JPH11150956A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH11150956A JPH11150956A JP9351914A JP35191497A JPH11150956A JP H11150956 A JPH11150956 A JP H11150956A JP 9351914 A JP9351914 A JP 9351914A JP 35191497 A JP35191497 A JP 35191497A JP H11150956 A JPH11150956 A JP H11150956A
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- chopper
- switching elements
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Abstract
(57)【要約】
【課題】一対のスイッチング素子２１・２２の負担割合
を均衡化させ、負担の程度を緩和させる。 【解決手段】インバータ回路２００を具備する。また、
チョッパ回路１００を具備する。インバータ回路２００
の一方のスイッチング素子２１をチョッパ回路１００の
ためのチョッパスイッチとして兼用する。インバータ回
路２００に属するスイッチング制御回路２９の制御特性
を、チョッパ用スイッチを兼用するする側のスイッチン
グ素子２１のオン期間Ｔ２１が短く、かつ残りのスイッ
チング素子２２のオン期間Ｔ２２が長くなるように定め
る。一対のスイッチング素子２１・２２はインバータ動
作に伴う負担を負う。各スイッチング素子２１・２２の
デューティを変えて高負担・低負担の差異を与える。そ
して、低負担のスイッチング素子２１にチョッパ用スイ
ッチとしての兼用動作を負わせる。
を均衡化させ、負担の程度を緩和させる。 【解決手段】インバータ回路２００を具備する。また、
チョッパ回路１００を具備する。インバータ回路２００
の一方のスイッチング素子２１をチョッパ回路１００の
ためのチョッパスイッチとして兼用する。インバータ回
路２００に属するスイッチング制御回路２９の制御特性
を、チョッパ用スイッチを兼用するする側のスイッチン
グ素子２１のオン期間Ｔ２１が短く、かつ残りのスイッ
チング素子２２のオン期間Ｔ２２が長くなるように定め
る。一対のスイッチング素子２１・２２はインバータ動
作に伴う負担を負う。各スイッチング素子２１・２２の
デューティを変えて高負担・低負担の差異を与える。そ
して、低負担のスイッチング素子２１にチョッパ用スイ
ッチとしての兼用動作を負わせる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は誘導性負荷へ交流電
力を供給するインバータ回路を具備し、かつ前記インバ
ータ回路へ直流電力を供給するチョッパ回路を具備する
インバータ装置に関する。
力を供給するインバータ回路を具備し、かつ前記インバ
ータ回路へ直流電力を供給するチョッパ回路を具備する
インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】チョッパ回路の後段にインバータ回路を
配置し、かつチョッパ回路に属するチョッパ用スイッチ
として、インバータ回路に属する一方のスイッチング素
子を兼用するタイプのインバータ装置は既知である。
配置し、かつチョッパ回路に属するチョッパ用スイッチ
として、インバータ回路に属する一方のスイッチング素
子を兼用するタイプのインバータ装置は既知である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術において
は、チョッパ用スイッチとスイッチング素子を兼用す
る。そのため、その分だけ簡単安価な構成となる。しか
し、チョッパ用スイッチ兼用のスイッチング素子は相対
的に重負担となり、兼用しない方のスイッチング素子は
相対的に軽負担となる。このため、同等負担の一対のス
イッチング素子を用いた場合よりも不利であり、コスト
高の要因となる。本発明の目的は一対のスイッチング素
子の負担割合を均衡化させ、一方素子の重負担の程度を
緩和させることである。
は、チョッパ用スイッチとスイッチング素子を兼用す
る。そのため、その分だけ簡単安価な構成となる。しか
