JP5633778B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、力率改善（ＰＦＣ）部と電流共振（ＬＬＣ）コンバータ部を備えるＡＣ／ＤＣコンバータに関し、フルブリッジ型スイッチング素子のオンデューティおよびスイッチング周波数を変化させることで力率改善動作かつ出力電圧制御を行って、高効率化を達成するスイッチング電源装置に関するものである。

従来、ノートパソコン、液晶テレビ、プラズマテレビ、ゲーム機等のデジタル機器や家庭用娯楽機器用として、力率を改善するためのＡＣ／ＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置が利用されており、一般的には、全波整流ブリッジ、昇圧型力率改善（ＰＦＣ）部およびＤＣ／ＤＣコンバータ部により構成される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ部としては、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、電流共振（ＬＬＣ）コンバータなどが挙げられるが、高効率が要求される電源では電流共振コンバータが広く採用されている。

図８は、特許文献１の中で開示された、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置を示すもので、全波整流ブリッジ１８、力率改善部２０、及びハーフブリッジ型の電流共振コンバータ３０で構成されている。

この装置の回路構成において、力率改善部２０は、全波整流ブリッジ１８と電流共振コンバータ３０の入力側に設けた２つのスイッチング素子３１，３２との間に、インダクタ２１、ダイオード２２、スイッチ素子２３を含むアクティブフィルタと平滑コンデンサ２６とを有する。

また、電流共振コンバータ３０は、該スイッチング素子３１，３２の直列回路の中間点とトランスＴの一次巻線との間に直列共振回路（共振コンデンサ３３及び共振インダクタ３４）が接続され、トランスＴの二次巻線に流れる電流を整流ダイオード３５、３６とコンデンサ３７にて、整流かつ平滑することによって所定の出力電圧を得る。

この回路は、周波数制御部３８を介して、２つのスイッチング素子３１，３２が交互にオン・オフ動作されることによって、スイッチングされた高周波電圧が、トランスＴの一次巻線の両端に印加され、トランスＴを介して二次側に出力し、直流の出力電圧に変換する構成となっている。

また、このスイッチング電源装置は、電流共振コンバータ３０の変換効率は高いものの、全波整流ブリッジ１８、力率改善部２０、及び電流共振コンバータ３０からなる３つの多段回路構成であるため、一般的に総合効率が８５〜９０％程度に低下する。

このような状況の中、本願発明者は、図９に示すように、全波整流ブリッジを無くし、かつ力率改善部と電流共振コンバータ部のスイッチング素子を共通化して変換効率を向上させたハーフブリッジ型のスイッチング電源回路を開発した。

このスイッチング電源装置は、力率改善（ＰＦＣ）部２０ａと電流共振コンバータ（ＬＬＣ）部３０ａから構成されるＡＣ／ＤＣコンバータ回路を有するものである。
力率改善部２０ａは、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路に対して第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路を順方向に並列接続し、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタＬ１と交流電源Ｖａｃが直列に接続されている。また、第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端に第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して第１平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃｉが並列接続されている。

電流共振コンバータ部３０は、力率改善部２０ａの第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路を共有した形のハーフブリッジ回路の第１、第２スッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、このハーフブリッジ回路の後段に、高周波トランスＴを挟んで、トランスの一次側に共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒを含む直列共振回路６と、トランスの二次側に整流ダイオードＤ３、Ｄ４と第２平滑コンデンサＣｏを含む整流回路とを有している。直列共振回路６は、高周波トランスＴの一次巻線と直列に接続される。

力率改善部２０ａは、交流電源電圧の正の半周期（以後、第１、第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中間点側が正電圧のときを正の半周期と定義する）では、第２スイッチング素子Ｑ２のオン時に昇圧インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ時に平滑コンデンサＣｉに移送する昇圧回路として動作する。また、交流電源電圧Ｖａｃの負の半周期では、第１スイッチング素子Ｑ１のオン時に昇圧インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを、第１スイッチング素子Ｑ１のオフ時に第１平滑コンデンサＣｉに移送する昇圧回路として動作する。

このスイッチング電源回路では、全波整流ブリッジが無いため、図８で示された特許文献１によるスイッチング電源回路よりも高効率であり、かつ部品点数が少ないため、安価に回路を構成できる。

