CN102665339A - 感应式无线能量传输的led驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种感应式无线能量传输的LED驱动电路，包括功率因数校正电路、逆变电路、松耦合变压器、整流电路以及LED光源；功率因数校正电路的输出端连接逆变电路的输入端，逆变电路的输出端连接松耦合变压器的原边，松耦合变压器的副边连接整流电路的交流输入端，整流电路的直流输出端连接LED光源的电源端。与现有技术相比，本发明采用松耦合变压器实现无线能量传输的LED驱动电路，避免驱动电路散热和LED光源散热的交互影响，谐振电路减小了开关器件电压和电流应力，该驱动电路提高了LED光源的发光效率、发光质量和寿命，并保证了LED驱动器的高效率和可靠性。

Description

感应式无线能量传输的LED驱动电路

技术领域

本发明涉及一种LED驱动电路。

背景技术

LED驱动器属于高频电子产品，具有高功率密度和高集成度，采用的各种电子元器件在工作时均会产生损耗，如开关器件的导通损耗和开关损耗及磁性元器件高频工作时的铁损和铜损等，这些损耗均以热能形式散出。

目前生产的LED照明灯具往往将光源和驱动器集成在一起，实现即插即用，在密闭封装、空间狭小的LED灯具里，缺乏辐射和对流等有效散热条件，LED光源和驱动器的热效应相互影响，造成LED老化加快，其效率变低、寿命缩短、光色漂移。此外，随着环境温度增高，驱动器中的各种电子材料极易氧化，寿命缩短，驱动器一旦出现损坏，则无法给LED光源提供驱动电流，LED灯熄火，影响了LED照明系统的可靠性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种感应式无线能量传输的LED驱动电路，该驱动电路解决了驱动电路与LED光源热量相互影响的问题，提高了LED照明系统的稳定性，也大大增大了LED的使用寿命和发光效率。

为了实现以上目的，本发明采取以下技术方案：

一种感应式无线能量传输的LED驱动电路，包括功率因数校正电路、逆变电路、松耦合变压器、原边谐振电容、副边谐振电容和整流电路；功率因数校正电路的输入端连接交流电源；功率因数校正电路的直流输出端连接逆变电路的直流输入端；逆变电路的交流输出端连接松耦合变压器原边的两输入端，其中所述原边谐振电容连接在松耦合变压器原边的任一端与逆变电路的输出端之间；松耦合变压器副边的两输出端连接所述整流电路的交流输入端，其中所述副边谐振电容连接在松耦合变压器副边的任一端与整流电路的交流输入端之间；整流电路的输出端即为本LED驱动电路的输出端。本技术方案采用松耦合变压器实现无线能量传输的LED驱动电路，避免驱动电路散热和LED光源散热的交互影响，谐振电路减小了开关器件电压和电流应力，该驱动电路提高了LED光源的发光效率、发光质量和寿命，并保证了LED驱动器的高效率和可靠性。

所述功率因数校正电路包括输入滤波电容，输入滤波电感，以及四个整流二极管构成的整流桥；输入滤波电感连接在整流桥的交流输入端与交流电源的相线之间；整流桥的直流输出端连接逆变电路的直流输入端；输入滤波电容一端连接在交流电源的零线上，另一端连接整流桥与输入滤波电感连接端。

所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，控制不同开关管的通断从而实现将直流电转变为频率可调的交流电；第一开关管的直流输出端与第三开关管直流输入端相连；第二开关管的直流输出端与第四开关管直流输入端相连；第一开关管的直流输入端与第二开关管的直流输入端相连；第三开关管的直流输出端与第四开关管的直流输出端相连；第一开关管的直流输入端连接功率因数校正电路直流输出端的正极；第三开关管的直流输出端连接功率因数校正电路直流输出端的负极；第一开关管的直流输出端与第二开关管的直流输出端作为逆变电路的两个交流输出端。

所述的整流电路包括由四个整流二极管构成的整流桥和一个输出滤波电容；整流桥的直流输出端的“+”、“-”两端即为LED驱动电路的输出端；输出滤波电容并联于整流桥的直流输出端的“+”、“-”两端。

所述逆变电路的四个开关管的全桥结构采用移相控制，第一逆变桥臂上的两个开关管Q₁、Q₃交替导通，各导通50％的开关周期；第二逆变桥臂上的两个开关管Q₂、Q₄交替导通，各导通50％的开关周期；Q₁超前Q₄，Q₃超前Q₂，即第一逆变桥臂为超前桥臂，第二逆变桥臂为滞后桥臂；Q₁与Q₃、Q₂与Q₄之间留有足够的死区时间。