し、チョッパ用スイッチ兼用のスイッチング素子は相対
的に重負担となり、兼用しない方のスイッチング素子は
相対的に軽負担となる。このため、同等負担の一対のス
イッチング素子を用いた場合よりも不利であり、コスト
高の要因となる。本発明の目的は一対のスイッチング素
子の負担割合を均衡化させ、一方素子の重負担の程度を
緩和させることである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、順直列に接続
される一対のスイッチング素子と、前記各スイッチング
素子を交互にオン・オフさせるスイッチング制御回路
と、前記各スイッチング素子と逆並列に接続されるフラ
イホイールダイオードとを備え、前記各スイッチング素
子の接続中点に接続される誘導性負荷へ交流電力を供給
するインバータ回路を具備する。また、交流電源の電圧
を整流する整流電源とチョッパ用インダクタとを備え、
前記各スイッチング素子のうちのいずれか一方のスイッ
チング素子を介して前記整流電源電圧を前記チョッパ用
インダクタへ断続的に印加するチョッパ回路を具備す
る。本発明においては、前記スイッチング制御回路の制
御特性を前記チョッパ用スイッチを兼用するする側の前
記スイッチング素子のオン期間が短く、かつ残りのスイ
ッチング素子のオン期間が長くなるように定める。一対
のスイッチング素子はインバータ動作に伴う負担を負
う。その負担の総量を緩和することはできない。しか
し、その負担割合を変えることはできる。本発明におい
ては、各スイッチング素子のデューティを変えて高負担
・低負担の差異を与える。そして、低負担のスイッチン
グ素子にチョッパ用スイッチとしての兼用動作を負わせ
る。
される一対のスイッチング素子と、前記各スイッチング
素子を交互にオン・オフさせるスイッチング制御回路
と、前記各スイッチング素子と逆並列に接続されるフラ
イホイールダイオードとを備え、前記各スイッチング素
子の接続中点に接続される誘導性負荷へ交流電力を供給
するインバータ回路を具備する。また、交流電源の電圧
を整流する整流電源とチョッパ用インダクタとを備え、
前記各スイッチング素子のうちのいずれか一方のスイッ
チング素子を介して前記整流電源電圧を前記チョッパ用
インダクタへ断続的に印加するチョッパ回路を具備す
る。本発明においては、前記スイッチング制御回路の制
御特性を前記チョッパ用スイッチを兼用するする側の前
記スイッチング素子のオン期間が短く、かつ残りのスイ
ッチング素子のオン期間が長くなるように定める。一対
のスイッチング素子はインバータ動作に伴う負担を負
う。その負担の総量を緩和することはできない。しか
し、その負担割合を変えることはできる。本発明におい
ては、各スイッチング素子のデューティを変えて高負担
・低負担の差異を与える。そして、低負担のスイッチン
グ素子にチョッパ用スイッチとしての兼用動作を負わせ
る。
【０００５】
【発明の実施の形態】図１・図２を用いて本発明の実施
形態について説明する。図示のインバータ装置は、順直
列に接続される一対のスイッチング素子２１・２２と、
各スイッチング素子２１・２２を交互にオン・オフさせ
るスイッチング制御回路２９と、各スイッチング素子２
１・２２と逆並列に接続されるフライホイールダイオー
ド３１・３２とを備え、各スイッチング素子２１・２２
の接続中点Ｐ０に接続される誘導性負荷９０へ交流電力
を供給するインバータ回路２００を具備する。また、交
流電源１１の電圧を整流する整流電源１０とチョッパ用
インダクタ１９とを備え、各スイッチング素子２１・２
２のうちのいずれか一方のスイッチング素子２１を介し
て整流電源１０電圧をチョッパ用インダクタ１９へ断続
的に印加するチョッパ回路１００を具備する。本発明に
おいては、スイッチング制御回路２９の制御特性をチョ
ッパ用スイッチを兼用するする側のスイッチング素子２
１のオン期間が短く、かつ残りのスイッチング素子２２
のオン期間が長くなるように定める。もう少し詳しく説
明する。一対のスイッチング素子２１・２２はトランジ
スタである。フライホイールダイオード３１・３２はス
イッチング素子２１・２２の寄生ダイオードである。寄
生ダイオードが付属しない場合は独立のダイオードを使
用する。４３は各スイッチング素子２１・２２の全体を
跨ぐＰ１・Ｐ２間に接続された平滑用コンデンサであ
