JP4306050B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯を高周波点灯する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置として、特公平５−８８０６７号公報に記載された図１７に示すような回路構成を有するものがある（従来例１）。この従来例１は、商用電源１の高調波成分を除去するフィルタ２と、フィルタ２を介して商用電源１を全波整流する整流回路３と、整流回路３の出力ＶDCを平滑するチョッパ型の平滑回路４ａと、平滑回路４ａの直流出力を高周波交流出力ＶRFに変換するインバータ回路５ａとで構成されている。インバータ回路５ａはトランジスタ７１〜７４と、トランジスタ７１〜７４に逆並列接続されたダイオード７１ａ〜７４ａと、トランジスタ７１〜７４を制御する無安定マルチバイブレータよりなる制御回路７５とで構成され、トランジスタ７１，７２の直列回路と、トランジスタ７３，７４の直列回路との中間点にチョークコイル７６、コンデンサ７７及び放電灯７８よりなる負荷回路６が接続されており、いわゆるフルブリッジ型インバータが形成されている。但し、制御回路７５は図１８に示すようにトランジスタ７９〜８２と、パルストランス８３，８４を用いて形成され、ａｂは電源端子、ｃｃ’、ｄｄ’、ｅｅ’、ｆｆ’は各トランジスタ７１〜７４の制御信号を出力する制御端子であり、制御回路７５から出力される制御信号によってトランジスタ７１，７２及びトランジスタ７３，７４が交互にオンオフされるようになっており、トランジスタ７１，７３は互いに逆相でスイッチングするようになっている。
【０００３】
一方、平滑回路４ａはインダクタンス素子４２と、インバータ回路５ａのトランジスタ７１と、ダイオード７２ａと、平滑コンデンサ４１とで構成され、整流回路３の脈流出力をインダクタンス素子４２を介してトランジスタ７１に印加し、トランジスタ７１のオン時にインダクタンス素子４２に蓄積された電磁エネルギにてダイオード７２ａを介して平滑コンデンサ４１が充電され、この平滑用コンデンサ４１の両端電圧がインバータ回路５ａの入力端５９，６０に印加されるようになっている。
【０００４】
以下、上記従来例１の動作について説明する。図１９は高周波的動作を示す動作波形図であり、同図（ａ）はトランジスタ７１のコレクタ・エミッタ電圧ＶCE、同図（ｂ）はトランジスタ７１のコレクタ電流ＩC1、同図（ｃ）はダイオード７１ａの順方向電流ＩD1、同図（ｄ）はトランジスタ７２のコレクタ電流ＩC2、同図（ｅ）はダイオード７２ａの順方向電流ＩD2、同図（ｆ）はインダクタンス素子４２に流れる電流、すなわち整流回路３の出力電流ＩDC、同図（ｇ）は出力電流Ｉｚである。図２０は低周波的動作を示す動作波形図であり、同図（ａ）は商用電源１の源電圧ＶAC、同図（ｂ）は整流回路３の出力電流ＩDC、同図（ｃ）は商用電源１からの入力電流ＩAC、同図（ｄ）は平滑用コンデンサ４１の両端電圧Ｖｃ、同図（ｅ）はインバータ回路５ａから出力される高周波電圧ＶRFを示すものである。
【０００５】
いま、商用電源１がフィルタ２を介して整流回路３に入力されると、整流回路３からダイオードブリッジにて全波整流された直流電圧(脈流電圧)が出力され、この直流電圧にて平滑用コンデンサ４１がインダクタンス素子４２及びダイオード７２ａを介して充電される。平滑用コンデンサ４１が十分に充電され、トランジスタ７１，７４或いはトランジスタ７２，７０の組のいずれか一方がオンし、他方がオフする。図１９における期間ｔ１はトランジスタ７２，７３がオンし、トランジスタ７１，７４がオフしている期間を示し、期間ｔ２はトランジスタ７１，７４がオンし、トランジスタ７２，７３がオフしている期間を示している。ここに、負荷回路６に振動電流が流れ、負荷回路６に電流Ｉｚが流れると、この電流Ｉｚはトランジスタ７１，７２、ダイオード７１ａ，７２ａに分流して流れる。なお、図は、負荷回路６の固有振動周波数よりもトランジスタ７１，７２のスイッチング周波数を高く設定した場合の動作波形を示しており、電流Ｉｚは遅れ位相となっている。ところで、トランジスタ７１がオンする期間ｔ２においては、トランジスタ７１に、電流Ｉｚの分流電流ＩC1’と、整流回路３からインダクタンス素子４２を通して流れる電流ＩDCとの合成電流ＩC1が流れる。この時、インダクタンス素子４２には電流ＩDCが流れることによる電磁エネルギが蓄積される。次に、期間ｔ２においてトランジスタ７１がオフすると、トランジスタ７１のオン時にインダクタンス素子４２に蓄積されていた電磁エネルギがダイオード７２ａおよび整流回路３のダイオードブリッジを介して平滑用コンデンサ４１に放出され、平滑用コンデンサ４１は上記電磁エネルギにて充電される。この場合、ダイオード７２ａに流れる電流ＩD2は電流Ｉｚの分流電流ＩD2’と整流回路３の出力電流ＩDCとの合成電流となる。但し、図１９（ｂ），（ｅ），（ｆ）における想像線部分は、低周波半サイクル中の変動（低周波リップルによる変動）を図示したものである。
【０００６】
以上のように、上記従来例１にあっては、インバータ回路５ａのトランジスタ７１と、ダイオード７２ａと、インダクタンス素子４２とでチョッパ回路が構成されており、インバータ回路５ａのスイッチ素子及びその制御回路、ダイオードを流用して入力力率を改善するためのチョッパ回路を形成しているので、平滑回路４ａの回路構成が簡単になるとともに安価な放電灯点灯装置を提供することができるようになっている。
【０００７】
さらに他の従来例として、特許第２６９００４５号公報に記載された図２１に示すような回路構成を有するものがある（従来例２）。この従来例２は上述の従来例１と同様に、パワーＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及び各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間に寄生するダイオードＤ１〜Ｄ４によりフルブリッジ型インバータを構成し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の間にインダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯Ｌａよりなる負荷回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインにはダイオードＤ５のカソードが接続され、ダイオードＤ５のアノードはダイオードＤ６のカソードに接続され、ダイオードＤ６のアノードはスイッチング素子Ｑ２のソースに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は交流電源１の一端に接続されている。交流電源１の他端は、インダクタＬ２，Ｌ３を介して、ダイオードＤ５，Ｄ６の接続点に接続されている。インダクタＬ２，Ｌ３の接続点と交流電源１の一端との間には、コンデンサＣ２が接続されている。インダクタＬ２とコンデンサＣ２はフィルタを構成している。スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間には、矩形波の駆動信号Ｓ１が入力されており、スイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間には、駆動信号Ｓ１が高レベルのときに低レベルとなり、駆動信号Ｓ１が低レベルのときに高レベルとなる矩形波の駆動信号Ｓ２が入力されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフされる。さらにスイッチング素子Ｑ３の駆動信号Ｓ３はスイッチング素子Ｑ２の駆動信号Ｓ２と同じであり、スイッチング素子Ｑ４の駆動信号Ｓ４はスイッチング素子Ｑ１の駆動信号Ｓ１と同じで、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ２と同時にオンオフし、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング素子Ｑ１と同時にオンオフするものである。
【０００８】
まず、交流電源１が正の半サイクルのときに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンすると、インダクタＬ３、ダイオードＤ５、スイッチング素子Ｑ１を通る経路で交流電源１からインダクタＬ３に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Ｖinの瞬時値に比例した傾きで増加していく。このとき、スイッチング素子Ｑ１はインバータ用のスイッチング素子としても機能し、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を介して負荷回路に電流を流す。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ３、ダイオードＤ５、コンデンサＣ０、ダイオードＤ２、交流電源１を通る経路で、インダクタＬ３のエネルギが放出され、コンデンサＣ０を充電する。このとき、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしており、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ３、負荷回路、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で、上記とは逆方向に負荷回路に電流を流す。このように、交流電源１が正の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ１がチョッパ用のスイッチング素子とインバータ用のスイッチング素子を兼ね、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
【０００９】
次に、交流電源１が負の半サイクルのときに、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンすると、交流電源１、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ６、インダクタＬ３を通る経路で、インダクタＬ３に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Ｖinの瞬時値に比例した傾きで増加して行く。このとき、スイッチング素子Ｑ２はインバータ用のスイッチング素子としても機能し、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ３、負荷回路、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で負荷回路に電流を流す。次に、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、交流電源１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ０、ダイオードＤ６、インダクタＬ３を通る経路で、インダクタＬ３のエネルギが放出され、コンデンサＣ０を充電する。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしており、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を介して、上記とは逆方向に負荷回路に電流を流す。このように、交流電源１が負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ２がチョッパ用のスイッチング素子とインバータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
【００１０】
したがって、上記従来例２にあっては、インバータ用のスイッチング素子がチョッパ用のスイッチング素子を兼ね、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少なく、回路構成も簡単になるという利点がある。また、交流電源１の半サイクル毎に各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にチョッパ用及びインバータ用のスイッチング素子として働くので、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽減されるという利点があり、またスッチング素子（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）の電力損失のバランスが取れているので、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、スイッチング素子（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）はチョッパ用及びインバータ用のスイッチング素子として動作しているから、別個にチョッパ駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単化される。なお、交流電源１とインダクタＬ３の間に、インダクタＬ２とコンデンサＣ２よりなるＡＣフィルタを挿入して入力電流Ｉinを連続的にすることにより、入力電流歪率を低減することができ、また、入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinと同相の正弦波にできるので、入力力率はほぼ１となる。
【００１１】