有益效果：与现有技术相比，本发明采用松耦合变压器实现无线能量传输的LED驱动电路，从空间上避免LED驱动电路散热与LED光源散热的交互影响，提高了LED光源的发光效率、发光质量和寿命，有利于LED散热器和灯具的优化设计，并保证了LED驱动电路的高可靠性。通过增加谐振补偿网络(即以原、副边谐振电容为核心的电路)，减小了变压器漏感造成的器件应力和损耗，保证LED驱动电路的高效率。

附图说明

图1是本发明的电路原理框图。

图2是本发明具体实施例电路原理图。

图3是本发明具体实施例中松耦合变压器的等效电路模型示意图。

图4是本发明具体实施例的工作波形图。

图中，1是功率因数校正电路；3是逆变电路；8是整流电路；T是松耦合变压器；V_ac是交流供电电压；L_f是输入滤波电感；C_f是输入滤波电容；Q₁～Q₄是依次为第一开关管，第二开关管，第三开关管，第四开关管；C_P是原边谐振电容；C_s是副边谐振电容；D₁～D₄是四个整流二极管；C₀是输出滤波电容；V_E是逆变桥输入电压，V_AB是A与B两点间电压，i_P、i_S分别是变压器原、副边电流，V_P、V_S分别是变压器原、副边电压，V_CP、V_CS分别是变压器原、副边谐振电容电压，V_CD是C与D两点间电压。

Q₁与Q₃构成第一逆变桥臂；Q₂、与Q₄构成第二逆变桥臂；V₀是LED负载电压。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施例作进一步的描述。

如图2所示，一种感应式无线能量传输的LED驱动电路，包括功率因数校正电路1、逆变电路3、松耦合变压器T、原边谐振电容C_P、副边谐振电容C_s和整流电路8；功率因数校正电路1的输入端连接交流电源；功率因数校正电路1的直流输出端连接逆变电路3的直流输入端；逆变电路3的交流输出端连接松耦合变压器T原边的两输入端，其中所述原边谐振电容C_P连接在松耦合变压器T原边的任一端与逆变电路3的输出端之间；松耦合变压器T副边的两输出端连接所述整流电路8的交流输入端，其中所述副边谐振电容C_s连接在松耦合变压器T副边的任一端与整流电路8的交流输入端之间；整流电路8的输出端即为本LED驱动电路的输出端。用原、副边谐振电容分别补偿原、副边漏感能量。

所述功率因数校正电路包括输入滤波电容C_f，输入滤波电感L_f，以及四个整流二极管构成的整流桥；输入滤波电感L_f连接在整流桥的交流输入端与交流电源的相线之间；整流桥的直流输出端连接逆变电路3的直流输入端；输入滤波电容C_f一端连接在交流电源的零线上，另一端连接整流桥与输入滤波电感L_f连接端。

所述逆变电路包括第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃和第四开关管Q₄，控制不同开关管的通断从而实现将直流电转变为频率可调的交流电；第一开关管Q₁的直流输出端与第三开关管Q₃直流输入端相连；第二开关管Q₂的直流输出端与第四开关管Q₄直流输入端相连；第一开关管Q₁的直流输入端与第二开关管Q₂的直流输入端相连；第三开关管Q₃的直流输出端与第四开关管Q₄的直流输出端相连；第一开关管Q₁的直流输入端连接功率因数校正电路直流输出端的正极；第三开关管Q₃的直流输出端连接功率因数校正电路直流输出端的负极；第一开关管Q₁的直流输出端与第二开关管Q₂的直流输出端作为逆变电路的两个交流输出端。

所述的整流电路包括由四个整流二极管构成的整流桥和一个输出滤波电容C₀；整流桥的直流输出端的“+”、“-”两端即为LED驱动电路的输出端；输出滤波电容C₀并联于整流桥的直流输出端的“+”、“-”两端。

所述逆变电路的四个开关管的全桥结构采用移相控制，第一逆变桥臂上的两个开关管Q₁、Q₃交替导通，各导通50％的开关周期；第二逆变桥臂上的两个开关管Q₂、Q₄交替导通，各导通50％的开关周期；Q₁超前Q₄，Q₃超前Q₂，即第一逆变桥臂为超前桥臂，第二逆变桥臂为滞后桥臂；Q₁与Q₃、Q₂与Q₄之间留有足够的死区时间。

本技术方案的原理说明如下：

图3所示是松耦合变压器T的等效电路模型示意图。L_P是原边漏感，L_S是副边漏感，L_M是励磁电感，N_P、N_S分别是原、副边绕组匝数，n是变比，L₁是原边电感，L₂是副边电感，k是耦合系数。由变压器理论可知，以上参数满足以下公式：