しかし、このようなハーフブリッジ回路では、スイッチング素子のオンデューティがほぼ５０％で固定であるため、スイッチング素子を共有している力率改善部の制御が難しいという課題があった。
例えば、軽負荷時でもスイッチング素子のオンデューティを狭くできないため、力率改善部のＰＦＣ電圧が過剰に上昇してスイッチング素子やコンデンサが破壊する恐れがある。

また、従来の力率改善回路には、臨界モード及び連続モードなどがあるが、これらはいずれも交流入力電圧の位相角に応じてスイッチング素子のオンデューティを変化させることにより力率改善動作を行っている。しかし、図９に示したスイッチング電源回路ではスイッチング素子のオンデューティがほぼ５０％で固定なため、交流入力電圧の瞬時値とＰＦＣ電圧の値が近くなると、正しく力率改善動作をすることが難しくなる。

一方、部品点数を減らし、力率改善を向上させたフルブリッジ型のスイッチング電源装置として、例えば、図１０に示す放電灯用電子安定器の構成が、特許文献２に開示されている。

この電源装置４０は、力率改善部（コンバータ回路部）４１とフルブリッジ回路部（インバータ回路部）４２から構成され、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を使用し、力率を改善しつつ放電灯への電力供給が可能になっている。
電源装置４０は、昇圧動作を行う第１、第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを変化させて、入力電圧の昇圧を行い、オンデューティに基づいて、放電灯への電流供給のタイミングを制御しているため、力率を改善しつつ、放電灯へ高い出力電力が供給される。

この装置の回路構成は、交流電源Ｖａｃからの入力電圧を整流、昇圧するためのコンバータ回路部４１と、放電灯４５へ矩形波状の出力電圧を供給するインバータ回路部４２と、コンバータ回路部４１およびインバータ回路部４２の電圧／電流情報を検知するための検知手段４６と、コンバータ回路部４１とインバータ回路部４２に含まれるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング制御を行う制御手段４７とを備え、コンバータ回路部４１とインバータ回路部４２は一部のスイッチング素子を共用することで、合計４石のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を用いて構成されている。

この場合の力率改善動作では、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、交互にオン・オフを繰り返し、交流入力電圧が正の半周期の場合、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間で、チョークコイルにエネルギーを蓄え、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ期間で、チョークコイルＬ１に蓄えたエネルギーを第１平滑コンデンサＣｉに移す動作をしている。

このとき、力率改善のため（電流連続モード動作の場合）交流入力電圧の位相角に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが変化し、入力電圧が低いところはオン幅を広くし、入力電圧が高いところではオン幅を狭くする。即ち、位相角が０°または１８０°付近では、第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを広くとり、位相角が９０°のときに最小デューティになるように制御される。一方、第１スイッチング素子Ｑ１は、位相角９０°のとき、オンデューティを広くしている。なお、交流入力電圧が負の半周期では、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の役割が逆になる。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のインバータ動作では、第１、第４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンのときは、ランプ負荷に負極性の電圧が出力され、第２、第３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンのときは正極性の電圧が出力される。
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は、力率改善動作を兼ねているため、位相角に応じてオンデューティが変化し、位相角が９０°付近では第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが小さい（逆に、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティは大きい）。

従って、位相角９０°付近で第２、第３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオン動作で正極性のインバータ動作をしたい場合、第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが小さいために、負荷に十分な電力を供給できない。そこで、位相角９０°付近では、オンデューティの大きな第１、第４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の組合せで負極性のインバータ動作を行うことで、負荷に必要な電力を供給する。

逆に、位相角が０°及び１８０°付近では、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティの方が大きいため、この場合は、第２、第３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の組合せで正極性のインバータ動作を行う。なお、交流入力電圧が負の半周期ではこれと逆の動作をする。

従って、この回路では、インバータ出力の極性を第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティ（すなわち、交流入力電圧の位相角）に応じて変えることにより、十分な出力電力を供給できる。