また、上記従来例２が開示された特許第２６９００４５号公報には、電源極性検出手段により検出された電源極性に対応して、入力制御可能なスイッチング素子を間欠的に停止させる方式が提案されている。具体的には、図２２の動作波形図に示すように、交流電源１の電源極性が正（Ｖin＞０）のときには、スイッチング素子Ｑ１の動作を間欠的に停止させるとともに、反対に、交流電源１の電源極性が負（Ｖin＜０）のときには、スイッチング素子Ｑ２の動作を間欠的に停止させる。このように、入力制御可能なスイッチング素子の動作を間欠的に停止させることにより、交流電源１からの電力供給を自由に減少させることができ、電力供給の過剰によりコンデンサＣ０の電圧Ｖdcが上昇することは防止できる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例１、従来例２はいずれもフルブリッジ型インバータを構成するスイッチング素子の一部がチョッパ回路のスイッチング素子を兼ねており、電源投入後インバータ回路動作により負荷に電力を供給しながらコンデンサＣ０に電荷を供給する。特に、始動時においては安定点灯時より大きな電圧を放電灯の両端間に印加する必要があるが、上記従来例１，２の回路動作においては十分な始動電圧の確保が困難であるという問題がある。
【００１３】
さらに近年、省資源、省エネルギの観点から管径が１８〜２９ｍｍ程度と細く、光路長が１４００〜２５００ｍｍと長い高出力の放電灯が開発されている。例えば図２３（ａ），（ｂ）に示すように一端部に電極２２を有し、他端部に閉塞部２３を有する複数本の環形発光管２１が同心円状に配置され、これら複数の環形発光管２１の閉塞部２３の近傍がブリッジ接合部２４によって接合されて、内部に一本の放電路が形成されるとともに、閉塞部２３に最冷点箇所イが形成され、且つ環形発光管２１の両端部を包囲する口金２５を具備してなる環形蛍光灯がある。この種の放電灯ではランプ効率を上げるために細管化しており、従来の各種蛍光灯と比べて相対的にランプ電流が小さく、ランフ電圧が高くなっている。
【００１４】
また、この種の高効率ランプは、管径が従来のランプと比べて細いことから、フィラメントを設置する空間的余裕が少ないため、フィラメントが小型化しており、断線防止のため予熱電流を精度良く制御する必要があり、点灯時と比べて相対的に先行予熱時の予熱電流が大きく、始動電圧が高くなっている。つまり、このような管径の細い放電灯においては、従来の放電灯よりも始動時により高い始動電圧を印加する必要があり、従来例のような動作では、特に始動電圧の確保が困難となるという問題がある。
【００１５】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００１７】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００１８】
請求項３の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１及び第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１及び第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００１９】
請求項４の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１及び第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００２０】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、制御手段が、互いに対角辺の位置関係にある第１及び第４のスイッチ要素の組を同時にオンオフし、互いに対角辺の位置関係にある第２と第３のスイッチ要素の組を同時にオンオフするとともに、放電灯の始動時に第１と第４及び第２と第３のスイッチ要素の各組を互いのオン期間を異ならせるようにして交互にオンオフして成ることを特徴とし、請求項１〜４の何れかの発明の作用に加えて、交流電源の半サイクル毎に負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流重畳される方向が交互に入れ替わるため、放電灯の管内の電子並びに各気体分子等の偏りを軽減することができ、その結果、始動後の放電灯が安定点灯に移行するまでの時間を短縮することができる。
【００２１】
請求項６の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれ寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタから成ることを特徴とし、請求項１〜５の何れかの発明の作用に加えて、第１〜第４のスイッチ要素の構成を簡素化することができる。
【００２２】
請求項７の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれダイオードが逆並列に接続されたバイポーラトランジスタから成ることを特徴とし、請求項１〜５の何れかの発明の作用に加えて、電界効果トランジスタを用いる場合に比較して第１〜第４のスイッチ要素のオン抵抗を小さくすることができる。
【００２３】
請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略９７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略２２９Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２４】
請求項９の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略１６０Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２５】
請求項１０の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、光路長が略１４００ｍｍ〜２５００ｍｍ、管径が略１８ｍｍ〜２９ｍｍであることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、従来例１と同様にフルブリッジ型のインバータ回路５とチョッパ回路４とで１つのスイッチ要素を兼用したものであり、図１に示すように交流電源１の高周波成分を除去するフィルタ２と、ダイオードブリッジから成り交流電源１を整流する整流回路３と、整流回路３の出力をスイッチング素子Ｑ２により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路４と、チョッパ回路４の出力を平滑する平滑コンデンサＣ０と、ダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路、並びにダイオードＤ３，Ｄ４が逆並列に接続された第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路が平滑コンデンサＣ０の両端間に並列に接続されて成るフルブリッジ型のインバータ回路５と、放電灯Ｌａ並びにインダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振回路を有し第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に挿入される負荷回路６と、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに制御信号Ｓ１〜Ｓ４を印加してオンオフ制御する制御回路（図示しない）とを備え、第２のスイッチング素子Ｑ２をインバータ回路５とチョッパ回路４で兼用している。但し、本実施形態では第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に所謂パワーＭＯＳＦＥＴを用いており、パワーＭＯＳＦＥＴが有する寄生ダイオードをダイオードＤ１〜Ｄ４として利用することができるため、部品点数の削減と回路構成の簡素化を図っている。なお、第１〜第４のスイッチ要素としてコレクタ−エミッタ間にダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されたバイポーラトランジスタを用いても良く、この場合には電界効果トランジスタを用いる場合に比較してオン抵抗を小さくすることができるという利点がある。
【００２７】
また、負荷である放電灯Ｌａは例えば従来技術で説明した環形蛍光灯であり、この他にも定格ランプ電力が略９７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略２２９Ｖの環形蛍光灯や、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略１６０Ｖの環形蛍光灯であっても良い。
【００２８】
本実施形態では、図示しない制御手段が、対角辺の位置に在る第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各組について、同じ組のスイッチング素子をそれぞれ同時にオンオフし、且つ異なる組のスイッチング素子を交互に（相補的に）オンオフするとともに、交流電源１からの入力電力を調節するためにチョッパ回路４とインバータ回路５で兼用される第２のスイッチング素子Ｑ２の動作を間欠的に停止させる制御（以下、「間欠制御」という）を行うように制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する点で従来例２の制御回路と共通するが、第２のスイッチング素子Ｑ２を間欠制御する期間においても第２のスイッチング素子Ｑ２の対角辺の位置に在る第３のスイッチング素子Ｑ３を第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と相補的にオンオフし続けるような制御信号Ｓ３を出力する点で従来例１と異なる。
【００２９】
次に本実施形態の動作を説明する。
【００３０】
まず、第２のスイッチング素子Ｑ２が停止していない場合の動作を図２〜図４を参照して説明する。なお、図４（ａ）（ｂ）はそれぞれ第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に印加される制御信号Ｓ１，Ｓ４と制御信号Ｓ２，Ｓ３を示し、Ｈレベルのときにオン、Ｌレベルのときにオフとなる。また、同図（ｃ）は負荷回路６が有する共振用のインダクタＬ１に流れる電流ＩL1を示し（図２における右向きを正とする）、同図（ｄ）はチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０に流れる電流ＩL0を示し（図２における右向きを正とする）、同図（ｅ）は平滑コンデンサＣ０に流れる電流ＩC0を示している（図２における下向きを正とする）。
【００３１】
（１）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした時点（時刻ｔ１）から第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンする時点（時刻ｔ２）までの期間Ｔ１（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドオフタイム）においては、図２（ａ）に示すようにインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出されて流れる電流（以下、「保持電流」という）ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時に、交流電源１より整流回路２及びインダクタＬ０を介して、負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の径路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００３２】
（２）第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしてインダクタＬ１に流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３の間）においては、図２（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ１を介して第２のスイッチング素子Ｑ２に電流（以下、「チョッパ電流」という）が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００３３】
（３）第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転した後の期間Ｔ３（時刻ｔ３から時刻ｔ４の間）においては、図２（ｃ）に示すようにインダクタＬ１に流れる共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０から第３のスイッチング素子Ｑ３→負荷回路６→第２のスイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、引き続き第２のスイッチング素子Ｑ２がオンしていることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ０を介して第２のスイッチング素子Ｑ２にチョッパ電流が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００３４】
