御するための専用の制御ＩＣを用いてもよい。

制御回路５５は、受電検知部５４が検知したバッテリー１８の残電圧に応じて電力指令値を決定し、その電力指令値を無線通信により制御回路６に送信する。また、給電装置２が動作しているとき、制御回路５５は、バッテリー１８に過電流や過電圧がかからないように、受電検知部５４によって検知された受電電力に基づいて、制御回路６への電力指令値を変更する。

本実施の形態に係るバッテリー１８には、電気推進車両用のバッテリーを用いている。バッテリーを充電する場合、バッテリーの残電圧以上の電圧を供給して充電するが、給電電圧がバッテリーの残電圧を超えると、急激に充電電流が流れる。このことは、給電装置からみた負荷のインピーダンスがバッテリーの残電圧や給電電圧によって大きく変動することを意味している。

以上のように構成された非接触充電装置１の動作を以下説明するが、まず、特許文献１に記載の電力伝送システムにおける各部の電圧波形、電流波形等を、図４を参照しながら説明する。ただし、本実施の形態に係る非接触充電装置１と、特許文献１に記載の電力伝送システムとは、当然のことながら構成が異なっている。図４において、「第１の整流回路４の出力電圧」、「力率改善回路１０の出力電圧」等と記載しているのは、本実施の形態に係る非接触充電装置１と、特許文献１に記載の電力伝送システムとを比較するためであり、特許文献１に記載の電力伝送システムにおける対応部位の出力電圧等を示すためである。

図４（ａ）は、商用電源３の交流電圧の波形を示す模式図であり、図４（ｂ）は、直流電源の出力電圧の波形、すなわち第１の整流回路４の出力電圧の波形を示す模式図である。この電圧は、力率改善回路１０に入力され、昇圧された後に平滑コンデンサ１６に出力される。

図４（ｃ）は、平滑コンデンサ１６に印加される電圧の波形、すなわち力率改善回路１０の出力電圧の波形であり、かつインバータ回路２０の入力電圧の波形を示す模式図である。

図４（ｄ）は、第１のインダクタ８に発生する高周波電流の波形を示す模式図であり、図４（ｅ）は、給電装置２から受電装置５０に給電される電力の波形を示す模式図である。

図４（ｆ）は、第２の整流回路５３の出力電流の波形、すなわち負荷１８の入力電流の波形を示す模式図である。

また、図４（ｇ）及び（ｈ）は、それぞれ、インバータ回路２０の通電率（デューティ比）及び動作周波数を示す模式図である。

一方、図５は、本実施の形態に係る非接触充電装置の各部の電圧波形、電流波形等を示しており、図５（ａ）〜（ｈ）は、図４（ａ）〜（ｈ）にそれぞれ対応している。なお、従来の技術では、図４（ｇ）及び（ｈ）に示すように、インバータ回路２０の通電率（デューティ比）及び動作周波数はともに一定である。

まず、力率改善回路１０の動作について説明する。

図５（ａ）に示す商用電源３の出力は、第１の整流回路４によって全波整流され、図５（ｂ）の電圧波形に示されるような直流電源が形成される。この直流電源は、力率改善回路１０の入力端子間に供給される。力率改善回路１０において、この直流電源の電圧の瞬時値の大きさが平滑コンデンサ１６の電圧よりも小さい場合に、力率改善回路１０に含まれる第１のダイオード１５及び第１の整流回路４のブリッジダイオードがターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる。このとき、制御回路６が、第１のスイッチング素子１４をターンオン・オフさせることにより、力率改善回路１０における力率が改善される。

第１のスイッチング素子１４がターンオンしている状態では、商用電源３からチョークコイル１３にエネルギーが蓄えられる。その後、第１のスイッチング素子１４がターンオフすると、チョークコイル１３に蓄えられたエネルギーが第１のダイオード１５を介して、平滑コンデンサ１６に供給される。これにより、商用電源３からチョークコイル１３を介して入力電流が流れるようになり、商用電源３側から歪んだ入力電流が流れないようにする。