しかし、この回路では、インバータ出力の極性が位相角に応じて決まってしまうので、位相角が９０°付近では、負極性、位相角が０°または１８０°付近では、正極性の出力しか出せない（交流入力電圧が負の半周期ではこの逆の動作）。また、インバータの出力電圧は一般に正負非対称になる。
このような動作は、正負交互に出力する本来のインバータ動作とは異なり、任意の負荷に対して必ずしも適さない。

特開２００８−２８３８１８号公報 特開２００６−７９９８５号公報

上記のように、図９に示したスイッチング電源装置は、ハーフブリッジ型のため、オンデューティがほぼ５０％で固定であり、そのため、スイッチング素子を共有している力率改善部の制御が困難である。一方、図１０に示した特許文献２のスイッチング電源装置は、フルブリッジ型であるが、インバータ出力の極性が交流入力電圧の位相角によって決まり、一般的なインバータ動作のように正負交互に出力する形式ではなく、その電圧波形が非対称のパルス波形となる。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、低廉かつ簡易な回路構成により、スイッチング損失を低減して高効率化を達成することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

上記目的を解決するために、本発明は、第１、第２スイッチング素子を共有して、力率改善部と電流共振コンバータ部を組み合わせたフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ回路を備えるスイッチング電源装置において、
前記第１、第２スイッチング素子の直列回路に並列接続された第１平滑コンデンサに蓄えられた前記力率改善部のＰＦＣ電圧を検出するＰＦＣ電圧検出部と、
前記電流共振コンバータ部に設けられ、前記第１、第２スイッチング素子と第３、第４スイッチング素子とが並列接続されるフルブリッジ回路のオン・オフ動作により得られる一次側の高周波電圧に基づき、高周波トランスを介して二次側の第２平滑コンデンサに蓄えられた直流の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
前記ＰＦＣ電圧検出部からの出力信号と、前記出力電圧検出部からの出力信号とを入力して、前記第１〜第４スイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御部とを含み、
該スイッチング制御部は、前記ＰＦＣ電圧を、前記ＰＦＣ電圧検出部からの出力信号に基づいて前記第１、第２スイッチング素子のオンデューティを変化させて制御し、かつ前記出力電圧を、前記出力電圧検出部からの出力信号に基づいて前記第１〜第４スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させて制御し、前記第１、第２スイッチング素子の両方のオンデューティとスイッチング周波数を同時に変化させることを特徴としている。

また、本発明の好ましい実施形態では、前記力率改善部は、前記第１、第２スイッチング素子の直列回路に対して第１、第２ダイオードの直列回路を順方向に並列接続し、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタと交流電源が直列に接続され、かつ前記第１、第２ダイオードの直列回路の両端に前記第１、第２スイッチング素子に対して第１平滑コンデンサが並列接続されている。

さらに、前記電流共振コンバータ部は、前記第１、第２スッチング素子の直列回路と、前記第３、第４スイッチング素子の直列回路とが並列接続されたフルブリッジ回路と、高周波トランスを挟んで、一次側に共振インダクタと共振コンデンサを含む直列共振回路及び二次側に整流ダイオードと第２平滑コンデンサを含む整流回路とを有しており、
前記第１、第２スイッチング素子の中間点と前記第３、第４スイッチング素子の中間点との間に、前記直列共振回路と前記高周波トランスの一次巻線とを直列に接続したことを特徴としている。

また、本発明の第１変形例として、前記第１、第２スイッチング素子の中間点と前記第２、第４スイッチング素子の中間点との間に接続され、前記第２スイッチング素子に対して並列接続される電圧共振コンデンサを設けている。
本発明の好ましい形態では、前記ＰＦＣ電圧検出部および前記出力電圧検出部は、それぞれ、電圧検出回路と、該電圧検出回路からの出力電圧値と基準電圧値とを比較する誤差増幅器を含んでいる。

本発明の第２変形例として、第１スイッチング素子が高圧側に配置され、第２スイッチング素子が低圧側に配置されるとともに、前記交流電源に並列に接続される極性検出部をさらに含み、前記極性検出部は、前記交流電源のいずれか一端または両端の電圧を検出して前記交流電源の極性を検出してその検出結果を前記スイッチング制御部に出力し、前記スイッチング制御部は、前記交流電源の前記第１、第２スイッチング素子の中間点側が正極性の場合には前記第２スイッチング素子のオンデューティを５０％以下とし、前記交流電源の前記第１、第２ダイオードの中間点側が正極性の場合には第１スイッチング素子のオンデューティを５０％以下とすることを特徴としている。