（４）第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフした時点（時刻ｔ４）から第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンする時点（時刻ｔ５）までの期間Ｔ４（デッドオフタイム）においては、図２（ｄ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時にインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００３５】
（５）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしてインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ５（時刻ｔ５から時刻ｔ６までの間）においては、図３（ａ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００３６】
（６）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転し、インダクタＬ０を流れるチョッパ電流ＩL0が無くなるまでの期間Ｔ６（時刻ｔ６から時刻ｔ７までの間）においては、図３（ｂ）に示すようにインダクタＬ１の共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０→第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流ＩL0が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００３７】
（７）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ０の電流ＩL0がゼロの期間Ｔ７（時刻ｔ７から時刻ｔ８の間）においては、図３（ｃ）に示すように引き続き平滑コンデンサＣ０から第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。
【００３８】
上記（１）〜（７）の動作を繰り返すことによって、負荷回路６の放電灯Ｌａに共振電流を流しつつチョッパ回路４により交流電源１の電源電圧に比例した入力電流を引き込んで力率を改善することができる。
【００３９】
次に、第２のスイッチング素子Ｑ２が停止している場合の動作を図５〜図７を参照して説明する。なお、図７（ａ）は第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に印加される制御信号Ｓ１，Ｓ４を示し、また同図（ｂ）及び（ｃ）は各々第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に印加される制御信号Ｓ２，Ｓ３を示し、それぞれＨレベルのときにオン、Ｌレベルのときにオフとなる。また、同図（ｄ）は負荷回路６が有する共振用のインダクタＬ１に流れる電流ＩL1を示し（図５における右向きを正とする）、同図（ｅ）はチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０に流れる電流ＩL0を示し（図５における右向きを正とする）、同図（ｆ）は平滑コンデンサＣ０に流れる電流ＩC0を示し（図５における下向きを正とする）、同図（ｇ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1（図５における左向きを正とする）を示している。
【００４０】
（１）’第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした時点（時刻ｔ１）から第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンする時点（時刻ｔ２）までの期間Ｔ１（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドオフタイム）においては、図５（ａ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時に、交流電源１より整流回路２及びインダクタＬ０を介して、負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の径路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００４１】
（２）’第３のスイッチング素子Ｑ３がオンしてインダクタＬ１に流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３の間）においては、図５（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、交流電源１より整流回路３及びインダクタＬ０を介して負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の経路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００４２】
（３）’第３のスイッチング素子Ｑ３がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転した後の期間Ｔ３（時刻ｔ３から時刻ｔ４の間）においては、図５（ｃ）に示すようにインダクタＬ１に流れる共振電流ＩL1が反転して、インダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３の経路で共振的に電流ＩL1が流れる（以下、この動作モードを「ゼロクランプモード」と呼ぶ）。
【００４３】
（４）’第３のスイッチング素子Ｑ３がオフした時点（時刻ｔ４）から第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンする時点（時刻ｔ５）までの期間Ｔ４（デッドオフタイム）においては、図６（ａ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。この期間Ｔ４においては、第２のスイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されているダイオードＤ２はオフしている。
【００４４】
（５）’第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしてインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ５（時刻ｔ５から時刻ｔ６までの間）においては、図６（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。この期間Ｔ５においてもダイオードＤ２はオフしている。
【００４５】
（６）’第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転した後の期間Ｔ６（時刻ｔ６から時刻ｔ７までの間）においては、図６（ｃ）に示すようにインダクタＬ１の共振電流ＩL1が反転して、インダクタＬ１→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０→第１のスイッチング素子Ｑ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。
【００４６】
上記（１）’〜（６）’の動作を繰り返すことによって、負荷回路６の放電灯Ｌａに共振電流が流れる。なお、負荷回路６のコンデンサＣ１には、図７（ｇ）に示すように直流電圧が重畳されることになる。
【００４７】
上述のように第２のスイッチング素子Ｑ２を間欠的に停止させてチョッパ回路４によるチョッパ電流を流さない状態においても、第２のスイッチング素子Ｑ２と対になる第３のスイッチング素子Ｑ３を動作させることによって、上記（３）’で説明したゼロクランプモードにおいて負荷回路６に共振電流を流し続けることができる。
【００４８】
而して本実施形態では、放電灯Ｌａの始動時に第１のスイッチング素子Ｑ１と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，４を定常時と同じようにオンオフ動作させるとともに第２のスイッチング素子Ｑ２を平滑コンデンサＣ０の充電電圧を低減することなく間欠的に停止することにより、負荷回路６に常に共振電流を流しつつ、放電灯Ｌａが高インピーダンスである始動時の第２のスイッチング素子Ｑ２が停止する期間において、放電灯Ｌａの両端間に並列接続した共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を重畳し、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンする期問においてコンデンサＣ１に充電された直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧を電源電圧として、放電灯Ｌａの両端に十分な始動電圧を印加することができる。
【００４９】
なお、図８に示すようにチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０を整流回路３の低電位側の脈流出力端に接続した回路構成や、図９に示すように第１のスイッチング素子Ｑ１の両端にインダクタＬ０や整流回路３を接続して第１のスイッチング素子Ｑ１をインバータ回路５とチョッパ回路４で兼用する回路構成としても同様の効果を奏する。また、図１０に示すように負荷回路６のインダクタＬ１と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の間に直流カット用のコンデンサＣｃを接続しても良い。
【００５０】
（実施形態２）
本実施形態の回路構成は実施形態１と共通するので図示並びに詳しい説明は省略し、本実施形態の特徴となる制御手段（図示せず）による第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御方法について、図１１〜図１４を参照して詳細に説明する。而して本実施形態の特徴は、実施形態１がチョッパ回路４とインバータ回路５で兼用される第２のスイッチング素子Ｑ２を入力電力制御のために間欠的に停止させる間欠制御するのに対し、本実施形態では第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを変化させることで入力電力を制御する点にある。
【００５１】
次に本実施形態の動作を説明する。ここで、図１４（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に印加される制御信号Ｓ１〜Ｓ４を示し、Ｈレベルのときにオン、Ｌレベルのときにオフとなる。また、同図（ｅ）は負荷回路６のインダクタＬ１に流れる電流ＩL1を示し（図１１における右向きを正とする）、同図（ｆ）はチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０に流れる電流ＩL0を示し（図１１における右向きを正とする）、同図（ｇ）は平滑コンデンサＣ０に流れる電流ＩC0を示している（図１１における下向きを正とする）。
【００５２】
（１）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした時点（時刻ｔ１）から第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンする時点（時刻ｔ２）までの期間Ｔ１（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドオフタイム）においては、図１１（ａ）に示すようにインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出されて流れる保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時に、交流電源１より整流回路２及びインダクタＬ０を介して、負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の径路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。なお、このような動作は実施形態１における（１）の動作と共通である。
【００５３】
（２）” 第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしてインダクタＬ１に流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３の間）においては、図１１（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ０を介して第２のスイッチング素子Ｑ２にチョッパ電流が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。なお、このような動作は実施形態１における（２）の動作と共通である。
【００５４】