る。誘導性負荷９０の例は放電灯（蛍光ランプ）９１・
放電灯９１と直列のバラストインダクタ９２・放電灯９
１の非電源側端子間に接続された予熱用コンデンサ９３
を含む放電灯点灯回路である。誘導性負荷９０の一端は
各スイッチング素子２１・２２の接続中点Ｐ０に接続さ
れる。誘導性負荷９０の他端はアーム用コンデンサ４１
を介して前記端子Ｐ１に接続される。また、誘導性負荷
９０の他端は別のアーム用コンデンサ４２を介して別の
前記端子Ｐ２に接続される。スイッチング制御回路２９
の例は他励式回路であり、誘導性負荷９０に与える交流
電力（インバータ出力）の周波数を適宜に調整する能力
を持つ。また、各スイッチング素子２１・２２のオン期
間の比率すなわちデューティを適宜に調整する能力を持
つ。２９０はスイッチング制御回路２９に付属するデュ
ーティ調整部である。デューティ調整部２９０は可変抵
抗形であり、その抵抗値を変えると、スイッチング制御
回路２９内部のタイマＩＣの出力が変化し、スイッチン
グ素子２１・２２の各オン期間を可変する。本発明にお
いては、デューティ調整部２９０を、チョッパ用スイッ
チを兼用するする側のスイッチング素子２１のオン期間
が短く、かつ残りの兼用しない側のスイッチング素子２
２のオン期間が長くなるように設定する。図１のインバ
ータ回路２００のインバータ形式は一対のスイッチング
素子２１・２２と一対のアーム用コンデンサ４１・４２
とでブリッジアームを組む形態のハーフブリッジ形であ
る。アーム用コンデンサ４１・４２および平滑用コンデ
ンサ４３の個数は３個であるが、そのうちの１個は省略
可能である。平滑用コンデンサ４３を省いた場合は、ア
ーム用コンデンサ４１・４２の直列回路が平滑用コンデ
ンサとして機能する。アーム用コンデンサ４１を省略し
た場合は、残りのアーム用コンデンサ４２と平滑用コン
デンサ４３の直列回路がアーム用コンデンサ４１として
の役割を兼用する。アーム用コンデンサ４１にたとえば
下向きに流れる電流は、それが省略された場合はアーム
用コンデンサ４２を上向きに流れ、かつ平滑用コンデン
サ４３を下向きに流れる。図２を参照して図１装置の動
作を説明する。図２は誘導性負荷９０を流れる負荷電流
ｉ９０の波形である。ここでは説明の便宜上、強遅相形
（誘導性負荷９０の動作は遅相形動作となるが、そのう
ちの完全遅相に近似する動作）の負荷電流ｉ９０とす
る。このため、負荷電流ｉ９０の瞬時値は直線的に変化
し、かつその傾きはアーム用コンデンサ４１（または４
２）の電圧レベルに依存する。図２の実線はスイッチン
グ素子２１・２２のオン期間ｔ２１・ｔ２２が等しい場
合（本発明によらない場合）の負荷電流ｉ９０であり、
破線（その一部は実線と重なる）は兼用形のスイッチン
グ素子２１のオン期間Ｔ２１が短く、かつ残りの非兼用
形のオン期間Ｔ２２が長い場合（本発明の場合）の負荷
電流ｉ９０である。いずれの場合の負荷電流ｉ９０も直
流成分を含まない交流である。一対のスイッチング素子
２１・２２と一対のフライホイールダイオード３１・３
２は８字形配置である。一般にこれらが８字の筆順に相
当する順番でオンする態のインバータ動作を営む。図２
の図示範囲は各素子が２２・３１・２１・３２の順にオ
ンする１サイクル分の動作であり、以下はこれを繰り返
す。図１のスイッチング素子２２がオン状態となる図２
の期間Ｔ２２（ｔ２２）においては、負荷電流ｉ９０は
２２−９０−４２（および４１−４３）−２２の閉経路
を流れる。期間Ｔ２２（ｔ２２）の終点でスイッチング
素子２２はオフに制御される。その後の期間Ｔ３１（ｔ
３１）の負荷電流ｉ９０は３１−９０−４１（および４
２−４３）−３１の閉経路を流れる。誘導性負荷９０に
蓄積されていた電磁エネルギが消失し、負荷電流ｉ９０
の瞬時値がゼロになると、フライホイールダイオード３
１がターンオフしスイッチング素子２１がターンオンす
る。その後の期間Ｔ２１（ｔ２１）の負荷電流ｉ９０は
２１−４１（および４３−４２）−９０−２１の閉経路
を流れる。期間Ｔ２１（ｔ２１）の終点でスイッチング
素子２１はオフに制御される。その後の期間Ｔ３２（ｔ
３２）の負荷電流ｉ９０は３２−４２（および４３−４
１）−９０−３２の閉経路を流れる。誘導性負荷９０に
蓄積されていた電磁エネルギが消失し、負荷電流ｉ９０
の瞬時値がゼロになると、フライホイールダイオード３
