CN104065283A - 无桥式pfc交流直流电源变换器 - Google Patents

Abstract

一种高效率的单级式交流-直流电源变换器电路。该电路省去传统电路中所使用的整流桥，而且仅使用一级变换电路直接把单相或者三相工频交流输入转换成对称的高频激励信号来驱动变压器，再通过次级整流和滤波电路转换成直流输出。在转换的过程中通过特定的开关控制方法使得交流输入电流跟随正弦输入电压波形同步变化，在控制输出调节的过程中同时实现功率因数调整功能。

Description

无桥式PFC交流直流电源变换器

背景介绍

发明所属领域

本专利是属于电源变换领域里的一项发明，更具体地说是一种不用整流桥而可以完成功率因数调整(PFC)和直流变换功能的交流直流电源变换器电路结构和相关的控制操作方法。该种变换器结构使用单级变换电路来实现功率因数调整和直流电源变换功能，具有高效率和低成本的优点。

相关领域的描述

随着日益迫切的环境保护的需求人们越来越广泛地要求在各个领域使用绿色能源。这在电能使用领域里势必要求用电设备和电能转换装置进一步提高效率并消耗尽量少的零件和材料。另一个势在必行的要求则是对交流用电装置的功率因数的提高以提高装机容量利用率并减少电能的传输损耗。在我们的日常生活中众多的半导体电子设备都需要有一个把交流电能转换成直流电能的电源变换装置以便于从交流市电网络取得操作所需的直流电能。在这种情形下，如果能设计制造出一个高效率，低成本，低材料消耗并具有功率因数调节的交流-直流电源变换器，其对人们所带来的广泛的环境和经济价值是显而易见的。

目前具有功率因数调整功能(PFC)的交流-直流电源变换器通常采用两种普遍的做法。在小功率应用时可以使用单级反激变换电路同时实现功率因数调整和直流电压变换的双重功能，其典型电路结构如图1(A)所示。在图一中交流输入电压经整流桥B1整流后成为正弦脉动直流电压V1，如图1(B)中所示，再经电容器C1进行滤波。这里C1的电容量特意地选得比较小，只是滤去反激开关Q1高频操作所产生的纹波，对V1的工频正弦波形不造成影响。反激开关Q1的高频开关操作通过脉宽调制来控制电流I1的峰值包络线跟随V1的脉动正弦波形，如图1(B)所示，而输出电压的大小则通过I1包络线的幅值大小来进行调节。注意图案(B)中的脉动正弦波形V1主要是为了说明I1的电流调制原理，并不具有具体幅值的意义。这种电路使用元件少，成本低，但效率比较低，所以通常只适用于功率较小的场合。

在用电功率较大时交流-直流电源变换器一般都需要采用双端式变换电路如半桥或全桥式直流变换电路配以独立的功率因数调整(PFC)电路来实现整个功能。这样的典型电路如图2所示。在图2电路中电子开关Q11，电感L11，二极管D11和电容C11组成了功率因数调整电路。电子开关Q11的开关操作通过脉宽调制使得I1，也即电感L11的电流波形的包络线跟随整流后的直流脉动正弦电压波形。这里C1同样取较小的值而不至于影响V1的工频脉动正弦波形。这样从整流桥BG1交流输入端AC1，AC2所输入的交流电流自然也维持正弦波形并且与输入电压同相，从而可以使功率因数达到接近于1的理想状态。图2中的直流变换部分使用由Q1和Q2所组成的半桥电路来驱动变压器TF1，TF1的次级绕组输出经D1和D2整流后从C2两端输出直流电压。除了半桥电路以外，其它电路结构如全桥，推挽电路等均可用来完成DC-DC变换功能。