（３）” 第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン状態から第２のスイッチング素子Ｑ２のみがオフするまでの期間Ｔ３（時刻ｔ３から時刻ｔ４の間）においては、図１１（ｃ）に示すようにインダクタＬ１に流れる共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０から第３のスイッチング素子Ｑ３→負荷回路６→第２のスイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、引き続き第３のスイッチング素子Ｑ３がオンしていることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ０を介して第３のスイッチング素子Ｑ３にチョッパ電流が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。なお、このような動作は実施形態１における（３）の動作と共通である。
【００５５】
（４）” 第３のスイッチング素子Ｑ３がオン状態で第１のスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの期間Ｔ４（時刻ｔ４から時刻ｔ５までの間）においては、図１２（ａ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる（ゼロクランプモード）。また、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００５６】
（５）” 第１のスイッチング素子Ｑ１がオンした時点（時刻ｔ５）から第３のスイッチング素子Ｑ３がオフする時点（時刻ｔ６）までの期間Ｔ５においては、図１２（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに（ゼロクランプモード）、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００５７】
（６）” 第３のスイッチング素子Ｑ３がオフした時点（時刻ｔ６）から第４のスイッチング素子Ｑ４がオンする時点（時刻ｔ７）までの期間Ｔ６においては、図１２（ｃ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時にインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。なお、このような動作は実施形態１における（４）の動作と共通である。
【００５８】
（７）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしてインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ７（時刻ｔ７から時刻ｔ８までの間）においては、図１３（ａ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。なお、このような動作は実施形態１における（５）の動作と共通である。
【００５９】
（８）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転し、インダクタＬ０を流れるチョッパ電流ＩL0が無くなるまでの期間Ｔ８（時刻ｔ８から時刻ｔ９までの間）においては、図１３（ｂ）に示すようにインダクタＬ１の共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０→第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流ＩL0が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。なお、このような動作は実施形態１における（６）の動作と共通である。
【００６０】
（９）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ０の電流ＩL0がゼロの期間Ｔ９（時刻ｔ９から時刻ｔ１０の間）においては、図１３（ｃ）に示すように引き続き平滑コンデンサＣ０から第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。なお、このような動作は実施形態１における（７）の動作と共通である。
【００６１】
上記（１）”〜（９）”の動作を繰り返すことによって、負荷回路６の放電灯Ｌａに共振電流を流しつつチョッパ回路４により交流電源１の電源電圧に比例した入力電流を引き込んで力率を改善することができる。また、本実施形態においては、実施形態１と比較して第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを小さくすることで入力電力を抑制しているが、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフした後に第３のスイッチング素子Ｑ３がオフするまでの期間（４）”及び（５）”の動作モードをゼロクランプモードとしているので、負荷回路６に共振電流を流し続けることができる。
【００６２】
上述のように本実施形態では、放電灯Ｌａが高インピーダンスとなる始動時に、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを変化させることで負荷回路６に常時共振電流を流しつつ、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが対角辺の位置に在る第３のスイッチング素子Ｑ３のオンデューティよりも短い期間において、放電灯Ｌａに並列接続したコンデンサＣ１に直流電圧を充電し、その後、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが第３のスイッチング素子Ｑ３と同等となるようなオンデューティ制御を行っているので、共振用のコンデンサＣ１に充電された直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧を電源電圧として放電灯Ｌａの両端に十分な指導電圧を印加することができる。なお、図８〜図１０に示した回路構成に対して本実施形態の制御方法を適用しても同等の効果が得られる。
【００６３】
（実施形態３）
本実施形態は、従来例２と同様にフルブリッジ型のインバータ回路５とチョッパ回路４とで２つのスイッチ要素を兼用したものであり、図１５に示すように交流電源１の高周波成分を除去するフィルタ２と、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路、それぞれダイオードＤ３，Ｄ４が逆並列に接続された第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路を有するインバータ回路７と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサＣ０と、平滑コンデンサＣ０の両端間に逆並列に接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ６の直列回路、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端が接続された交流電源１の他端と２つのダイオードＤ５，Ｄ６の接続点との間に挿入されたインダクタＬ０を有し第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２により交流電源１を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路８と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に挿入される負荷回路６と、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する制御手段（図示せず）とを備えている。なお、実施形態１と同じ構成部分については同一の符号を付してある。
【００６４】
図示しない制御手段では、実施形態１，２と同様にチョッパ回路８と兼用するインバータ回路７の第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を間欠制御又はオンデューティ制御することにより、交流電源１からの入力電力を制御するとともに第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオフ動作させて、ゼロクランプモードの動作モードにより放電灯Ｌａに常時共振電流を流し続けることができる。
【００６５】
本実施形態のゼロクランプモードを利用しないときの動作、すなわち第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を同じタイミングでオンオフするとともに第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と相補的に第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を同じタイミングでオンオフする動作は従来例２と共通であり、交流電源１の正の半サイクルに第１のスイッチング素子Ｑ１がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると交流電源１からフィルタ２を介してインダクタＬ０→ダイオードＤ５→第１のスイッチング素子Ｑ１→交流電源１の径路でチョッパ電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフするとインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→ダイオードＤ５→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→交流電源１→フィルタ２の径路で交流電源１から入力電圧に比例した入力電流が引き込まれる。
【００６６】
一方、交流電源１の負の半サイクルでは第２のスイッチング素子Ｑ２がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすると交流電源１からフィルタ２を介して第２のスイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ６→インダクタＬ０→フィルタ２→交流電源１の経路でチョッパ電流が流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフするとインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→フィルタ２→交流電源１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ６の径路で交流電源１から入力電圧に比例した入力電流を引き込むことにより入力力率の改善を図ることができる。
【００６７】
それに対して、本実施形態のゼロクランプモードを利用したときの動作は以下のようになる。まず、交流電源１の正の半サイクルでは第１のスイッチング素子Ｑ１がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、交流電源１の負の半サイクルでは第２のスイッチング素子Ｑ２がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、放電灯Ｌａの始動期間において、実施形態１と同様の間欠制御あるいは実施形態２と同様のオンデューティ制御を行うことにより、共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を充電可能とし、その後、コンデンサＣ１に充電した直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcにより、放電灯Ｌａに常時より高い始動電圧を印加することができる。また、本実施形態においては、交流電源１の半サイクル毎にコンデンサＣ１に直流電圧が重畳される方向が交互に入れ替わるため、放電灯Ｌａの管内の電子並びに各気体分子等の偏りを軽減することができ、始動後の放電灯Ｌａを短い時間で安定点灯させることが可能である。
【００６８】
（実施形態４）
本実施形態の回路構成は実施形態１と同一であるから図示並びに説明は省略する。実施形態１においては、放電灯Ｌａの始動時に共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を重畳したときに高電位となる方向が決定し、放電灯Ｌａの管内の電子や各気体分子が偏り、始動後に安定点灯状態まで移行するのに要する時間が長くなってしまう。
【００６９】
そこで、本実施形態では、チョッパ回路８と兼用する第２のスイッチング素子Ｑ２と反対側の対角辺の位置となる第１又は第３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３についても、第２のスイッチング素子Ｑ２と同様に間欠制御又はオンデューティ制御を行うことにより、コンデンサＣ１の任意の一方向に直流電圧を重畳し、その後、放電灯ＬａにコンデンサＣ１の直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcを印加し、続けてコンデンサＣ１の他の一方向に直流電圧を重畳し、その後、放電灯ＬａにコンデンサＣ１の直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcを印加するように制御している。その結果、平滑コンデンサＣ０の両端電圧ＶdcとコンデンサＣ１の直流電圧により、放電灯Ｌａの両方向に高い始動電圧を供給することができ、また、放電灯Ｌａの始動時に管内の電子や各気体分子の偏りを軽減し、始動後の放電灯Ｌａを短い時間で安定点灯状態へ移行させることができる。
【００７０】
（実施形態５）