L₁＝L_P+L_M，L₂＝L_S+L_M/n²

$n=\frac{N_P}{N_S},$ $k=\frac{L_M}{n\sqrt{L_1{L}_2}}---\left(1\right)$

图4是本发明实施例的工作波形示意图。全桥结构采用移相控制，第一逆变桥臂上的两个开关管Q₁、Q₃交替导通，各导通50％的开关周期。第二逆变桥臂上的两个开关管Q₂、Q₄交替导通，各导通50％的开关周期。Q₁超前Q₄，Q₃超前Q₂，因此，第一逆变桥臂为超前桥臂，第二逆变桥臂为滞后桥臂。Q₁与Q₃、Q₂与Q₄之间留有足够的死区时间，保证各开关管的零电压开关，减少开关管损耗。

下面以图2为主电路结构，结合图3的变压器模型及图4所示的工作波形来叙述本发明的具体工作原理。

由图4可知在前半个开关周期内有6种开关模态，分别是[0，t₀]、[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]、[t₄，t₅]，在后半个周期，该6种模态重复。

为了分析方便，先作如下假设：1、所有开关管和二极管均为理想器件；2、所有电感、电容和变压器均为理想元件；3、V₀是LED负载电压，输出滤波电容C₀足够大，输出电压V₀为一恒定值；4、驱动电路开关频率远高于输入母线频率，开关频率高于谐振频率，谐振网络呈感性。

1.开关模态1[0，t₀]

t₀以前，Q₂和Q₃导通，原边电流i_P流经Q₂、T、C_P、Q₃回到V_E负端。副边电流i_S流经D₂、D₃给电容C₀和负载LED供电，此时，电源向负载传递功率，原边中点电压V_AB为-V_E，变压器原边电感L₁和原边补偿电容C_P谐振，由原边电路微分方程：

$L_1\frac{d{i}_P}{\mathrm{dt}}+v_{\mathrm{CP}}=-v_E$

                                  (2)

$C_P\frac{d{v}_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{dt}}=i_P$

可以得到原边电路：

v_CP(t)＝-v_E+(v_E+V_CP0)cos(ω(t-t₀)+Z_rpI_LP0sinω(t-t₀))

                                                        (3)

$i_P\left(t\right)=I_{\mathrm{LP}0}\cos \mathrm{\ω}(t-t_0)-\frac{v_E+V_{\mathrm{CP}0}}{Z_{\mathrm{rp}}}\sin \mathrm{\ω}(t-t_0)$

其中，I_LP0是t₀时刻原边电感电流，V_CP0是原边补偿电容电压，Z_rp是原边特征阻抗， $Z_{\mathrm{rp}}=\sqrt{L_1/C_P}.$

副边整流桥中点电压V_CD为-V₀，变压器副边电感L₂和原边补偿电容C_S谐振，由副边电路微分方程：

$L_2\frac{{\mathrm{di}}_S}{\mathrm{dt}}+v_{\mathrm{CS}}=-V_O$

                                            (4)

$C_S\frac{d{v}_{\mathrm{CS}}}{\mathrm{dt}}=i_S$

可以得到副边电路：

v_CS(t)＝-V_O+(V_O+V_CS0)cos(ω(t-t₀)+Z_rsI_LS0sinω(t-t₀))

                                                          (5)

$i_S\left(t\right)=I_{\mathrm{LS}0}\cos \mathrm{\ω}(t-t_0)-\frac{V_O+V_{\mathrm{CS}0}}{Z_{\mathrm{rs}}}\sin \mathrm{\ω}(t-t_0)$

其中，I_LS0是t₀时刻副边电感电流，V_CS0是副边补偿电容电压，Z_rs是副边特征阻抗， $Z_{\mathrm{rs}}=\sqrt{L_2/C_S}.$

2.开关模态2[t₀，t₁]

t₀时刻关断Q₃，原边电流i_P从Q₃转移到Q₁和Q₃的结电容中，给Q₃的结电容充电，同时，Q₁的结电容放电。Q₃的结电容电压从零线性上升，Q₁的结电容电压则从V_E线性下降，因此，Q₃是零电压关断。在t₁时刻，Q₁的结电容电压下降到零，Q₁的体二极管自然导通，将Q₁的电压钳在零位，此时再开通Q₁，Q₁为零电压开通。

3.开关模态3[t₁，t₂]

Q₁开通后，由于原边电流i_P方向不变，所以电流仍从Q₁体二极管中流过，此时原边中点电压V_AB为0，原边谐振条件改变，由谐振方程可以得到：

v_CP(t)＝V_CP1cos(ω(t-t₁)+Z_rpI_LP1sinω(t-t₁))

                                               (6)

$i_P\left(t\right)=I_{\mathrm{LP}1}\cos \mathrm{\ω}(t-t_1)-\frac{V_{\mathrm{CP}1}}{Z_{\mathrm{rp}}}\sin \mathrm{\ω}(t-t_1)$