２がターンオフし、スイッチング素子２２がターンオン
する。以下、図２冒頭の期間Ｔ２２（ｔ２２）に戻り、
繰り返す。チョッパ用インダクタ１９には、フライホイ
ールダイオード３１・スイッチング素子２１がオン状態
になるＴ３１（ｔ３１）〜Ｔ２１（ｔ２１）の期間に整
流電源１０電圧が印加し、電磁エネルギを蓄積する。ス
イッチング素子２１がターンオフすると、電磁エネルギ
を放出するＴ３２（ｔ３２）の期間に移行する。その期
間には、１９−３２−４３（および４２−４１）−１０
−１９の閉回路に電流が流れ、チョッパ用インダクタ１
９の電磁エネルギは主として平滑用コンデンサ４３に移
行する。図２の実線はスイッチング素子２１・２２のオ
ン期間ｔ２１・ｔ２２が等しい場合（本発明によらない
場合）の負荷電流ｉ９０であり、この場合のスイッチン
グ素子２１・２２の負担は相等しい。破線は兼用形のス
イッチング素子２１のオン期間Ｔ２１が短く、かつ残り
の非兼用形のオン期間Ｔ２２が長い場合（本発明の場
合）の負荷電流ｉ９０である。説明の便宜上、実線から
破線への過渡的経過について考える。スイッチング素子
２１・２２のオン期間ｔ２１・ｔ２２が等しい状態を改
め、オン期間Ｔ２１短・オン期間Ｔ２２長の変化を与え
ると、スイッチング素子２１電流は減少傾向となり、ス
イッチング素子２２は増加傾向となる。その影響で負荷
電流ｉ９０に直流成分が派生する。また、その影響でア
ーム用コンデンサ４１電圧は増加傾向となり、アーム用
コンデンサ４２電圧は減少傾向となる。そして、このよ
うな電圧変化の影響で、フライホイールダイオード３１
電流が減少傾向となり、フライホイールダイオード３２
電流は増加傾向となる。このような一連の変化は負荷電
流ｉ９０の直流成分がなくなるまで続き、その後の安定
状態においては直流成分を含まない、交流の負荷電流ｉ
９０となる。少し整理すると、デューティを適宜に変え
ると、スイッチング素子２１（スイッチング素子２２）
電流は減少（増加）するが、その影響はフライホイール
ダイオード３２（３１）電流の増加（減少）によって相
殺される。スイッチング素子２１・２２電流成分だけを
見ると、互いに不均衡となり、スイッチング素子２１
（２２）の方が軽負担（重負担）となる。一方、スイッ
チング素子２１にはチョッパ用インダクタ１９を経由す
るチョッパ動作電流も流れ込むので、全体的にみれば、
のスイッチング素子２１・２２の負担は均衡化する。本
発明は、インバータ動作の負担を不均衡化させることに
よって、インバータ動作・チョッパ動作を通算した場合
の負担を均衡化させる、いわば不均衡形均衡化方式であ
る。図１回路の変形余地について説明する。図１のスイ
ッチング素子２１は兼用形であり、スイッチング素子２
２は非兼用形である。しかし、交流電源１１電圧の極性
に応じて、兼用・非兼用の関係が入れ代わる実施形態が
ある。図１の交流電源１１とチョッパ用インダクタ１９
を直列に接続し、その一端を接続中点Ｐ０に接続し、他
端をそれぞれの図外のダイオードを介して前記各端子Ｐ
１・Ｐ２に接続する。この場合の、交流電源１１電圧は
該電圧が順極性（逆極性）のときにはスイッチング素子
２１（２２）を介して、チョッパ用インダクタ１９に印
加する。かくして、交流電源１１電圧の極性に応じて兼
用・非兼用の関係が入れ代わる。この場合の本発明の適
用形態は、交流電源１１電圧の極性を検知し、その結果
に応じて、一方のスイッチング素子２１のオン期間を短
くし、あるいは他方のスイッチング素子２２のオン期間
を短くするような変則デューティ制御となる。
形態について説明する。図示のインバータ装置は、順直
列に接続される一対のスイッチング素子２１・２２と、
各スイッチング素子２１・２２を交互にオン・オフさせ
るスイッチング制御回路２９と、各スイッチング素子２
１・２２と逆並列に接続されるフライホイールダイオー
ド３１・３２とを備え、各スイッチング素子２１・２２
の接続中点Ｐ０に接続される誘導性負荷９０へ交流電力
を供給するインバータ回路２００を具備する。また、交
流電源１１の電圧を整流する整流電源１０とチョッパ用
インダクタ１９とを備え、各スイッチング素子２１・２
２のうちのいずれか一方のスイッチング素子２１を介し
て整流電源１０電圧をチョッパ用インダクタ１９へ断続
的に印加するチョッパ回路１００を具備する。本発明に