本実施形態の回路構成も実施形態１と同一であるから図示並びに説明は省略する。
【００７１】
本実施形態は、放電灯Ｌａの始動時に互いに対角辺の位置に在る一方の組のスイッチング素子のオンデューティを長くし、他方の組のスイッチング素子のオンデューティを短くする点に特徴がある。
【００７２】
例えば、図１６（ａ）〜（ｄ）に示すように放電灯Ｌａの始動時に第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンデューティを長くするとともに、第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオンデューティを短くするように制御手段から制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。而して、このような制御を行えば、負荷回路６に対して直流電源となる平滑コンデンサＣ０が接続される期間がその方向について不平衡（アンバランス）となり、共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を重畳した後、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティを同等とする制御に戻せば、コンデンサＣ１の直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcにより、図１６（ｅ）に示すように等価的により高い始動電圧を放電灯Ｌａの両端に印加することができる。
【００７３】
（実施形態６）
本実施形態の回路構成も実施形態１と同一であるから図示並びに説明は省略する。
【００７４】
本実施形態では、放電灯Ｌａの始動時にチョッパ回路８と兼用する第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを長くして間欠的に停止する期間を長くすることによって、交流電源１から入力電力を過剰に引き込むことなく、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時に負荷回路６に等価的により高い電圧を印加するようにしている。これによって、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時により高い電圧を発生することができ、さらに高い始動電圧を放電灯Ｌａの両端に印加することが可能となる。
【００７５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７６】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７７】
請求項３の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１及び第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１及び第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７８】
請求項４の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１及び第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７９】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、制御手段が、互いに対角辺の位置関係にある第１及び第４のスイッチ要素の組を同時にオンオフし、互いに対角辺の位置関係にある第２と第３のスイッチ要素の組を同時にオンオフするとともに、放電灯の始動時に第１と第４及び第２と第３のスイッチ要素の各組を互いのオン期間を異ならせるようにして交互にオンオフして成るので、請求項１〜４の何れかの発明の効果に加えて、交流電源の半サイクル毎に負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流重畳される方向が交互に入れ替わるため、放電灯の管内の電子並びに各気体分子等の偏りを軽減することができ、その結果、始動後の放電灯が安定点灯に移行するまでの時間を短縮することができるという効果がある。
【００８０】
請求項６の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれ寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタから成るので、請求項１〜５の何れかの発明の効果に加えて、第１〜第４のスイッチ要素の構成を簡素化することができるという効果がある。
【００８１】
請求項７の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれダイオードが逆並列に接続されたバイポーラトランジスタから成るので、請求項１〜５の何れかの発明の効果に加えて、電界効果トランジスタを用いる場合に比較して第１〜第４のスイッチ要素のオン抵抗を小さくすることができるという効果がある。
【００８２】
請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略９７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略２２９Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８３】
請求項９の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略１６０Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８４】
請求項１０の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、光路長が略１４００ｍｍ〜２５００ｍｍ、管径が略１８ｍｍ〜２９ｍｍであることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図２】（ａ）〜（ｄ）は同上の動作説明図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明用の波形図である。
【図５】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図７】同上の動作説明用の波形図である。
【図８】同上の他の回路構成を示す概略回路構成図である。
【図９】同上のさらに他の回路構成を示す概略回路構成図である。
【図１０】同上のさらにまた他の回路構成を示す概略回路構成図である。
【図１１】（ａ）〜（ｃ）は実施形態２の動作説明図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図１３】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明用の波形図である。
【図１５】実施形態３を示す概略回路構成図である。
【図１６】（ａ）〜（ｄ）は実施形態５の動作説明図である。
【図１７】従来例１を示す概略回路構成図である。
【図１８】同上における制御回路の具体回路構成図である。
【図１９】同上の動作説明用の波形図である。
【図２０】同上の動作説明用の波形図である。
【図２１】従来例２を示す概略回路構成図である。
【図２２】同上の動作説明用の波形図である。
【図２３】環形蛍光灯を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は要部の説明図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
３ 整流回路
４ チョッパ回路
５ インバータ回路
６ 負荷回路
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｌ０，Ｌ１ インダクタ
Ｃ０ 平滑コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｌａ 放電灯
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯を高周波点灯する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置として、特公平５−８８０６７号公報に記載された図１７に示すような回路構成を有するものがある（従来例１）。この従来例１は、商用電源１の高調波成分を除去するフィルタ２と、フィルタ２を介して商用電源１を全波整流する整流回路３と、整流回路３の出力ＶDCを平滑するチョッパ型の平滑回路４ａと、平滑回路４ａの直流出力を高周波交流出力ＶRFに変換するインバータ回路５ａとで構成されている。インバータ回路５ａはトランジスタ７１〜７４と、トランジスタ７１〜７４に逆並列接続されたダイオード７１ａ〜７４ａと、トランジスタ７１〜７４を制御する無安定マルチバイブレータよりなる制御回路７５とで構成され、トランジスタ７１，７２の直列回路と、トランジスタ７３，７４の直列回路との中間点にチョークコイル７６、コンデンサ７７及び放電灯７８よりなる負荷回路６が接続されており、いわゆるフルブリッジ型インバータが形成されている。但し、制御回路７５は図１８に示すようにトランジスタ７９〜８２と、パルストランス８３，８４を用いて形成され、ａｂは電源端子、ｃｃ’、ｄｄ’、ｅｅ’、ｆｆ’は各トランジスタ７１〜７４の制御信号を出力する制御端子であり、制御回路７５から出力される制御信号によってトランジスタ７１，７２及びトランジスタ７３，７４が交互にオンオフされるようになっており、トランジスタ７１，７３は互いに逆相でスイッチングするようになっている。
【０００３】
一方、平滑回路４ａはインダクタンス素子４２と、インバータ回路５ａのトランジスタ７１と、ダイオード７２ａと、平滑コンデンサ４１とで構成され、整流回路３の脈流出力をインダクタンス素子４２を介してトランジスタ７１に印加し、トランジスタ７１のオン時にインダクタンス素子４２に蓄積された電磁エネルギにてダイオード７２ａを介して平滑コンデンサ４１が充電され、この平滑用コンデンサ４１の両端電圧がインバータ回路５ａの入力端５９，６０に印加されるようになっている。
【０００４】
以下、上記従来例１の動作について説明する。図１９は高周波的動作を示す動作波形図であり、同図（ａ）はトランジスタ７１のコレクタ・エミッタ電圧ＶCE、同図（ｂ）はトランジスタ７１のコレクタ電流ＩC1、同図（ｃ）はダイオード７１ａの順方向電流ＩD1、同図（ｄ）はトランジスタ７２のコレクタ電流ＩC2、同図（ｅ）はダイオード７２ａの順方向電流ＩD2、同図（ｆ）はインダクタンス素子４２に流れる電流、すなわち整流回路３の出力電流ＩDC、同図（ｇ）は出力電流Ｉｚである。図２０は低周波的動作を示す動作波形図であり、同図（ａ）は商用電源１の源電圧ＶAC、同図（ｂ）は整流回路３の出力電流ＩDC、同図（ｃ）は商用電源１からの入力電流ＩAC、同図（ｄ）は平滑用コンデンサ４１の両端電圧Ｖｃ、同図（ｅ）はインバータ回路５ａから出力される高周波電圧ＶRFを示すものである。
【０００５】
いま、商用電源１がフィルタ２を介して整流回路３に入力されると、整流回路３からダイオードブリッジにて全波整流された直流電圧(脈流電圧)が出力され、この直流電圧にて平滑用コンデンサ４１がインダクタンス素子４２及びダイオード７２ａを介して充電される。平滑用コンデンサ４１が十分に充電され、トランジスタ７１，７４或いはトランジスタ７２，７０の組のいずれか一方がオンし、他方がオフする。図１９における期間ｔ１はトランジスタ７２，７３がオンし、トランジスタ７１，７４がオフしている期間を示し、期間ｔ２はトランジスタ７１，７４がオンし、トランジスタ７２，７３がオフしている期間を示している。ここに、負荷回路６に振動電流が流れ、負荷回路６に電流Ｉｚが流れると、この電流Ｉｚはトランジスタ７１，７２、ダイオード７１ａ，７２ａに分流して流れる。なお、図は、負荷回路６の固有振動周波数よりもトランジスタ７１，７２のスイッチング周波数を高く設定した場合の動作波形を示しており、電流Ｉｚは遅れ位相となっている。ところで、トランジスタ７１がオンする期間ｔ２においては、トランジスタ７１に、電流Ｉｚの分流電流ＩC1’と、整流回路３からインダクタンス素子４２を通して流れる電流ＩDCとの合成電流ＩC1が流れる。この時、インダクタンス素子４２には電流ＩDCが流れることによる電磁エネルギが蓄積される。次に、期間ｔ２においてトランジスタ７１がオフすると、トランジスタ７１のオン時にインダクタンス素子４２に蓄積されていた電磁エネルギがダイオード７２ａおよび整流回路３のダイオードブリッジを介して平滑用コンデンサ４１に放出され、平滑用コンデンサ４１は上記電磁エネルギにて充電される。この場合、ダイオード７２ａに流れる電流ＩD2は電流Ｉｚの分流電流ＩD2’と整流回路３の出力電流ＩDCとの合成電流となる。但し、図１９（ｂ），（ｅ），（ｆ）における想像線部分は、低周波半サイクル中の変動（低周波リップルによる変動）を図示したものである。
【０００６】
以上のように、上記従来例１にあっては、インバータ回路５ａのトランジスタ７１と、ダイオード７２ａと、インダクタンス素子４２とでチョッパ回路が構成されており、インバータ回路５ａのスイッチ素子及びその制御回路、ダイオードを流用して入力力率を改善するためのチョッパ回路を形成しているので、平滑回路４ａの回路構成が簡単になるとともに安価な放電灯点灯装置を提供することができるようになっている。
【０００７】