图1所示电路的工作效率一般比较低。一方面是因为反激电子开关Q1工作在高压硬开关工作状态。当开关状态从关断转换为导通状态时由于漏极和源极间电位差从高压突变到接近于零，源漏极间寄生电容的高压储能在极短的瞬间通过开关本身强迫放电，其能量全部消耗在开关管内部转化为热能。这样既降低效率，又增加管子发热，同时也产生较强的电磁辐射。另一个因素是变压器的漏电感能量损耗。当Q1导通时电磁能量随着变压器TX1初级绕组510电流的增加逐渐建立起来。当Q1关断时储存于偶合电感中的电磁能量通过磁路耦合到次级绕组并使整流二极管D2导通向输出端供电。储存于漏电感中的能量由于无法耦合到次级去而只好通过Q1的源漏极间电容维持流通并通过充电把能量转移到源漏电容上去。在这种情况下Q1的漏极电压可能冲得很高，甚至造成Q1过电压击穿。为了抑制这种电压过冲现象，通常不得不采用吸收电路来吸收并消耗这部份漏感能量。图1中的R3、C3网络即是一种最简单的吸收电路。在实际应用中还有多种不同的吸收电路设计。这些电路为众所周知，故这里不予赘述。由于上述因素反激式电路的效率一般比较低，故而只适用于小功率应用。图2所示电路效率相对比较高，但因为使用两级变换电路，成本比较高，由于各级电路都要产生损耗，效率的提高也有很大的限制。另外在图1和图2所示电路中都需要在输入端使用整流桥BG1把交流电压转换成直流电压，整流桥的电压降也造成额外损耗并增加成本。基于上述原因，本发明提出了一种高效率的交流-直流电源变换器电路，用比较简单的电路结构通过独特的操作控制方法来实现整个变换器所需要的功能，并且提高系统的工作效率，降低产品的材料使用和成本，对于像电动汽车充电器、焊接电源等较大功率的应用有明显的优势。

本发明的总结

本发明提出了一种高效率的单级式交流-直流电源变换器电路。电路中省去传统电路所使用的整流桥，并且简化了变换电路的电路结构。在单相输入的情况下使用单级变换电路直接把工频交流输入转换成对称的高频激励信号，再通过变压器及次级整流电路转化成直流输出，在转换的过程中同时实现功率因数调整功能。在三相输入的情况下使用同样的原理用单级变换电路直接把三相工频交流输入转换成三组对称的高频激励信号，再通过对应的变压器及次级整流电路转化成直流输出，在转换的过程中也同时实现功率因数调节功能。另外本发明还提供了一种不使用整流桥的三相功率因数调整电路以及相应的操作原理。

附图说明

图1所示为一个典型的反激式综合功能交流-直流变换器电路结构。

图2所示为一典型的有单独功率因数调节电路的交流-直流变换电路结构。

图3描述了一种在单相输入时使用单级变换电路实现有PFC功能的交流-直流变换器的电路结构及其操作原理。

图4描述了一种在三相输入时使用单级变换电路实现有PFC功能的交流-直流变换器的电路结构及其操作原理。

图5描述了一种在三相输入时使用单级变换电路实现有PFC功能的交流-直流变换器的电路结构及其另一种操作方法。

图6描述了一种三相无桥式PFC电路的结构以及其操作原理。

发明的详细描述

图3(A)概念性地描述了在单相输入的情况下使用单级变换电路直接实现功率因数调节和隔离型直流电压变换的电路结构。如图中所示，开关电路由两条类似于半桥电路的桥臂组成；每条桥臂分别由两个N型MOSFET电子开关管Q1、Q2和Q3、Q4串联组成，上管的源极和下管的漏极相连接形成开关结点；变压器TF1的初级绕组510和谐振电容C3串联后跨接在两个开关结点之间；交流输入的两个端口AC1、AC2不通过整流桥直接连接到两个桥臂的上管Q1和Q3的漏极，两个桥臂的下管Q2和Q4的源极则直接连接在一起。变压器TF1的次级绕组520的输出经全波整流二极管D1、D2整流后再经过L1和C2所组成的滤波电路滤波后在C2的两端形成直流输出电压。在实际应用中有时需要在电路中使用电流检测元件来检测电流，因为这一点属于公知常识，所以这里不予赘述。图中的次级整流电路也可以用全桥整流电路，因为这一点也属于公知常识，所以也不予赘述。

图3(B)和图3(C)概念性地描述了两种不同的电路开关操作波形。其中VG1、VG2、VG3、VG4分别为其所对应的电子开关管的门极控制信号波形。在图3(B)所描述的操作波形中两个上管Q1和Q3同时导通，两个下管Q2和Q4也同时导通而且和Q1、Q3的开关操作成互补状态，也即当Q1和Q3导通时Q2和Q4截止，当Q1和Q3截止时Q2和Q4导通。在实际操作中上管和下管交换开关状态时插入一个死区时间以防止由开关管关断延迟时间而引起的瞬时短路现象。死区时间的设定原则是在上一个半周导通开关的门控信号由高变低时，下一个半周要导通的开关的门控信号在延迟了一个死区时间后才由低变高。此概念为本领域中的专业人士所熟知，所以在图3(B)和图3(C)的操作波形中死区时间没有表示出来，以使得操作原理波形更清晰易懂。