おいては、スイッチング制御回路２９の制御特性をチョ
ッパ用スイッチを兼用するする側のスイッチング素子２
１のオン期間が短く、かつ残りのスイッチング素子２２
のオン期間が長くなるように定める。もう少し詳しく説
明する。一対のスイッチング素子２１・２２はトランジ
スタである。フライホイールダイオード３１・３２はス
イッチング素子２１・２２の寄生ダイオードである。寄
生ダイオードが付属しない場合は独立のダイオードを使
用する。４３は各スイッチング素子２１・２２の全体を
跨ぐＰ１・Ｐ２間に接続された平滑用コンデンサであ
る。誘導性負荷９０の例は放電灯（蛍光ランプ）９１・
放電灯９１と直列のバラストインダクタ９２・放電灯９
１の非電源側端子間に接続された予熱用コンデンサ９３
を含む放電灯点灯回路である。誘導性負荷９０の一端は
各スイッチング素子２１・２２の接続中点Ｐ０に接続さ
れる。誘導性負荷９０の他端はアーム用コンデンサ４１
を介して前記端子Ｐ１に接続される。また、誘導性負荷
９０の他端は別のアーム用コンデンサ４２を介して別の
前記端子Ｐ２に接続される。スイッチング制御回路２９
の例は他励式回路であり、誘導性負荷９０に与える交流
電力（インバータ出力）の周波数を適宜に調整する能力
を持つ。また、各スイッチング素子２１・２２のオン期
間の比率すなわちデューティを適宜に調整する能力を持
つ。２９０はスイッチング制御回路２９に付属するデュ
ーティ調整部である。デューティ調整部２９０は可変抵
抗形であり、その抵抗値を変えると、スイッチング制御
回路２９内部のタイマＩＣの出力が変化し、スイッチン
グ素子２１・２２の各オン期間を可変する。本発明にお
いては、デューティ調整部２９０を、チョッパ用スイッ
チを兼用するする側のスイッチング素子２１のオン期間
が短く、かつ残りの兼用しない側のスイッチング素子２
２のオン期間が長くなるように設定する。図１のインバ
ータ回路２００のインバータ形式は一対のスイッチング
素子２１・２２と一対のアーム用コンデンサ４１・４２
とでブリッジアームを組む形態のハーフブリッジ形であ
る。アーム用コンデンサ４１・４２および平滑用コンデ
ンサ４３の個数は３個であるが、そのうちの１個は省略
可能である。平滑用コンデンサ４３を省いた場合は、ア
ーム用コンデンサ４１・４２の直列回路が平滑用コンデ
ンサとして機能する。アーム用コンデンサ４１を省略し
た場合は、残りのアーム用コンデンサ４２と平滑用コン
デンサ４３の直列回路がアーム用コンデンサ４１として
の役割を兼用する。アーム用コンデンサ４１にたとえば
下向きに流れる電流は、それが省略された場合はアーム
用コンデンサ４２を上向きに流れ、かつ平滑用コンデン
サ４３を下向きに流れる。図２を参照して図１装置の動
作を説明する。図２は誘導性負荷９０を流れる負荷電流
ｉ９０の波形である。ここでは説明の便宜上、強遅相形
（誘導性負荷９０の動作は遅相形動作となるが、そのう
ちの完全遅相に近似する動作）の負荷電流ｉ９０とす
る。このため、負荷電流ｉ９０の瞬時値は直線的に変化
し、かつその傾きはアーム用コンデンサ４１（または４
２）の電圧レベルに依存する。図２の実線はスイッチン
グ素子２１・２２のオン期間ｔ２１・ｔ２２が等しい場
合（本発明によらない場合）の負荷電流ｉ９０であり、
破線（その一部は実線と重なる）は兼用形のスイッチン
グ素子２１のオン期間Ｔ２１が短く、かつ残りの非兼用
形のオン期間Ｔ２２が長い場合（本発明の場合）の負荷
電流ｉ９０である。いずれの場合の負荷電流ｉ９０も直
流成分を含まない交流である。一対のスイッチング素子
２１・２２と一対のフライホイールダイオード３１・３
２は８字形配置である。一般にこれらが８字の筆順に相
当する順番でオンする態のインバータ動作を営む。図２
の図示範囲は各素子が２２・３１・２１・３２の順にオ
ンする１サイクル分の動作であり、以下はこれを繰り返
す。図１のスイッチング素子２２がオン状態となる図２
の期間Ｔ２２（ｔ２２）においては、負荷電流ｉ９０は
２２−９０−４２（および４１−４３）−２２の閉経路
を流れる。期間Ｔ２２（ｔ２２）の終点でスイッチング
素子２２はオフに制御される。その後の期間Ｔ３１（ｔ
３１）の負荷電流ｉ９０は３１−９０−４１（および４
２−４３）−３１の閉経路を流れる。誘導性負荷９０に
蓄積されていた電磁エネルギが消失し、負荷電流ｉ９０