さらに他の従来例として、特許第２６９００４５号公報に記載された図２１に示すような回路構成を有するものがある（従来例２）。この従来例２は上述の従来例１と同様に、パワーＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及び各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間に寄生するダイオードＤ１〜Ｄ４によりフルブリッジ型インバータを構成し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の間にインダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯Ｌａよりなる負荷回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインにはダイオードＤ５のカソードが接続され、ダイオードＤ５のアノードはダイオードＤ６のカソードに接続され、ダイオードＤ６のアノードはスイッチング素子Ｑ２のソースに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は交流電源１の一端に接続されている。交流電源１の他端は、インダクタＬ２，Ｌ３を介して、ダイオードＤ５，Ｄ６の接続点に接続されている。インダクタＬ２，Ｌ３の接続点と交流電源１の一端との間には、コンデンサＣ２が接続されている。インダクタＬ２とコンデンサＣ２はフィルタを構成している。スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間には、矩形波の駆動信号Ｓ１が入力されており、スイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間には、駆動信号Ｓ１が高レベルのときに低レベルとなり、駆動信号Ｓ１が低レベルのときに高レベルとなる矩形波の駆動信号Ｓ２が入力されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフされる。さらにスイッチング素子Ｑ３の駆動信号Ｓ３はスイッチング素子Ｑ２の駆動信号Ｓ２と同じであり、スイッチング素子Ｑ４の駆動信号Ｓ４はスイッチング素子Ｑ１の駆動信号Ｓ１と同じで、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ２と同時にオンオフし、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング素子Ｑ１と同時にオンオフするものである。
【０００８】
まず、交流電源１が正の半サイクルのときに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンすると、インダクタＬ３、ダイオードＤ５、スイッチング素子Ｑ１を通る経路で交流電源１からインダクタＬ３に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Ｖinの瞬時値に比例した傾きで増加していく。このとき、スイッチング素子Ｑ１はインバータ用のスイッチング素子としても機能し、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を介して負荷回路に電流を流す。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ３、ダイオードＤ５、コンデンサＣ０、ダイオードＤ２、交流電源１を通る経路で、インダクタＬ３のエネルギが放出され、コンデンサＣ０を充電する。このとき、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしており、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ３、負荷回路、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で、上記とは逆方向に負荷回路に電流を流す。このように、交流電源１が正の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ１がチョッパ用のスイッチング素子とインバータ用のスイッチング素子を兼ね、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
【０００９】
次に、交流電源１が負の半サイクルのときに、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンすると、交流電源１、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ６、インダクタＬ３を通る経路で、インダクタＬ３に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Ｖinの瞬時値に比例した傾きで増加して行く。このとき、スイッチング素子Ｑ２はインバータ用のスイッチング素子としても機能し、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ３、負荷回路、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で負荷回路に電流を流す。次に、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、交流電源１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ０、ダイオードＤ６、インダクタＬ３を通る経路で、インダクタＬ３のエネルギが放出され、コンデンサＣ０を充電する。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしており、コンデンサＣ０からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を介して、上記とは逆方向に負荷回路に電流を流す。このように、交流電源１が負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ２がチョッパ用のスイッチング素子とインバータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
【００１０】
したがって、上記従来例２にあっては、インバータ用のスイッチング素子がチョッパ用のスイッチング素子を兼ね、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少なく、回路構成も簡単になるという利点がある。また、交流電源１の半サイクル毎に各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にチョッパ用及びインバータ用のスイッチング素子として働くので、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽減されるという利点があり、またスッチング素子（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）の電力損失のバランスが取れているので、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、スイッチング素子（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）はチョッパ用及びインバータ用のスイッチング素子として動作しているから、別個にチョッパ駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単化される。なお、交流電源１とインダクタＬ３の間に、インダクタＬ２とコンデンサＣ２よりなるＡＣフィルタを挿入して入力電流Ｉinを連続的にすることにより、入力電流歪率を低減することができ、また、入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinと同相の正弦波にできるので、入力力率はほぼ１となる。
【００１１】
また、上記従来例２が開示された特許第２６９００４５号公報には、電源極性検出手段により検出された電源極性に対応して、入力制御可能なスイッチング素子を間欠的に停止させる方式が提案されている。具体的には、図２２の動作波形図に示すように、交流電源１の電源極性が正（Ｖin＞０）のときには、スイッチング素子Ｑ１の動作を間欠的に停止させるとともに、反対に、交流電源１の電源極性が負（Ｖin＜０）のときには、スイッチング素子Ｑ２の動作を間欠的に停止させる。このように、入力制御可能なスイッチング素子の動作を間欠的に停止させることにより、交流電源１からの電力供給を自由に減少させることができ、電力供給の過剰によりコンデンサＣ０の電圧Ｖdcが上昇することは防止できる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例１、従来例２はいずれもフルブリッジ型インバータを構成するスイッチング素子の一部がチョッパ回路のスイッチング素子を兼ねており、電源投入後インバータ回路動作により負荷に電力を供給しながらコンデンサＣ０に電荷を供給する。特に、始動時においては安定点灯時より大きな電圧を放電灯の両端間に印加する必要があるが、上記従来例１，２の回路動作においては十分な始動電圧の確保が困難であるという問題がある。
【００１３】
さらに近年、省資源、省エネルギの観点から管径が１８〜２９ｍｍ程度と細く、光路長が１４００〜２５００ｍｍと長い高出力の放電灯が開発されている。例えば図２３（ａ），（ｂ）に示すように一端部に電極２２を有し、他端部に閉塞部２３を有する複数本の環形発光管２１が同心円状に配置され、これら複数の環形発光管２１の閉塞部２３の近傍がブリッジ接合部２４によって接合されて、内部に一本の放電路が形成されるとともに、閉塞部２３に最冷点箇所イが形成され、且つ環形発光管２１の両端部を包囲する口金２５を具備してなる環形蛍光灯がある。この種の放電灯ではランプ効率を上げるために細管化しており、従来の各種蛍光灯と比べて相対的にランプ電流が小さく、ランフ電圧が高くなっている。
【００１４】
また、この種の高効率ランプは、管径が従来のランプと比べて細いことから、フィラメントを設置する空間的余裕が少ないため、フィラメントが小型化しており、断線防止のため予熱電流を精度良く制御する必要があり、点灯時と比べて相対的に先行予熱時の予熱電流が大きく、始動電圧が高くなっている。つまり、このような管径の細い放電灯においては、従来の放電灯よりも始動時により高い始動電圧を印加する必要があり、従来例のような動作では、特に始動電圧の確保が困難となるという問題がある。
【００１５】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００１７】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００１８】
請求項３の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１及び第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１及び第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００１９】
請求項４の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成ることを特徴とし、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１及び第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができる。
【００２０】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、制御手段が、互いに対角辺の位置関係にある第１及び第４のスイッチ要素の組を同時にオンオフし、互いに対角辺の位置関係にある第２と第３のスイッチ要素の組を同時にオンオフするとともに、放電灯の始動時に第１と第４及び第２と第３のスイッチ要素の各組を互いのオン期間を異ならせるようにして交互にオンオフして成ることを特徴とし、請求項１〜４の何れかの発明の作用に加えて、交流電源の半サイクル毎に負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流重畳される方向が交互に入れ替わるため、放電灯の管内の電子並びに各気体分子等の偏りを軽減することができ、その結果、始動後の放電灯が安定点灯に移行するまでの時間を短縮することができる。
【００２１】
請求項６の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれ寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタから成ることを特徴とし、請求項１〜５の何れかの発明の作用に加えて、第１〜第４のスイッチ要素の構成を簡素化することができる。
【００２２】
請求項７の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれダイオードが逆並列に接続されたバイポーラトランジスタから成ることを特徴とし、請求項１〜５の何れかの発明の作用に加えて、電界効果トランジスタを用いる場合に比較して第１〜第４のスイッチ要素のオン抵抗を小さくすることができる。
【００２３】