本発明の第３変形例として、前記スイッチング制御部は、前記高周波トランスに対する一次回路側に配置され、かつ二次側の前記出力電圧検出部からの出力信号を、第１絶縁手段を介して一次側の前記スイッチング制御部に伝達する。

また、本発明の第４変形例として、前記スイッチング制御部は、前記高周波トランスの二次側に配置され、かつ一次側の前記ＰＦＣ電圧検出部からの出力信号を、第２絶縁手段を介して二次側の前記スイッチング制御部に伝達し、一方、前記二次側の前記出力電圧検出部からの出力信号と、前記第２絶縁手段からの出力信号に基づいて前記スイッチング制御部から出力されるスイッチング制御信号を、第３絶縁手段を介して一次側の前記第１〜第４スイッチング素子に伝達するように構成されている。

さらに、好ましくは、前記極性検出部で得た検出結果を、第４絶縁手段を介して二次側の前記スイッチング制御部に伝達している。また、前記第１、第２、第３、第４絶縁手段は、フォトカプラまたは絶縁トランスで構成されている。また、前記共振インダクタは、前記高周波トランスの漏れインダクタンスで代替することを特徴としている。

本発明に係るスイッチング電源装置は、力率改善部と電流共振コンバータを組み合わせたフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ回路で構成されており、力率改善部のＰＦＣ電圧を、第１、第２スイッチング素子のオンデューティを変えることで制御し、かつ電流共振コンバータの出力電圧を、フルブリッジ回路のスイッチング周波数を変えることでそれぞれ独立に制御することができる。

この結果、フルブリッジ方式でも、全波整流ブリッジがなく、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を共有しているため、部品点数を削減して低廉かつ簡易に構成するとともに、スイッチング損失を低減しかつ回路構成を多段化することがないため、高効率化を達成できる。

本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の基本構成であるＡＣ／ＤＣコンバータ回路の構成図である。 図１に示すＡＣ／ＤＣコンバータ回路のスイッチング制御を行う本発明の第１実施形態に係る回路構成図である。 本発明に係るスイッチング素子の動作を説明するための波形図である。 本発明に係るスイッチング電源装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ回路の第１変形例を示す回路構成図である。 本発明に係る図２の第１実施形態に対応する第２変形例を示す回路構成図である。 本発明に係る第３変形例を示す回路構成図である。 本発明に係る第４変形例を示す回路構成図である。 従来例の全波整流ブリッジ、力率改善部および電流共振コンバータからなるスイッチング電源装置の回路構成図である。 従来例のハーフブリッジ型のスイッチング電源回路の回路構成図である。 従来例のフルブリッジ式の放電灯用電子安定器における回路構成図である。

以下に、図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の基本構成であるＡＣ／ＤＣコンバータ回路１の構成図である。

図１に示すスイッチング電源装置の要部であるＡＣ／ＤＣコンバータ回路１は、力率改善（ＰＦＣ）部２と電流共振コンバータ（ＬＬＣ）部３から構成される。

力率改善部２は、第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路と第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路とが並列接続され、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタＬ１と交流電源Ｖａｃが直列に接続されており、さらに、第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端に第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して第１平滑コンデンサＣiが並列接続されている。

電流共振コンバータ部３は、力率改善部２の第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を共有し、この第１、第２スッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、第３、第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路とが並列接続され、４つのスイッチング素子のブリッジ構成からなるフルブリッジ回路５を有している。

さらに、フルブリッジ回路５の後段には、高周波トランスＴを挟んで、高周波トランスＴの一次側に共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒを含む直列共振回路６を有し、高周波トランスＴの二次側に整流ダイオードＤ３、Ｄ４と第２平滑コンデンサＣｏを含む整流回路とを有している。直列共振回路６は、高周波トランスＴの一次巻線と直列に接続され、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の中間点と第３、第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の中間点との間に接続されている。