图3(B)和图3(C)所描述的电路的开关操作频率范围通常为几十千赫到几百千赫，远高于输入交流的工频频率，故尔从AC1和AC2两端输入的工频交流电压对于电路的开关操作而言相当于幅值和极性在缓慢变化的直流信号。当上管Q1和Q3导通时变压器TF1的初级绕组510受到和AC1、AC2输入的电压极性相应的激励。当Q1、Q3关断而Q2、Q4导通时，电容C3通过Q2、Q4对初级绕组510进行放电，使初级绕组510受到反方向的激励，整个周期的过程和半桥电路的操作相似。因为从AC1和AC2两端输入的电压在每半周期内对电路的开关操作而言相当于幅值缓变的直流，C3两端的电压能够始终跟随输入电压的变化而且平均值保持在输入电压幅值的一半左右，使得变压器TF1的初级绕组510得到和电路开关操作频率一致的对称交流激励。当输入工频电压的极性转换到另一个半周时，C3两端的电压极性也会通过电路的开关操作随着输入电压的极性转换，电路的半桥操作的极性也随之转换。这样只要按照图3(B)所示的波形来控制电路的操作，电路就会维持在半桥操作的状态，而且变压器TF1的初级绕组的激励电压的极性会随着工频交流输入的极性而同时改变。当输入电压的AC1端口为正时，C3两端的电压为左正右负；当输入电压的AC2端口为正时，C3两端的电压为左负右正。变压器的初级绕组的激励电压和四个电子开关的操作相对应的极性也随着自动改变，这样在不使用整流桥的情况下，直接完成从交流输入到直流输出的电压转换。

在图3(B)所示的操作波形中Q1、Q3和Q2、Q4都工作在接近开关周期的50％的最大占空比状态，通过改变电路的工作频率来调节输出电压。在工作过程中变压器初级绕组和C3形成一个串联谐振回路，其谐振频率主要由初级绕组510的电感参数、C3的电容量和次级负载通过变压器反射到初级的等效阻抗来决定。电路的工作频率一般在高于该谐振频率的区间变化，这样使得谐振回路的阻抗始终处于电感性状态，从而维持稳定的开关操作。该操作原理为本领域中的专业人士所熟知，所以在此不再详述。在操作过程中当工作频率由高向低越接近回路的谐振频率，电路的电压增益就越高；反之当工作频率越高而离谐振频率越远时，电路的电压增益就越低。所以当需要增加输出时电路的工作频率就向低端移动，当需要减小输出时电路的工作频率就向高端移动。利用这一频率增益特性同时还能够随着输入电压的幅值的变化通过调节电路的电压增益来使得输入电流Iac的包络线跟随输入电压的正弦波形同步变化，从而进一步实现功率因数调整(PFC)的功能。

在此需要强调，由于输出电容C2上所存在的电压，当输入电压接近过零区间的时候，变压器次级绕组520的输出电压可能低于C2的电压而使得D1和D2无法导通，造成在输入电压过零区间附近由于变压器输出电流的衰减而使得输入电流不能够准确跟随输入电压的波形。改善这种情况的措施是把电路的最大电压增益设计得尽量高，因为这种谐振式半桥电路的输出电压的幅值随着电压增益的增加成正比例增长，所以随着电压增益的提高输入电流在输入电压过零区间附近无法准确跟随输入电压波形的范围可以压缩到很小。这也是在本发明中使用谐振式半桥电路而不使用脉宽调制式半桥电路的原因。另外由于次级滤波电感的续流作用，当输入电流在输入电压过零区间附近无法准确跟随输入电压波形的范围比较小的时候，变压器的输出电流仍然可以在一定程度上保持连续，通过反射使得初级边的输入电流波形也更接近于输入电压的正弦波形。综合上述措施的效应，图3(A)所描述的电路在正常工作情况下功率因数能够达到不低于96％的水平，在大多数应用情况下能够满足对功率因数的要求。