請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略９７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略２２９Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２４】
請求項９の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略１６０Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２５】
請求項１０の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、光路長が略１４００ｍｍ〜２５００ｍｍ、管径が略１８ｍｍ〜２９ｍｍであることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、従来例１と同様にフルブリッジ型のインバータ回路５とチョッパ回路４とで１つのスイッチ要素を兼用したものであり、図１に示すように交流電源１の高周波成分を除去するフィルタ２と、ダイオードブリッジから成り交流電源１を整流する整流回路３と、整流回路３の出力をスイッチング素子Ｑ２により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路４と、チョッパ回路４の出力を平滑する平滑コンデンサＣ０と、ダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路、並びにダイオードＤ３，Ｄ４が逆並列に接続された第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路が平滑コンデンサＣ０の両端間に並列に接続されて成るフルブリッジ型のインバータ回路５と、放電灯Ｌａ並びにインダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振回路を有し第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に挿入される負荷回路６と、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに制御信号Ｓ１〜Ｓ４を印加してオンオフ制御する制御回路（図示しない）とを備え、第２のスイッチング素子Ｑ２をインバータ回路５とチョッパ回路４で兼用している。但し、本実施形態では第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に所謂パワーＭＯＳＦＥＴを用いており、パワーＭＯＳＦＥＴが有する寄生ダイオードをダイオードＤ１〜Ｄ４として利用することができるため、部品点数の削減と回路構成の簡素化を図っている。なお、第１〜第４のスイッチ要素としてコレクタ−エミッタ間にダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されたバイポーラトランジスタを用いても良く、この場合には電界効果トランジスタを用いる場合に比較してオン抵抗を小さくすることができるという利点がある。
【００２７】
また、負荷である放電灯Ｌａは例えば従来技術で説明した環形蛍光灯であり、この他にも定格ランプ電力が略９７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略２２９Ｖの環形蛍光灯や、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略１６０Ｖの環形蛍光灯であっても良い。
【００２８】
本実施形態では、図示しない制御手段が、対角辺の位置に在る第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各組について、同じ組のスイッチング素子をそれぞれ同時にオンオフし、且つ異なる組のスイッチング素子を交互に（相補的に）オンオフするとともに、交流電源１からの入力電力を調節するためにチョッパ回路４とインバータ回路５で兼用される第２のスイッチング素子Ｑ２の動作を間欠的に停止させる制御（以下、「間欠制御」という）を行うように制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する点で従来例２の制御回路と共通するが、第２のスイッチング素子Ｑ２を間欠制御する期間においても第２のスイッチング素子Ｑ２の対角辺の位置に在る第３のスイッチング素子Ｑ３を第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と相補的にオンオフし続けるような制御信号Ｓ３を出力する点で従来例１と異なる。
【００２９】
次に本実施形態の動作を説明する。
【００３０】
まず、第２のスイッチング素子Ｑ２が停止していない場合の動作を図２〜図４を参照して説明する。なお、図４（ａ）（ｂ）はそれぞれ第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に印加される制御信号Ｓ１，Ｓ４と制御信号Ｓ２，Ｓ３を示し、Ｈレベルのときにオン、Ｌレベルのときにオフとなる。また、同図（ｃ）は負荷回路６が有する共振用のインダクタＬ１に流れる電流ＩL1を示し（図２における右向きを正とする）、同図（ｄ）はチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０に流れる電流ＩL0を示し（図２における右向きを正とする）、同図（ｅ）は平滑コンデンサＣ０に流れる電流ＩC0を示している（図２における下向きを正とする）。
【００３１】
（１）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした時点（時刻ｔ１）から第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンする時点（時刻ｔ２）までの期間Ｔ１（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドオフタイム）においては、図２（ａ）に示すようにインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出されて流れる電流（以下、「保持電流」という）ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時に、交流電源１より整流回路２及びインダクタＬ０を介して、負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の径路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００３２】
（２）第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしてインダクタＬ１に流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３の間）においては、図２（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ１を介して第２のスイッチング素子Ｑ２に電流（以下、「チョッパ電流」という）が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００３３】
（３）第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転した後の期間Ｔ３（時刻ｔ３から時刻ｔ４の間）においては、図２（ｃ）に示すようにインダクタＬ１に流れる共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０から第３のスイッチング素子Ｑ３→負荷回路６→第２のスイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、引き続き第２のスイッチング素子Ｑ２がオンしていることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ０を介して第２のスイッチング素子Ｑ２にチョッパ電流が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００３４】
（４）第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフした時点（時刻ｔ４）から第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンする時点（時刻ｔ５）までの期間Ｔ４（デッドオフタイム）においては、図２（ｄ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時にインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００３５】
（５）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしてインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ５（時刻ｔ５から時刻ｔ６までの間）においては、図３（ａ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００３６】
（６）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転し、インダクタＬ０を流れるチョッパ電流ＩL0が無くなるまでの期間Ｔ６（時刻ｔ６から時刻ｔ７までの間）においては、図３（ｂ）に示すようにインダクタＬ１の共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０→第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流ＩL0が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００３７】
（７）第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ０の電流ＩL0がゼロの期間Ｔ７（時刻ｔ７から時刻ｔ８の間）においては、図３（ｃ）に示すように引き続き平滑コンデンサＣ０から第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。
【００３８】
上記（１）〜（７）の動作を繰り返すことによって、負荷回路６の放電灯Ｌａに共振電流を流しつつチョッパ回路４により交流電源１の電源電圧に比例した入力電流を引き込んで力率を改善することができる。
【００３９】
次に、第２のスイッチング素子Ｑ２が停止している場合の動作を図５〜図７を参照して説明する。なお、図７（ａ）は第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に印加される制御信号Ｓ１，Ｓ４を示し、また同図（ｂ）及び（ｃ）は各々第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に印加される制御信号Ｓ２，Ｓ３を示し、それぞれＨレベルのときにオン、Ｌレベルのときにオフとなる。また、同図（ｄ）は負荷回路６が有する共振用のインダクタＬ１に流れる電流ＩL1を示し（図５における右向きを正とする）、同図（ｅ）はチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０に流れる電流ＩL0を示し（図５における右向きを正とする）、同図（ｆ）は平滑コンデンサＣ０に流れる電流ＩC0を示し（図５における下向きを正とする）、同図（ｇ）はコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1（図５における左向きを正とする）を示している。
【００４０】
（１）’第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした時点（時刻ｔ１）から第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンする時点（時刻ｔ２）までの期間Ｔ１（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドオフタイム）においては、図５（ａ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時に、交流電源１より整流回路２及びインダクタＬ０を介して、負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の径路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００４１】
（２）’第３のスイッチング素子Ｑ３がオンしてインダクタＬ１に流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３の間）においては、図５（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、交流電源１より整流回路３及びインダクタＬ０を介して負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の経路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。
【００４２】