上記回路構成において、図１で、昇圧インダクタＬ１は、一端が第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２の中間点に接続され、他端が交流電源Ｖａｃの一端に接続されているが、交流電源Ｖａｃと昇圧インダクタＬ１が逆の配置構成でもよく、また、直列共振回路６の共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒのいずれか一方または両方を、第３、第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の中間点と高周波トランスＴの一次巻線との間に接続してもよい。また、共振インダクタＬｒは、高周波トランスＴの漏れインダクタンスで代替することもできる。

力率改善部２は、交流電源電圧の第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２との中間点側が正の半周期の場合、第２スイッチング素子Ｑ２がオンのときに昇圧インダクタＬ１にエネルギーを蓄え、第１スイッチング素子Ｑ１がオンのときに昇圧インダクタＬ１にたまったエネルギーを第１平滑コンデンサＣｉに昇圧しつつ蓄積する。同様に、交流電源電圧が負の半周期の場合、第１スイッチング素子Ｑ１がオンのときに昇圧インダクタＬ１にエネルギーを蓄え、第２スイッチング素子Ｑ２がオンのときに昇圧インダクタＬ１にたまったエネルギーを第１平滑コンデンサＣｉに昇圧しつつ蓄積する。

また、電流共振コンバータ部３は、フルブリッジ型のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、高周波トランスＴの一次側の直列共振回路６の共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒとの共振動作によってソフトスイッチング動作を行っている。そして、高周波トランスＴの二次巻線に流れる電流を整流ダイオードＤ３、Ｄ４と第２平滑コンデンサＣoにて、整流かつ平滑することによって所定の出力電圧を得ることができる。

この回路は、後述のスイッチング制御部１２を介して、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、第１、第４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と第２、第３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の各ペアが交互にオン・オフ動作することによって、スイッチングされた高周波電圧が、高周波トランスＴの一次巻線の両端に印加され、高周波トランスＴを介して二次側に出力され、整流及び平滑回路を介して、直流の出力電圧に変換する構成となっている。

次に、本発明の第１実施形態である図２の回路構成について説明する。
図２において、力率改善部２と電流共振コンバータ部３を結合したＡＣ／ＤＣコンバータ回路１の第１平滑コンデンサＣｉに並列接続されるＰＦＣ電圧検出部１０と、出力側に接続される出力電圧検出部１１と、ＰＦＣ電圧検出部１０，出力電圧検出部１１からの出力信号が入力するスイッチング制御部１２が設けられ、スイッチング制御部１２からの制御信号によってフルブリッジ型のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が制御される。

力率改善部２では、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、交互にオン・オフを繰り返し、交流入力が正の半周期では、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間で昇圧インダクタＬ１にエネルギーを蓄え、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間で、昇圧インダクタＬ１に蓄えたエネルギーを第１平滑コンデンサＣｉに移す動作を行う。このとき、力率改善のため交流電圧の位相角に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが変化し、位相角９０°のときに最小デューティになるように制御される。また、入力電圧が負の半周期では、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の役割が逆になる。

次に、本発明のフルブリッジ回路５のスイッチング動作について説明する。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４によるインバータ動作では、第１、第４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンのときは高周波トランスＴ、共振コンデンサＣｒおよび共振インダクタＬｒで構成される共振回路に負極性の電圧が、第２、第３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンのときは正極性の電圧が印加され、これを交互に繰り返す。

図３は、交流入力電圧が正の半周期のときのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作の一例を示している。図３の上段部分は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート電圧Ｖgsが示され、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、素子Ｑ２、および、第３、第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はそれぞれ相補的にオン・オフ動作を繰り返し、オンデューティを自由に変えることができるようになっている。

図３の中段部分は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング波形を示し、ドレインソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄが、図示されており、ＰＦＣオン期間を可変することが可能になっている。この場合、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間がＰＦＣオン期間であり、この期間にインダクタＬ１にエネルギーが蓄積され、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ期間（すなわち第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間）で昇圧インダクタＬ１のエネルギーが第１平滑コンデンサＣｉに移動する昇圧コンバータ動作をしている。

また、図３の下段部分には、本発明のフルブリッジ出力電圧を示す。第３、第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、第４スイッチング素子Ｑ４のオンデューティが第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティと等しくなるように動作しており、このとき、フルブリッジ回路５の出力電圧は対称的なパルス波形でオン・オフ動作できることが示されている。