图3(C)所示为另一种电路操作波形。从图中可见，和图3(B)所示波形不同的是在输入交流电压的正半周，也即AC1为正极性的半周区间，Q3和Q4处于连续全导通状态，而Q1和Q2保持和图3(B)相同的开关操作。从图中的电压波形不难看出在输入正半周区间Q3和Q4的寄生二极管处于自然正偏置状态，所以Q3和Q4的连续全导通状态不影响电路的开关控制，而且又能够大大地降低电路的开关损耗。另一方面由于Q1和Q2的寄生二极管在输入正半周时处于自然反偏置状态，Q1和Q2又始终不会同时导通，所以Q3和Q4的连续全导通状态不会造成输入电压由于Q1和Q2的开关操作通过Q3、Q4形成短路的现象。同样地，在输入交流电压的负半周，也即AC2为正极性的半周区间，Q1和Q2处于连续全导通状态，而Q3和Q4保持和图3(B)相同的开关操作，其原理和效果和输入电压正半周区间的情形一样，故不再赘述。图3(A)中跨接在交流输入端的电容C1主要用来吸收开关电路操作时所产生的高频纹波，其电容量在工频频率下对功率因数的影响可以忽略不计。

图4(A)描述了在三相交流输入的情况下使用没有整流桥的单级变换电路来实现PFC功能和电压变换功能的概念性原理电路。如图中所示，开关电路由三条类似于半桥电路的桥臂组成；每条桥臂分别由两个N型MOSFET电子开关管Q1、Q2，Q3、Q4和Q5、Q6串联组成，桥臂的上管的源极和下管的漏极相连接形成开关结点；变压器TF1、TF2和TF3的三个初级绕组510分别和其响应的谐振电容C1、C2和C3串联；串联所形成的三条支路组成三角形接法跨接在三条桥臂的开关结点之间，三个变压器的参数和三个谐振电容的参数均分别相同；三相交流输入的三个端口VA、VB和VC直接连接到三个桥臂的上管Q1、Q3和Q5的漏极，三个桥臂的下管Q2、Q4和Q6的源极直接连接在一起。变压器TF1、TF2和TF3的三个次级绕组520按星形接法所形成的三个输出端的电压通过由D1、D2，D3、D4和D5、D6所组成的三相整流桥整流后再经过L1和C8所组成的滤波电路滤波后在C8两端形成直流输出电压。这里需要说明，变压器TF1、TF2和TF3的三个次级绕组520也可以连接成三角形接法，在输出电压相同的情况下绕组在两种接法下所取的圈数不同。同时，在实际应用中有时需要在电路中使用电流检测元件来检测电流，因为这一点属于公知常识，所以这里不予赘述。

图4(B)描述了该电路的一组操作波形。由图可见，该电路的操作方法和图3(B)所描述的操作原理相同。电路的开关操作频率范围通常为几十千赫到几百千赫，远高于输入交流的工频频率。各桥臂的上管Q1、Q3、Q5和所对应的下管Q2、Q4、Q6的开关操作成互补状态，而且都工作在接近开关周期的50％的最大占空比状态，和50％的差值部分是死区时间。上管和下管的交替导通使得变压器TF1、TF2和TF3的三个初级绕组510在工频交流输入下始终得到和开关频率相对应的对称交流激励，而激励电压的幅值和与开关管操作状态相对应的激励电压的极性则随着工频交流输入电压的幅值和极性而自然改变。电路的操作同样采用谐振式半桥操作。电路的工作频率在高于变压器和谐振电容所组成的串联谐振回路的谐振频率的区间变化。通过工作频率的变化控制电路的电压增益和电流的幅值，从而在调节输出的同时也使三相输入电流IA、IB和IC的包络线跟随其相应的输入电压VA、VB和VC的正弦波形同步变化，最终实现输出调节和功率因数调整的双重功能。

如众所周知，虽然三相系统的每一相的电压和电流都是随时间交流变化的，当各相的电压和电流是对称的正弦波时，其所提供的总功率是一个不随时间变化的恒定值，所以当图4(A)所示电路的输入电流IA、IB和IC的能够跟随其相应的输入电压VA、VB和VC的正弦波形同步变化时，电路向输出端VOUT所提供的电流是一个只包含高频开关纹波的直流电流。这样输出端的滤波电感L1和滤波电容C8就可以取比较小的值来同样满足输出纹波的滤波要求。