の瞬時値がゼロになると、フライホイールダイオード３
１がターンオフしスイッチング素子２１がターンオンす
る。その後の期間Ｔ２１（ｔ２１）の負荷電流ｉ９０は
２１−４１（および４３−４２）−９０−２１の閉経路
を流れる。期間Ｔ２１（ｔ２１）の終点でスイッチング
素子２１はオフに制御される。その後の期間Ｔ３２（ｔ
３２）の負荷電流ｉ９０は３２−４２（および４３−４
１）−９０−３２の閉経路を流れる。誘導性負荷９０に
蓄積されていた電磁エネルギが消失し、負荷電流ｉ９０
の瞬時値がゼロになると、フライホイールダイオード３
２がターンオフし、スイッチング素子２２がターンオン
する。以下、図２冒頭の期間Ｔ２２（ｔ２２）に戻り、
繰り返す。チョッパ用インダクタ１９には、フライホイ
ールダイオード３１・スイッチング素子２１がオン状態
になるＴ３１（ｔ３１）〜Ｔ２１（ｔ２１）の期間に整
流電源１０電圧が印加し、電磁エネルギを蓄積する。ス
イッチング素子２１がターンオフすると、電磁エネルギ
を放出するＴ３２（ｔ３２）の期間に移行する。その期
間には、１９−３２−４３（および４２−４１）−１０
−１９の閉回路に電流が流れ、チョッパ用インダクタ１
９の電磁エネルギは主として平滑用コンデンサ４３に移
行する。図２の実線はスイッチング素子２１・２２のオ
ン期間ｔ２１・ｔ２２が等しい場合（本発明によらない
場合）の負荷電流ｉ９０であり、この場合のスイッチン
グ素子２１・２２の負担は相等しい。破線は兼用形のス
イッチング素子２１のオン期間Ｔ２１が短く、かつ残り
の非兼用形のオン期間Ｔ２２が長い場合（本発明の場
合）の負荷電流ｉ９０である。説明の便宜上、実線から
破線への過渡的経過について考える。スイッチング素子
２１・２２のオン期間ｔ２１・ｔ２２が等しい状態を改
め、オン期間Ｔ２１短・オン期間Ｔ２２長の変化を与え
ると、スイッチング素子２１電流は減少傾向となり、ス
イッチング素子２２は増加傾向となる。その影響で負荷
電流ｉ９０に直流成分が派生する。また、その影響でア
ーム用コンデンサ４１電圧は増加傾向となり、アーム用
コンデンサ４２電圧は減少傾向となる。そして、このよ
うな電圧変化の影響で、フライホイールダイオード３１
電流が減少傾向となり、フライホイールダイオード３２
電流は増加傾向となる。このような一連の変化は負荷電
流ｉ９０の直流成分がなくなるまで続き、その後の安定
状態においては直流成分を含まない、交流の負荷電流ｉ
９０となる。少し整理すると、デューティを適宜に変え
ると、スイッチング素子２１（スイッチング素子２２）
電流は減少（増加）するが、その影響はフライホイール
ダイオード３２（３１）電流の増加（減少）によって相
殺される。スイッチング素子２１・２２電流成分だけを
見ると、互いに不均衡となり、スイッチング素子２１
（２２）の方が軽負担（重負担）となる。一方、スイッ
チング素子２１にはチョッパ用インダクタ１９を経由す
るチョッパ動作電流も流れ込むので、全体的にみれば、
のスイッチング素子２１・２２の負担は均衡化する。本
発明は、インバータ動作の負担を不均衡化させることに
よって、インバータ動作・チョッパ動作を通算した場合
の負担を均衡化させる、いわば不均衡形均衡化方式であ
る。図１回路の変形余地について説明する。図１のスイ
ッチング素子２１は兼用形であり、スイッチング素子２
２は非兼用形である。しかし、交流電源１１電圧の極性
に応じて、兼用・非兼用の関係が入れ代わる実施形態が
ある。図１の交流電源１１とチョッパ用インダクタ１９
を直列に接続し、その一端を接続中点Ｐ０に接続し、他
端をそれぞれの図外のダイオードを介して前記各端子Ｐ
１・Ｐ２に接続する。この場合の、交流電源１１電圧は
該電圧が順極性（逆極性）のときにはスイッチング素子
２１（２２）を介して、チョッパ用インダクタ１９に印
加する。かくして、交流電源１１電圧の極性に応じて兼
用・非兼用の関係が入れ代わる。この場合の本発明の適
用形態は、交流電源１１電圧の極性を検知し、その結果
に応じて、一方のスイッチング素子２１のオン期間を短
くし、あるいは他方のスイッチング素子２２のオン期間
を短くするような変則デューティ制御となる。
【０００６】
【発明の効果】本発明はスイッチング制御回路２９の制
御特性をチョッパ用スイッチ２１を兼用するする側のス