なお、交流入力電圧が負の半周期の場合には、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、そして、第３、第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチング波形はそれぞれ逆になる。そのため、交流電源Ｖａｃの一端、もしくは両端の電圧を入力し、交流入力電圧の極性を検出する極性検出部を設け、この極性検出結果に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングを制御することが必要な場合もある。極性検出部の役割と効果の詳細は後述する。

以上のスイッチング制御により、力率改善動作およびＰＦＣ電圧の制御は第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティを変化させることにより行う。このとき、電流共振コンバータ部については、フルブリッジ回路５の出力電圧のパルス幅が力率改善動作に依存して変化する。その結果、本来は高周波トランスＴの二次側の整流平滑回路の出力電圧も変化するが、同時にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることにより、高周波トランスＴ、共振コンデンサＣｒおよび共振インダクタＬｒからなる共振回路のゲインを変化させ、出力電圧を一定に制御する。

以上のように、図２に示す本発明の第１実施形態では、ＰＦＣ電圧検出部１０からの出力信号に基づき第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティを変化させ、ＰＦＣ電圧を制御する。さらに、出力電圧検出部１１からの出力信号に基づき、フルブリッジ回路５を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることで、出力電圧を制御する。

本発明は、フルブリッジ回路のため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティを変化することができ、ハーフブリッジ型の欠点をなくすと共に、軽負荷時には、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティを絞ることにより、第１平滑コンデンサＣｉの電圧をコントロールできるので、制御が容易である。
さらに、出力電圧検出部１１での出力電圧をスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数によって変化させることにより、出力電圧の制御を容易に行うことができる。

上記説明から明らかなように、本発明は、フルブリッジ回路構成の電流共振コンバータ部に力率改善部を結合したことにより、全波整流ブリッジを削除でき、力率改善部と電流共振コンバータ部のスイッチング素子の一部を共有することにより、部品点数を削減して比較的安価に高効率な力率改善機能を備えたスイッチング電源装置を構成することができる。

次に、図４〜図６において、本発明の基本回路の構成に基づく変形例の実施形態を説明する。
図４は、第１変形例を示すもので、このスイッチング電源装置は、図１で説明した力率改善部２と電流共振コンバータ部３からなるＡＣ／ＤＣコンバータ回路１ａを有しており、さらに、電圧共振コンデンサＣが、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の中間点と第２、第４のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の中間点との間に接続され、第２のスイッチング素子Ｑ２に対して並列接続で配置されている。

このように電圧共振コンデンサＣを設けることによって、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオフ時の損失をさらに軽減することができる。

図５は、第２変形例を示すもので、このスイッチング電源装置は、交流電源Ｖａｃに並列接続される極性検出部１３を備え、この極性検出部１３は交流電源Ｖａｃの一端、もしくは両端の電圧を入力して交流入力電圧の極性を検出し、その検出結果をスイッチング制御部１２に出力することにより、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２および第３、第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の役割をそれぞれ反転させている。

この極性検出部１３の役割と効果を説明する。交流電源Ｖａｃが正の半周期の場合、第２スイッチング素子Ｑ２がオンのときに昇圧インダクタＬ１にエネルギーが蓄えられるため、負荷への出力電力が小さくなるほど、第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを狭くする必要がある（同時に第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティは広くなる）。反対に、交流電源Ｖａｃが負の半周期の場合、第１スイッチング素子Ｑ１がオンのときに昇圧インダクタＬ１にエネルギーを溜めるため、負荷への出力電力が小さくなるほど、第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを狭くする必要がある（同時に第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティは広くなる）。
従って、交流電源Ｖａｃが正の半周期か負の半周期かで第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティを反転させる必要がある。

また、フルブリッジ回路の出力電圧を正負対照にするためには、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティの反転と同時に、第３、第４スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンデューティも反転させる必要がある。

このように、極性検出部１３を設けて交流電源Ｖａｃの極性を検出し、その結果に応じて第１、第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，および第３、第４スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンデューティをそれぞれ反転させることにより、力率改善部２および電流共振コンバータ部３の誤動作を防ぐことができる。