また、本実施の形態では、力率改善回路１０は、力率改善機能だけでなく、昇圧機能も同時に有する。このため、図５（ｃ）に示されるように、平滑コンデンサ１６の電圧は、そのピーク値が商用電源３のピーク値、すなわち直流電源のピーク値である力率改善回路１０の入力電圧のピーク値よりも高い電圧となり、平滑コンデンサ１６を介してインバータ回路２０に供給される。この平滑コンデンサ１６の電圧には、図５（ｃ）に示すように、力率改善回路１０の目標出力電圧Ｖｐｆｃに商用電源３の２倍の周波数の電圧リプルが発生する。

なお、図４（ａ）〜（ｃ）及び図５（ａ）〜（ｃ）を比較すれば分かるように、特許文献１に記載の電力伝送システムと本実施の形態に係る非接触充電装置１とにおける商用電源３の交流電圧波形、第１の整流回路４の出力電圧波形、及び、力率改善回路１０の出力電圧波形に大きな違いはない。

次に、インバータ回路２０の動作について説明する。

力率改善回路１０の出力端間に接続された平滑コンデンサ１６の両端に、平滑化されて出力された直流電圧は、インバータ回路２０に供給される（図５（Ｃ）参照）。

インバータ回路２０において、第２及び第３のスイッチング素子２１，２３のオンオフ、ならびに第４及び第５のスイッチング素子２６，２８のオンオフによって、第１の共振コンデンサ７と第１のインダクタ８に、図５（ｄ）に示されるように所定の周波数の高周波電流が発生する。

第２及び第３のスイッチング素子２１，２３のオンオフ制御、ならびに第４及び第５のスイッチング素子２６，２８のオンオフ制御は、制御回路６が第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８のゲートにオン信号あるいはオフ信号を加えることで行われる。

図６は、入力電力が高い場合におけるインバータ回路の動作波形図を拡大した図であり、図７は、入力電力が低い場合におけるインバータ回路の動作波形図を拡大した図である。

図６及び図７において、（ａ）は、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８、ならびに第２及び第５のダイオード２２，２９に流れる電流、（ｂ）は、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６、ならびに第３及び第４のダイオード２３，２７に流れる電流、（ｃ）は、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８の電圧、（ｄ）は、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８のゲート電圧、（ｅ）は、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６のゲート電圧を示している。

また、図６及び図７における（ｆ）は、第１のインダクタ８に流れる電流ＩＬ１を示している。図６及び図７の（ｆ）において、スイッチング周期のうち、Ｔｏｎ期間中は第２及び第５のスイッチング素子２１，２８、ならびに第２及び第５のダイオード２２，２９に電流が流れる。一方、スイッチング周期の残りの期間中（図中のＴ−Ｔｄ−Ｔｏｎ）は、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６、ならびに第３及び第４のダイオード２４，２７に電流が流れる。後述するデッドタイムＴｄの期間中は第１のインダクタ８と第１の共振コンデンサ７とスナバコンデンサ２５，３０の共振電流が流れる。

図６及び図７に示されるように、直列接続された第２及び第３のスイッチング素子２１，２３には排他的に通電される。また、第４及び第５のスイッチング素子２６，２８には、第２及び第３のスイッチング素子２１，２３の駆動信号と位相がずれた駆動信号によって排他的に通電される。

すなわち、第２のスイッチング素子２１と第５のスイッチング素子２８とは同期してオンオフ制御され、第２のスイッチング素子２１と第５のスイッチング素子２８とがオンのときに、第３のスイッチング素子２３と第４のスイッチング素子２６とがオフ制御される。また、第２のスイッチング素子２１と第５のスイッチング素子２８とがオフのときに、第３のスイッチング素子２３と第４のスイッチング素子２６とがオン制御される。このように、第３のスイッチング素子２３と第４のスイッチング素子２６とは同期してオンオフ制御される。