イッチング素子２１のオン期間が短く、かつ残りのスイ
ッチング素子２２のオン期間が長くなるように定めたも
のである。これによれば、各スイッチング素子の負担が
均衡化するため、これまでのものよりも低耐量の安価な
スイッチング素子を用いた安価な装置が得られる。
御特性をチョッパ用スイッチ２１を兼用するする側のス
イッチング素子２１のオン期間が短く、かつ残りのスイ
ッチング素子２２のオン期間が長くなるように定めたも
のである。これによれば、各スイッチング素子の負担が
均衡化するため、これまでのものよりも低耐量の安価な
スイッチング素子を用いた安価な装置が得られる。
【図１】本発明装置の回路図である。
【図２】その負荷電流波形図である。 １００：チョッパ回路 １０：整流電源 １１：交流電源 １９：チョッパ用インダクタ ２００：インバータ回路 ２１・２２：スイッチング素子 ３１・３２：フライホイールダイオード ２９：スイッチング制御回路 Ｐ０：接続中点 ９０：誘導性負荷 Ｔ２１：スイッチング素子２１のオン期間 Ｔ２２：スイッチング素子２２のオン期間 Ｔ３１：フライホイールダイオード３１のオン期間 Ｔ３２：フライホイールダイオード３２のオン期間
Claims (1)
- 【請求項１】順直列に接続される一対のスイッチング素
子（２１・２２）と、前記各スイッチング素子（２１・
２２）を交互にオン・オフさせるスイッチング制御回路
（２９）と、前記各スイッチング素子（２１・２２）と
逆並列に接続されるフライホイールダイオード（３１・
３２）とを備え、前記各スイッチング素子（２１・２
２）の接続中点（Ｐ０）に接続される誘導性負荷（９
０）へ交流電力を供給するインバータ回路（２００）を
具備し、 交流電源（１１）の電圧を整流する整流電源（１０）と
チョッパ用インダクタ（１９）とを備え、前記各スイッ
チング素子（２１・２２）のうちのいずれか一方のスイ
ッチング素子（２１）を介して前記整流電源（１０）電
圧を前記チョッパ用インダクタ（１９）へ断続的に印加
するチョッパ回路（１００）を具備し、 前記スイッチング制御回路（２９）の制御特性を前記チ
ョッパ用スイッチ（２１）を兼用するする側の前記スイ
ッチング素子（２１）のオン期間が短く、かつ残りのス
イッチング素子（２２）のオン期間が長くなるように定
めたことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9351914A JPH11150956A (ja) | 1997-11-14 | 1997-11-14 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9351914A JPH11150956A (ja) | 1997-11-14 | 1997-11-14 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11150956A true JPH11150956A (ja) | 1999-06-02 |
Family
ID=18420486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9351914A Pending JPH11150956A (ja) | 1997-11-14 | 1997-11-14 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11150956A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011217566A (ja) * | 2010-04-01 | 2011-10-27 | Minebea Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1997
- 1997-11-14 JP JP9351914A patent/JPH11150956A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011217566A (ja) * | 2010-04-01 | 2011-10-27 | Minebea Co Ltd | スイッチング電源装置 |
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