図６は、第３変形例を示すもので、このスイッチング電源装置は、図２におけるＰＦＣ電圧検出部１０および出力電圧検出部１１をより具体的な構成にしたものである。
パソコン用およびＴＶ用などのＡＣ／ＤＣコンバータ回路は、一般に安全のために一次回路と二次回路の間に絶縁手段が設けられる。
このため、スイッチング制御部１２が一次回路側に配置される場合には、二次回路側の出力電圧検出部１１からの出力信号を、絶縁手段（第１絶縁手段）を介して一次側回路のスイッチング制御部１２に伝達するように構成されている。
この絶縁手段（第１絶縁手段）は、フォトカプラまたは絶縁トランスで構成される。また、ＰＦＣ電圧検出部１０および出力電圧検出部１１は、それぞれ、各電圧を検出する検出回路（ＰＦＣ電圧検出回路１４、出力電圧検出回路１５）と、各電圧検出回路からの出力電圧値と基準電圧値（基準電圧１，２）とを比較する誤差増幅器とを含んでいる。

図７は、第４変形例を示すもので、スイッチング制御部１２を二次回路側に配置した場合の構成である。
このとき、一次側のＰＦＣ電圧検出部１１からの出力信号を、絶縁手段（第２絶縁手段）を介して二次側のスイッチング制御部１２に伝達し、一方、二次側の出力電圧検出部１０からの出力信号と、絶縁手段（第２絶縁手段）からの出力信号に基づいてスイッチング制御部１２から出力されるスイッチング制御信号を、別の絶縁手段（第３絶縁手段）を介して一次側のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に伝達するように構成されている。
また、一次側の極性検出部１３で得た検出結果を、さらに別の絶縁手段（第４絶縁手段）を介して二次側のスイッチング制御部１２に伝達するように構成されている。

この回路において、第３変形例と同様に、各絶縁手段（第２〜第４絶縁手段）は、フォトカプラまたは絶縁トランスで構成され、また、ＰＦＣ電圧検出部１０および出力電圧検出部１１は、それぞれ、各電圧を検出する検出回路（ＰＦＣ電圧検出回路１４、出力電圧検出回路１５）と、各電圧検出回路からの出力電圧値と基準電圧値とを比較する誤差増幅器を含んでいる。

以上、本発明の第３、第４変形例によれば、絶縁手段（第１〜第４絶縁手段）を設けたことにより、より安全なスイッチング電源装置を提供できる。

１：ＡＣ／ＤＣコンバータ回路、 ２：力率改善（ＰＦＣ）部、 ３：電流共振コンバータ（ＬＬＣ）部、 ５：フルブリッジ回路、 ６：直列共振回路、 １０：ＰＦＣ電圧検出部、 １１：出力電圧検出部、 １２：スイッチング制御部、 １３：極性検出部、 １４：ＰＦＣ電圧検出回路、１５：出力電圧検出回路、 Ｑ１〜Ｑ４：（第１〜第４）スイッチング素子、 Ｄ１：第１ダイオード、 Ｄ２：第２ダイオード、 Ｄ３、Ｄ４:整流ダイオード、 Ｃｉ：第１平滑コンデンサ、 Ｃｏ：第２平滑コンデンサ、 Ｃ：電圧共振コンデンサ、 Ｃｒ：共振コンデンサ、 Ｌ１：昇圧インダクタ、 Ｌｒ：共振インダクタ、Ｔ：高周波トランス 、Ｖａｃ：交流電源

Claims (11)