副边谐振状态不变。

4.开关模态4[t₂，t₃]

t₂时刻，副边电流i_S谐振到零，随后向正方向增加，副边整流换向，i_S流经D₁、D₄给电容C₀和负载LED供电。此时副边整流桥中点电压V_CD为V₀，副边谐振条件改变，由谐振方程可以得到：

v_CS(t)＝V_O+(-V_O+V_CS2)cos(ω(t-t₂)+Z_rsI_LS2sinω(t-t₂))

                                                (7)

$i_S\left(t\right)=I_{\mathrm{LS}2}\cos \mathrm{\ω}(t-t_2)-\frac{-V_O+V_{\mathrm{CS}2}}{Z_{\mathrm{rs}}}\sin \mathrm{\ω}(t-t_2)$

原边谐振状态不变。

5.开关模态5[t₃，t₄]

t₃时刻关断Q₂，原边电流i_P从Q₂转移到Q₂和Q₄的结电容中，给Q₂的结电容充电，同时，Q₄的结电容放电。Q₂的结电容电压从零线性上升，Q₄的结电容电压则从V_E线性下降，因此，Q₂是零电压关断。在t₄时刻，Q₄的结电容电压下降到零，Q₄的体二极管自然导通，将Q₄的电压钳在零位，此时再开通Q₄，Q₄为零电压开通。

6.开关模态6[t₄，t₅]

Q₁和Q₄导通，原边电流i_P流经Q₁、C_P、T、Q₄回到V_E负端。副边电流i_S流经D₁、D₄给电容C₀和负载LED供电，原边中点电压V_AB变为V_E，原边谐振条件改变，由谐振方程可以得到：

v_CP(t)＝-v_E+(v_E+V_CP4)cos(ω(t-t₄)+Z_rpI_LP4sinω(t-t₄))

                                                  (8)

$i_P\left(t\right)=I_{\mathrm{LP}4}\cos \mathrm{\ω}(t-t_4)-\frac{-v_E+V_{\mathrm{CP}4}}{Z_{\mathrm{rp}}}\sin \mathrm{\ω}(t-t_4)$

副边谐振装态不变。

从时刻t₅起，驱动电路进入后半周期工作，其工作模态类似于上述的前半周期，此处不再重复。

Claims (5)

1.一种感应式无线能量传输的LED驱动电路，其特征在于，包括功率因数校正电路、逆变电路、松耦合变压器、原边谐振电容、副边谐振电容和整流电路；功率因数校正电路的输入端连接交流电源；功率因数校正电路的直流输出端连接逆变电路的直流输入端；逆变电路的交流输出端连接松耦合变压器原边的两输入端，其中所述原边谐振电容连接在松耦合变压器原边的任一端与逆变电路的输出端之间；松耦合变压器副边的两输出端连接所述整流电路的交流输入端，其中所述副边谐振电容连接在松耦合变压器副边的任一端与整流电路的交流输入端之间；整流电路的输出端即为本LED驱动电路的输出端。

2.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述功率因数校正电路包括输入滤波电容，输入滤波电感，以及四个整流二极管构成的整流桥；输入滤波电感连接在整流桥的交流输入端与交流电源的相线之间；整流桥的直流输出端连接逆变电路的直流输入端；输入滤波电容一端连接在交流电源的零线上，另一端连接整流桥与输入滤波电感连接端。

3.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述逆变电路包括第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃和第四开关管Q₄，控制不同开关管的通断从而实现将直流电转变为频率可调的交流电；第一开关管的直流输出端与第三开关管直流输入端相连；第二开关管的直流输出端与第四开关管直流输入端相连；第一开关管的直流输入端与第二开关管的直流输入端相连；第三开关管的直流输出端与第四开关管的直流输出端相连；第一开关管的直流输入端连接功率因数校正电路直流输出端的正极；第三开关管的直流输出端连接功率因数校正电路直流输出端的负极；第一开关管的直流输出端与第二开关管的直流输出端作为逆变电路的两个交流输出端。

4.根据权利要求1所述LED驱动电路，其特征在于，所述的整流电路包括由四个整流二极管构成的整流桥和一个输出滤波电容；整流桥的直流输出端的“+”、“-”两端即为LED驱动电路的输出端；输出滤波电容并联于整流桥的直流输出端的“+”、“-”两端。

5.根据权利要求3所述LED驱动电路，其特征是所述逆变电路的四个开关管的全桥结构采用移相控制，第一逆变桥臂上的两个开关管Q₁、Q₃交替导通，各导通50％的开关周期；第二逆变桥臂上的两个开关管Q₂、Q₄交替导通，各导通50％的开关周期；Q₁超前Q₄，Q₃超前Q₂，即第一逆变桥臂为超前桥臂，第二逆变桥臂为滞后桥臂；Q₁与Q₃、Q₂与Q₄之间留有足够的死区时间。

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