图5(A)所描述的电路和图4(A)一样，主要为了方便参考对照图5(C)所描述的另一种电路操作波形。和图4(B)的操作波形相比较，在5(C)所描述的电路操作波形中各个桥臂的上管和下管分别在与其输入电压相对应的1/3个周期，也即120°电角度的范围内保持全导通。如图5(C)中所示，三相输入电压VA、VB和VC在负半周区间分别在ta、tb、和tc时刻相交。在ta和tb区间VB始终负于VC和VA，在tb和tc区间VC始终负于VA和VB，而在tc和ta区间VA始终负于VB和VC。这样在ta和tb区间Q3和Q4的寄生二极管在操作过程中处于自然正偏置状态，而Q1和Q2、Q5和Q6的寄生二极管在这一区间处于自然反偏置状态，在操作中电流回路的导通和关断实际上通过Q1、Q2和Q5、Q6的开关控制来实现，所以使Q3和Q4在此区间处于连续全导通状态不影响电路的控制功能，而且又能够大大地降低电路的开关损耗。同时由于Q1和Q2以及Q5和Q6始终不会同时导通，所以即使Q3和Q4在此区间处于连续全导通状态也不会造成输入电压通过Q1和Q2以及Q5和Q6的开关操作形成短路的现象。同样道理，在tb和tc区间使Q5和Q6处于全导通状态、tc和ta区间Q1和Q2处于全导通状态都不影响电路的开关操作控制而又能降低电路的开关损耗。除此以外，该操作方法利用谐振式半桥电路的操作控制来实现输出电压调节和功率因数调整的原理和上述图4(B)的原理一样，故不再赘述。这里需要进一步说明，和[0012]节所描述的情形相同，该电路的功率因数在正常工作情况下能够达到不低于96％的水平，在大多数应用情况下能够满足实际应用的要求。

图6(A)描述了另一种独立的无桥式三相功率因数调整电路。如图中所示，该电路同样不包含整流桥。主电路由三条桥臂组成，每条桥臂分别由一个二极管D1、D2、D3和相应的N型MOSFET电子开关管Q1、Q2、Q3、串联组成；D1、D2、D3的阳极分别和Q1、Q2、Q3漏极相连接形成各条桥臂的开关结点，D1、D2和D3的阴极连在一起作为电路的正电压输出端，Q1、Q2和Q3的源极连在一起作为电路的负电压输出端；滤波电容C2跨接在正电压输出端和负电压输出端之间滤除输出的电压纹波；三相输入电压VA、VB和VC分别通过相应的电感L1、L2和L3接到相应的桥臂的开关结点，三个电感的参数相同。电路通过Q1、Q2和Q3的开关操作来同时控制输入电流的包络线和输出电压。

图6(B)和图6(C)描述了该电路两种不同的操作控制波形。在图6(B)和(C)所示波形中，VG1、VG2和VG3分别为Q1、Q2和Q3的门极控制信号波形。从图6(B)所示波形中可见，在操作过程中Q1、Q2和Q3同时导通，同时关断。当Q1、Q2和Q3同时导通时电感L1、L2和L3在输入电压的驱动下通过Q1、Q2和Q3所形成的通路建立起电流来存储电磁能量。当Q1、Q2和Q3关断时，电感电流在续流作用的推动下通过二极管D1、D2、D3流向输出回路，把能量传递到输出端。图6(B)中所示的门极控制波形采用脉宽调制形式(PWM)，通过导通脉冲的占空比来控制电感电流幅值的和输出电压的大小，而电路的开关操作在稳态操作时工作在固定频率。在操作过程中当输入电压、输出电压和输出电流不变时，Q1、Q2和Q3的导通占空比保持相同而且恒定。由于电感在额定的电流范围内为近似线性元件，电感在每个开关周期的充电电流幅值和输入电压的幅值和导通脉宽的乘积成正比。这样当Q1、Q2和Q3工作在恒定的导通脉宽时电感电流的幅值就和输入电压的幅值成正比而跟随输入电压的幅值变化，自动地形成和输入电压同相的正弦波包络线，从而实现功率因数调整功能。

图6(C)描述了另一种不同的操作控制波形。和图6(B)的操作波形相比较，在6(C)所描述的电路操作波形中Q1、Q2和Q3分别在与其输入电压相对应的1/3个周期，也即120°电角度的范围内保持全导通。如图6(C)中所示，三相输入电压VA、VB和VC在负半周区间分别在ta、tb、和tc时刻相交。在ta和tb区间VB始终负于VC和VA，在tb和tc区间VC始终负于VA和VB，而在tc和ta区间VA始终负于VB和VC。这样在ta和tb区间Q2的寄生二极管在操作过程中处于自然正偏置状态，而Q1和Q3的寄生二极管在这一区间处于自然反偏置状态，在操作中电流回路的导通和关断实际上通过Q1和Q3的开关控制来实现，所以使Q2在此区间处于连续全导通状态不影响电路的控制功能，而且又能够大大地降低电路的开关损耗。同样道理，在tb和tc区间使Q3处于全导通状态、tc和ta区间Q1处于全导通状态都不影响电路的开关操作控制而又能降低电路的开关损耗。和在[0016]节里所描述的情形相同，该电路和图5(A)的电路一样，在对称三相输入的情况下电路向输出端VOUT所提供的电流是一个只包含高频开关纹波的直流电流，这样输出端滤波电容C2就可以取比较小的值来满足输出纹波的滤波要求。