なお、デッドタイムＴｄは、第２のスイッチング素子２１と第３のスイッチング素子２３とが同時にオンしないように、また第４のスイッチング素子２６と第５のスイッチング素子２８とが同時にオンしないように、第２及び第４のスイッチング素子２１，２６のオン期間と第３及び第５のスイッチング素子２３，２８のオン期間とが重ならないように設定される。

まず、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８がオン状態からオフ状態になる場合について説明する。第１のインダクタ８と第１の共振コンデンサ７とスナバコンデンサ２５の共振によって、スナバコンデンサ２５が徐々に放電する。そのため、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８は零ボルトスイッチング（ＺＶＳ）ターンオフ動作を行う。また、このときスナバコンデンサ３０が充電される。そして、スナバコンデンサ２５が放電しきると、第３及び第４のダイオード２４，２７がオンする。第３及び第４のダイオード２４，２７がオンしている期間中に、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６のゲートにオン信号が加えられ、所定の時間が経過すると、第１のインダクタ８の共振電流の向きが反転し、第３のダイオード２４がターンオフする。その後、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６に電流が転流し、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６はＺＶＳ及び零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を行う。

次に、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６がオン状態からオフ状態になる場合について説明する。第１のインダクタ８と第１の共振コンデンサ７とスナバコンデンサ３０の共振によって、スナバコンデンサ３０が徐々に放電する。そのため、第３及び第４のスイッチング素子２３，２６はＺＶＳターンオフ動作を行う。また、このときスナバコンデンサ２５が充電される。スナバコンデンサ３０が放電しきると、第２及び第５のダイオード２２，２９がオンする。第２及び第５のダイオード２２，２９がオンしている期間中に第２及び第５のスイッチング素子２１，２８のゲートにオン信号が加えられ、所定の時間が経過すると、第１のインダクタ８の共振電流の向きが反転し、第５のダイオード２９がターンオフする。その後、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８に電流が転流し、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８はＺＶＳ及びＺＣＳターンオン動作を行う。

以上のように、インバータ回路２０は動作する。

本実施の形態では、平滑コンデンサ１６を短絡しないように、例えば約２μｓのデッドタイムＴｄが設定され、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８、ならびに第３及び第４のスイッチング素子２３，２６が交互にオンオフ制御される。

また、図５（ｈ）に示されるように、第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８の駆動（動作）周波数を一定にしつつ、図５（ｇ）に示されるように、通電率（デューティ比）を制御することで高周波電力を制御している。なお、ここでいう「通電率」とは、図６及び図７に示されるように、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８（あるいは第３及び第４のスイッチング素子２３，２６）のオンオフの１周期に要する時間に対する第２及び第５のスイッチング素子２１，２８（あるいは第３及び第４のスイッチング素子２３，２６）のオン時間の比として定義している。

図４に示される従来例の場合、図４（ｃ）に示されるように、商用電源３の周波数が６０Ｈｚである場合、インバータ回路２０には、周波数が２倍の１２０Ｈｚである電圧リプルを含む入力電圧が印加される。これにより、図４（ｄ）に示されるように、第１のインダクタ８の電流には電流リプルが発生する。したがって、給電電力（送電電力）は、図４（ｅ）に示されるように変動し、結果として、図４（ｆ）に示されるように、負荷１８の入力電流には１２０Ｈｚの電流リプルが発生することになる。これは、商用電源３の周波数が５０Ｈｚであっても同様であり、その場合、負荷１８には１００Ｈｚの電流リプルが発生する。

これに対して、本実施の形態では、入力検知部１２が検知した商用電源３からの入力電流に基づいて決定される変調量であるΔ通電率（図５、図８を参照）で、第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８の通電率（デューティ比）を制御回路６によって、商用電源３の出力と同期して変調している。また、通電率（デューディ比）を変調する際に、通電率の増加幅（Δ通電率＋）が減少幅（Δ通電率−）以上となるように変調している。このように変調することで、第１のインダクタ８を流れる電流及び給電装置側の給電電力を図５（ｄ）及び（ｅ）に示されるように、略一定にすることが可能となる。また、インバータ回路２０の第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８のスイッチング損失を少なくすることができる。