1. 第１、第２スイッチング素子を共有して、力率改善部と電流共振コンバータ部を組み合わせたフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ回路を備えるスイッチング電源装置において、
   前記第１、第２スイッチング素子の直列回路に並列接続された第１平滑コンデンサに蓄えられた前記力率改善部のＰＦＣ電圧を検出するＰＦＣ電圧検出部と、
   前記電流共振コンバータ部に設けられ、前記第１、第２スイッチング素子と第３、第４スイッチング素子とが並列接続されるフルブリッジ回路のオン・オフ動作により得られる一次側の高周波電圧に基づき、高周波トランスを介して二次側の第２平滑コンデンサに蓄えられた直流の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
   前記ＰＦＣ電圧検出部からの出力信号と、前記出力電圧検出部からの出力信号とを入力して、前記第１〜第４スイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御部とを含み、
   該スイッチング制御部は、前記ＰＦＣ電圧を、前記ＰＦＣ電圧検出部からの出力信号に基づいて前記第１、第２スイッチング素子のオンデューティを変化させて制御し、かつ前記出力電圧を、前記出力電圧検出部からの出力信号に基づいて前記第１〜第４スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させて制御し、前記第１、第２スイッチング素子の両方のオンデューティとスイッチング周波数を同時に変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記電流共振コンバータ部は、
   前記第１、第２スッチング素子の直列回路と、前記第３、第４スイッチング素子の直列回路とが並列接続されたフルブリッジ回路と、
   高周波トランスを挟んで、一次側に共振インダクタと共振コンデンサを含む直列共振回路及び二次側に整流ダイオードと第２平滑コンデンサを含む整流回路とを有しており、
   前記第１、第２スイッチング素子の中間点と前記第３、第４スイッチング素子の中間点との間に、前記直列共振回路と前記高周波トランスの一次巻線とを直列に接続したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記共振インダクタは、前記高周波トランスの漏れインダクタンスで代替することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１、第２スイッチング素子の中間点と前記第２、第４スイッチング素子の中間点との間に接続され、前記第２スイッチング素子に対して並列接続される電圧共振コンデンサを設けたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
5. 前記ＰＦＣ電圧検出部および前記出力電圧検出部は、それぞれ、電圧検出回路と、該電圧検出回路からの出力電圧値と基準電圧値とを比較する誤差増幅器を含んでいることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
6. 前記力率改善部は、前記第１、第２スイッチング素子の直列回路に対して第１、第２ダイオードの直列回路を順方向に並列接続し、両直列回路の中間点間に昇圧インダクタと交流電源が直列に接続され、かつ前記第１、第２ダイオードの直列回路の両端に前記第１、第２スイッチング素子に対して第１平滑コンデンサが並列接続されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
7. 前記第１スイッチング素子が高圧側に配置され、前記第２スイッチング素子が低圧側に配置されるとともに、前記交流電源に並列に接続される極性検出部をさらに含み、前記極性検出部は、前記交流電源のいずれか一端または両端の電圧を検出して前記交流電源の極性を検出してその検出結果を前記スイッチング制御部に出力し、前記スイッチング制御部は、前記交流電源の前記第１、第２スイッチング素子の中間点側が正極性の場合には前記第２スイッチング素子のオンデューティを５０％以下とし、前記交流電源の前記第１、第２ダイオードの中間点側が正極性の場合には前記第１スイッチング素子のオンデューティを５０％以下とすることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記スイッチング制御部は、前記高周波トランスに対する一次回路側に配置され、かつ二次側の前記出力電圧検出部からの出力信号を、第１絶縁手段を介して一次側の前記スイッチング制御部に伝達することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
9. 前記スイッチング制御部は、前記高周波トランスの二次側に配置され、かつ一次側の前記ＰＦＣ電圧検出部からの出力信号を、第２絶縁手段を介して二次側の前記スイッチング制御部に伝達し、一方、前記二次側の前記出力電圧検出部からの出力信号と、前記第２絶縁手段からの出力信号に基づいて前記スイッチング制御部から出力されるスイッチング制御信号を、第３絶縁手段を介して一次側の前記第１〜第４スイッチング素子に伝達することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
10. 前記スイッチング制御部は、前記高周波トランスの二次側に配置され、かつ一次側の前記ＰＦＣ電圧検出部からの出力信号を、第２絶縁手段を介して二次側の前記スイッチング制御部に伝達し、一方、前記二次側の前記出力電圧検出部からの出力信号と、前記第２絶縁手段からの出力信号に基づいて前記スイッチング制御部から出力されるスイッチング制御信号を、第３絶縁手段を介して一次側の前記第１〜第４スイッチング素子に伝達するとともに、前記極性検出部からの出力信号を、第４絶縁手段を介して二次側の前記スイッチング制御部に伝達することを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記第１、第２、第３、第４絶縁手段は、フォトカプラまたは絶縁トランスであることを特徴とする請求項８乃至１０のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。

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