以上的描述和相关图示仅作为概念性例子来阐述本发明的原理。在实际应用中遵循同样的原理而采用其他不同的电路形式同样可以实现本专利所描述的功能和效果。因此本发明的应用在不违背其基本概念的情况下并不限于本文所描述的实现方法。为了叙述方便，本文中的电子开关采用N型MOSFET进行描述，在不违背本文所描述的原理的情况下使用其它类型的电子开关元件也可以实现本文所描述的电路功能，所以在实施过程中所采用的元器件也不限于本文所描述的类型。

Claims (9)

1.一种具有功率因数调整功能的单相无桥式电源变换器，其特征在于包含：

两条分别由两个电子开关串联组成的桥臂，每条桥臂的上端电子开关的负电压端和下端电子开关的正电压端相连接形成该桥臂的开关结点，两条桥臂的下端电子开关的负电压端连接在一起；一个单相工频正弦交流电源，该交流电源的两个端口分别接到上述两条桥臂的上端电子开关的正电压端作为该变换器的输入；一个变压器，具有一个初级绕组和一个次级绕组；一个谐振电容，该谐振电容和变压器的初级绕组相串联后跨接在两条桥臂的两个开关结点之间，谐振电容和变压器的初级绕组形成一个谐振电路；一个次级整流电路，其交流输入端连接到变压器的次级绕组，其直流输出端和一个由滤波电感和滤波电容组成的滤波电路相连接，滤波后的电压在滤波电容的两端形成直流输出；该单相无桥式电源变换器通过电子开关的高频开关操作把单相工频正弦交流电压直接转换成对称的高频激励信号去驱动变压器的初级绕组，再通过变压器的次级绕组和次级整流电路转化成直流电压，最后通过由滤波电感和滤波电容组成的滤波电路形成直流输出；在把单相工频正弦交流电压转换成直流输出的过程中，该单相无桥式电源变换器同时使得输入电流的包络线跟随单相工频正弦交流电压的正弦波形同步变化，从而实现功率因数调整的功能。

2.根据权利要求1，其特征在于：

两条桥臂的两个上端电子开关同时导通，两条桥臂的两个下端电子开关也同时导通，上端电子开关和下端电子开关的开关状态成交替导通的互补关系，所有电子开关在导通状态的占空比都相等而且接近50％，实际占空比和50％占空比之间的差值是死区时间，在死区时间内上端电子开关和下端电子开关同时处于关断状态；电子开关的操作通过开关频率的变化来改变电路的电压增益，进而控制输入电流的幅值和实现输出电压的调节，开关频率的变化范围在高于谐振电容和变压器的初级绕组所形成的谐振电路的谐振频率的一侧。

3.根据权利要求1，其特征在于：

在单相工频正弦交流输入电压的每一个半周期，接在正电压端口的桥臂的上端电子开关和下端电子开关交替导通，该两个电子开关的导通占空比相等而且接近50％，实际占空比和50％占空比之间的差值是死区时间，在死区时间内上端电子开关和下端电子开关同时处于关断状态，接在负电压端口的桥臂的上端电子开关和下端电子开关同时处于全导通状态；电子开关的操作通过接在正电压端口的桥臂的开关频率的变化来改变电路的电压增益，进而控制输入电流的幅值和实现输出电压的调节，开关频率的变化范围在高于谐振电容和变压器的初级绕组所形成的谐振电路的谐振频率的一侧。