さらに、図４、図７、図９を参照して詳述する。図４（ｅ）に示すように、送電電力には、正負対象にリプルが発生する。このリプルを略一定にするためには、通電率（デューティ比）を変調して、増加する電力量と減少する電力量を一致させる必要がある。

図７（ａ）に示すように、第２及び第５のスイッチング素子２１，２８の通電率が低い、つまり通電時間Ｔｏｎが短い場合、図７（ｂ）に示すように、第３のスイッチング素子２３及び第４のスイッチング素子２６の通電時間が長く、ターンオフ時に流れる電流が少なくなる。したがって、前述したようなスナバコンデンサ２５，３０の充放電が十分にできなくなり、図７（ａ）に示すように、第２のスイッチング素子２１及び第５のスイッチング素子２８は、スナバコンデンサ２５，３０の残存電圧を短絡するために、スイッチング損失が増加するモードで動作する。

すなわち、例えば、図９における範囲Ａで示す通電率でインバータ回路２０を動作させる場合、インバータ回路２０は、損失増加の動作モードとなる。

しかしながら、通電率（デューティ比）と入力電力とは、図９に示すように、通電率が５０％のときに入力電力が飽和するという関係にある。従って、Δ通電率＋とΔ通電率−とを同じ値で変調する場合には、図９に示す通電率ａのように、通電率に対する入力電力特性曲線が略直線となる範囲（範囲Ｂ）で、第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８を動作させると制御性を簡略化することができる。

これに対して、本実施の形態においては、図９に示す通電率ｂを基準として、図８に示すようにΔ通電率＋がΔ通電率−以上となるように、つまり増減幅が非対称となるように、第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８の通電率を変調するようにしている。したがって、通電率ｂで変調した場合でも増減する電力量を一致させることが可能となり、スイッチング損失が少ないモードでの動作が可能であり、かつ給電装置２の出力における商用電源３の２倍の周波数で生じる、電流リプル及び電圧リプルを低減することが可能となる。また、図８に示すΔ通電率＋及びΔ通電率−は、商用電源３の周波数によらず一定でよいため、変調を簡略に行うことが可能となる。

また、図５（ｃ）に示される平滑コンデンサ１６の電圧リプルは、入力電力が大きくなるほど増加する。そのため、本実施の形態では、制御回路６は、図８に示すように入力電流が大きくなるほどΔ通電率が大きくなるようにインバータ回路２０を制御する。制御回路６は、図８に示されるような入力電流とΔデューティ比との関係情報を保有しており、入力電流に応じてフィードフォワード制御することが可能である。

さらに、制御回路６は、図５（ｉ）に示す同期信号発生部５の出力信号に基づいて、商用電源３の出力に同期して通電率を変調するものである。これにより、商用電源３に同期して発生する、図５（ｃ）に示す平滑コンデンサ１６の電圧リプルを相殺するように変調することが可能となり、受電装置５０の出力に生じる電流リプルを精度良く抑制することが可能となる。

また、同期信号発生部５の出力には、商用電源３の周期に対して、図５（ｉ）に示す遅延時間Δθが含まれるため、制御回路６は、この遅延時間Δθを補正して変調する。この遅延時間Δθは、入力電力等によらず固定でよいため、制御回路６における遅延時間Δθの補正処理は容易である。

また、図６及び図７に示されるように、入力電力が高い時は、低い時に比べて、通電率が大きくなるように設定される（入力電力が高い時の通電率は例えば４０〜５０％、低い時の通電率は例えば２０％〜３０％）。そして、図５（ｃ）に示されるように、力率改善回路１０の出力電圧に電圧リプルがある場合、電圧が高い時には通電率が小さく、電圧が低い時には通電率が大きく設定されるように（図５（ｇ）参照）、制御回路６は、第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８を変調する。これにより、第１のインダクタ８に流れる電流及び受電装置５０に供給される給電電力を略一定にすることができる（図５（ｅ）参照）。