4.一种具有功率因数调整功能的三相无桥式电源变换器，其特征在于包含：三条分别由两个电子开关串联组成的桥臂，每条桥臂的上端电子开关的负电压端和下端电子开关的正电压端相连接形成该桥臂的开关结点，三条桥臂的下端电子开关的负电压端连接在一起；一个三相工频正弦交流电源，该交流电源的三个端口分别接到上述三条桥臂的上端电子开关的正电压端作为该变换器的输入；三个参数相同的变压器，每个变压器具有一个初级绕组和一个次级绕组；三个参数相同的谐振电容，每个谐振电容和相应的一个变压器的初级绕组相串联后跨接在三条桥臂中的两条桥臂的两个开关结点之间，最终在三条桥臂的三个开关结点之间形成三角形接法，每个谐振电容和与它串联的变压器的初级绕组形成一个谐振电路；一个次级整流电路，其交流输入端连接到三个变压器的次级绕组，其直流输出端和一个由滤波电感和滤波电容组成的滤波电路相连接，滤波后的电压在滤波电容的两端形成直流输出；该三相无桥式电源变换器通过电子开关的高频开关操作把三相工频正弦交流电压直接转换成对称的高频激励信号去驱动三个变压器的初级绕组，再通过变压器的次级绕组和次级整流电路转化成直流电压，最后通过由滤波电感和滤波电容组成的滤波电路形成直流输出；在把三相工频正弦交流电压转换成直流输出的过程中，该三相无桥式电源变换器同时使得三相输入电流的包络线跟随与每相对应的工频正弦交流电压的正弦波形同步变化，从而实现功率因数调整的功能。

5.根据权利要求4，其特征在于：

三条桥臂的三个上端电子开关同时导通，三条桥臂的三个下端电子开关也同时导通，上端电子开关和下端电子开关的开关状态成交替导通的互补关系，所有电子开关在导通状态的占空比都相等而且接近50％，实际占空比和50％占空比之间的差值是死区时间，在死区时间内上端电子开关和下端电子开关同时处于关断状态；电子开关的操作通过开关频率的变化来改变电路的电压增益，进而控制输入电流的幅值和实现输出电压的调节，开关频率的变化范围在高于谐振电容和变压器的初级绕组所形成的谐振电路的谐振频率的一侧。

6.根据权利要求4，其特征在于：

在三相工频正弦交流输入电压中其中某一相的电压负于其它两相的三分之一周期区间，和该相相连接的桥臂的上端电子开关和下端电子开关同时处于全导通状态，和其它两相相连接的两个桥臂的上端电子开关和下端电子开关交替导通，该两个桥臂的电子开关的导通占空比相等而且接近50％，实际占空比和50％占空比之间的差值是死区时间，在死区时间内上端电子开关和下端电子开关同时处于关断状态，电子开关的操作通过该两个桥臂的开关频率的变化来改变电路的电压增益，进而控制输入电流的幅值和实现输出电压的调节，开关频率的变化范围在高于谐振电容和变压器的初级绕组所形成的谐振电路的谐振频率的一侧。

7.一种三相无桥式功率因数调整电路，其特征在于包含：

三条分别由一个二极管和一个电子开关串联组成的桥臂，每条桥臂的二极管的阳极和电子开关的正电压端相连接形成该桥臂的开关结点，三条桥臂的二极管的阴极连接在一起作为正电压输出端，三条桥臂的电子开关的负电压端连接在一起作为负电压输出端；一个滤波电容跨接在正电压输出端和负电压输出端之间；三个参数相同的电感；一个三相工频正弦交流输入电源，该交流输入电源的三个端口分别和三个电感的一个端口相连接，三个电感的另一个端口分别接到相应的三个桥臂的开关结点；电路通过三条桥臂的电子开关的开关操作来同时实现输出电压调节和功率因数调整的功能。

8.根据权利要求7，其特征在于：

三条桥臂的三个电子开关在进行开关操作时同时导通，同时关断，电子开关的操作通过脉宽调制(PWM)来控制输出电压，当输入电压、输出电压和输出电流不变时，脉宽调制的占空比保持恒定，使得三个电感的电流波形的包络线自动跟随与其响应的输入电压的正弦波形。

9.根据权利要求7，其特征在于：

在三相工频正弦交流输入电压中其中某一相的电压负于其它两相的三分之一周期区间，和该相相连接的桥臂的电子开关处于全导通状态，和其它两相相连接的两个桥臂的两个电子开关做开关操作，在进行开关操作时同时导通，同时关断，通过脉宽调制(PWM)来控制输出电压，当输入电压、输出电压和输出电流不变时，脉宽调制的占空比保持恒定，使得三个电感的电流波形的包络线自动跟随与其响应的输入电压的正弦波形。