充電動作が開始されると、制御回路５５は、受電検知部５４が検知したバッテリーの残電圧に応じて、充電電流、電圧、電力などの指令値を決定する。そして、制御回路５５は、決定した指令値（例えば上述した電力指令値）を無線通信により制御回路６に送信する。また、充電中においても、制御回路５５は、充電電流、電圧、電力などの情報を無線通信により制御回路６に送信する。これにより、制御回路６は、受信した情報に基づいて、受電装置５０に供給すべき充電電流、電圧、電力などを制御する。

また、受電装置５０において、第２のインダクタ５１および第２の共振コンデンサ５２を共振させることにより、第１のインダクタ８と第２のインダクタ５１との間の電力伝送効率を高めることができる。これは、第２のインダクタ５１のうち、第１のインダクタ８と磁気結合できない漏れインダクタンスによるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ５２で打ち消すことができるため、２次側（受電側）のインピーダンスを下げることができ、結果として、電力を伝送しやすくなると言うことができる。なお、第２の共振コンデンサ５２を省略してもよい。

制御回路６は制御回路５５からの電力指令値を受信すると、上述した動作を行い、電力指令値と入力検知部１２の検知結果が一致するように、力率改善回路１０とインバータ回路２０を駆動制御する。

なお、本実施の形態において、制御回路６は、入力検知部１２で検知した電流値に基づいて第２〜第５のスイッチング素子２１，２３，２６，２８を制御するようにしたが、入力検知部１２で検知した入力電力に基づいて変調量を決定してもよい。

また、本実施の形態では、通電率の増加幅が減少幅以上となるようにインバータ回路２０を制御する場合について説明したが、通電率の減少幅が増加幅よりも大きくなるように制御してもよい。

本発明に係る非接触充電装置の給電装置は、商用電源の周波数に起因する高調波成分の電流・電圧リプルが給電装置の出力に重畳するのを低減できるばかりでなく、給電装置の部品点数を少なくすることができる。したがって、給電装置の小型化あるいはコストダウンを図ることができ、給電損失を極力低減することができるので、例えば電気推進車両の受電装置への給電等に有用である。

１ 非接触充電装置
２ 給電装置
３ 交流電源（商用電源）
６ 制御回路
７ 共振コンデンサ
８ 第１のインダクタ
９ 電力供給部
１０ 力率改善回路
１６ 平滑コンデンサ
２０ インバータ回路
２１，２３，２６，２８ スイッチング素子
５０ 受電装置
５１ 第２のインダクタ

Claims (3)

1. 受電装置に非接触で電力を供給する非接触充電装置の給電装置であって、
   交流電源を直流に変換し、力率を改善する力率改善回路と、
   前記力率改善回路の出力端に接続される平滑コンデンサと、
   複数のスイッチング素子を有し、前記平滑コンデンサの電圧を電源として、前記各スイッチング素子をスイッチングすることによって交流信号を発生するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力端に接続される、共振コンデンサ及び第１のインダクタを有し、前記交流信号に基づいて、当該第１のインダクタと前記受電装置に設けられた第２のインダクタとの間に生じる電力を前記受電装置に供給する電力供給部と、
   前記電力供給部から前記受電装置に電力が供給されるときに、前記インバータ回路の前記各スイッチング素子の通電率を、前記交流電源に同期して変調する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記通電率の変調に係る増減幅が非対称となるように前記複数のスイッチング素子を制御する
   ことを特徴とする非接触充電装置の給電装置。
2. 前記制御回路は、前記交流電源から当該給電装置への入力が大きくなるにつれて、前記複数のスイッチング素子の通電率の変調量を大きくする
   ことを特徴とする請求項１に記載の非接触充電装置の給電装置。
3. 前記制御回路は、前記通電率を変調するパターンが前記交流電源の２倍の周波数の略正弦波となるようにする
   ことを特徴とする請求項１に記載の非接触充電装置の給電装置。

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