（３）’第３のスイッチング素子Ｑ３がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転した後の期間Ｔ３（時刻ｔ３から時刻ｔ４の間）においては、図５（ｃ）に示すようにインダクタＬ１に流れる共振電流ＩL1が反転して、インダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３の経路で共振的に電流ＩL1が流れる（以下、この動作モードを「ゼロクランプモード」と呼ぶ）。
【００４３】
（４）’第３のスイッチング素子Ｑ３がオフした時点（時刻ｔ４）から第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンする時点（時刻ｔ５）までの期間Ｔ４（デッドオフタイム）においては、図６（ａ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。この期間Ｔ４においては、第２のスイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されているダイオードＤ２はオフしている。
【００４４】
（５）’第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしてインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ５（時刻ｔ５から時刻ｔ６までの間）においては、図６（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。この期間Ｔ５においてもダイオードＤ２はオフしている。
【００４５】
（６）’第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転した後の期間Ｔ６（時刻ｔ６から時刻ｔ７までの間）においては、図６（ｃ）に示すようにインダクタＬ１の共振電流ＩL1が反転して、インダクタＬ１→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０→第１のスイッチング素子Ｑ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。
【００４６】
上記（１）’〜（６）’の動作を繰り返すことによって、負荷回路６の放電灯Ｌａに共振電流が流れる。なお、負荷回路６のコンデンサＣ１には、図７（ｇ）に示すように直流電圧が重畳されることになる。
【００４７】
上述のように第２のスイッチング素子Ｑ２を間欠的に停止させてチョッパ回路４によるチョッパ電流を流さない状態においても、第２のスイッチング素子Ｑ２と対になる第３のスイッチング素子Ｑ３を動作させることによって、上記（３）’で説明したゼロクランプモードにおいて負荷回路６に共振電流を流し続けることができる。
【００４８】
而して本実施形態では、放電灯Ｌａの始動時に第１のスイッチング素子Ｑ１と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，４を定常時と同じようにオンオフ動作させるとともに第２のスイッチング素子Ｑ２を平滑コンデンサＣ０の充電電圧を低減することなく間欠的に停止することにより、負荷回路６に常に共振電流を流しつつ、放電灯Ｌａが高インピーダンスである始動時の第２のスイッチング素子Ｑ２が停止する期間において、放電灯Ｌａの両端間に並列接続した共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を重畳し、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンする期問においてコンデンサＣ１に充電された直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧を電源電圧として、放電灯Ｌａの両端に十分な始動電圧を印加することができる。
【００４９】
なお、図８に示すようにチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０を整流回路３の低電位側の脈流出力端に接続した回路構成や、図９に示すように第１のスイッチング素子Ｑ１の両端にインダクタＬ０や整流回路３を接続して第１のスイッチング素子Ｑ１をインバータ回路５とチョッパ回路４で兼用する回路構成としても同様の効果を奏する。また、図１０に示すように負荷回路６のインダクタＬ１と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の間に直流カット用のコンデンサＣｃを接続しても良い。
【００５０】
（実施形態２）
本実施形態の回路構成は実施形態１と共通するので図示並びに詳しい説明は省略し、本実施形態の特徴となる制御手段（図示せず）による第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御方法について、図１１〜図１４を参照して詳細に説明する。而して本実施形態の特徴は、実施形態１がチョッパ回路４とインバータ回路５で兼用される第２のスイッチング素子Ｑ２を入力電力制御のために間欠的に停止させる間欠制御するのに対し、本実施形態では第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを変化させることで入力電力を制御する点にある。
【００５１】
次に本実施形態の動作を説明する。ここで、図１４（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に印加される制御信号Ｓ１〜Ｓ４を示し、Ｈレベルのときにオン、Ｌレベルのときにオフとなる。また、同図（ｅ）は負荷回路６のインダクタＬ１に流れる電流ＩL1を示し（図１１における右向きを正とする）、同図（ｆ）はチョッパ回路４を構成するインダクタＬ０に流れる電流ＩL0を示し（図１１における右向きを正とする）、同図（ｇ）は平滑コンデンサＣ０に流れる電流ＩC0を示している（図１１における下向きを正とする）。
【００５２】
（１）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした時点（時刻ｔ１）から第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンする時点（時刻ｔ２）までの期間Ｔ１（全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドオフタイム）においては、図１１（ａ）に示すようにインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出されて流れる保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時に、交流電源１より整流回路２及びインダクタＬ０を介して、負荷回路６→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０の径路で交流電源１から入力電流が引き込まれる。なお、このような動作は実施形態１における（１）の動作と共通である。
【００５３】
（２）” 第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしてインダクタＬ１に流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３の間）においては、図１１（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1により、インダクタＬ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ０を介して第２のスイッチング素子Ｑ２にチョッパ電流が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。なお、このような動作は実施形態１における（２）の動作と共通である。
【００５４】
（３）” 第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン状態から第２のスイッチング素子Ｑ２のみがオフするまでの期間Ｔ３（時刻ｔ３から時刻ｔ４の間）においては、図１１（ｃ）に示すようにインダクタＬ１に流れる共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０から第３のスイッチング素子Ｑ３→負荷回路６→第２のスイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。また、引き続き第３のスイッチング素子Ｑ３がオンしていることにより交流電源１から整流回路３及びインダクタＬ０を介して第３のスイッチング素子Ｑ３にチョッパ電流が流れて、交流電源１から入力電流が引き込まれる。なお、このような動作は実施形態１における（３）の動作と共通である。
【００５５】
（４）” 第３のスイッチング素子Ｑ３がオン状態で第１のスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの期間Ｔ４（時刻ｔ４から時刻ｔ５までの間）においては、図１２（ａ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる（ゼロクランプモード）。また、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００５６】
（５）” 第１のスイッチング素子Ｑ１がオンした時点（時刻ｔ５）から第３のスイッチング素子Ｑ３がオフする時点（時刻ｔ６）までの期間Ｔ５においては、図１２（ｂ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに（ゼロクランプモード）、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００５７】
（６）” 第３のスイッチング素子Ｑ３がオフした時点（時刻ｔ６）から第４のスイッチング素子Ｑ４がオンする時点（時刻ｔ７）までの期間Ｔ６においては、図１２（ｃ）に示すようにインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。同時にインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→交流電源１→整流回路３インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。なお、このような動作は実施形態１における（４）の動作と共通である。
【００５８】
（７）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしてインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転するまでの期間Ｔ７（時刻ｔ７から時刻ｔ８までの間）においては、図１３（ａ）に示すように引き続きインダクタＬ１の保持電流ＩL1によりインダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ４→インダクタＬ１の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。なお、このような動作は実施形態１における（５）の動作と共通である。
【００５９】
（８）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ１を流れる電流ＩL1が反転し、インダクタＬ０を流れるチョッパ電流ＩL0が無くなるまでの期間Ｔ８（時刻ｔ８から時刻ｔ９までの間）においては、図１３（ｂ）に示すようにインダクタＬ１の共振電流ＩL1が反転して、平滑コンデンサＣ０→第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れるとともに、インダクタＬ０の保持電流ＩL0によりインダクタＬ０→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→整流回路３→交流電源１→整流回路３→インダクタＬ０の径路でチョッパ電流ＩL0が流れて平滑コンデンサＣ０が充電される。なお、このような動作は実施形態１における（６）の動作と共通である。
【００６０】
（９）” 第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態でインダクタＬ０の電流ＩL0がゼロの期間Ｔ９（時刻ｔ９から時刻ｔ１０の間）においては、図１３（ｃ）に示すように引き続き平滑コンデンサＣ０から第１のスイッチング素子Ｑ１→負荷回路６→第４のスイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ０の径路で共振的に電流ＩL1，ＩC0が流れる。なお、このような動作は実施形態１における（７）の動作と共通である。
【００６１】
上記（１）”〜（９）”の動作を繰り返すことによって、負荷回路６の放電灯Ｌａに共振電流を流しつつチョッパ回路４により交流電源１の電源電圧に比例した入力電流を引き込んで力率を改善することができる。また、本実施形態においては、実施形態１と比較して第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを小さくすることで入力電力を抑制しているが、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフした後に第３のスイッチング素子Ｑ３がオフするまでの期間（４）”及び（５）”の動作モードをゼロクランプモードとしているので、負荷回路６に共振電流を流し続けることができる。
【００６２】
上述のように本実施形態では、放電灯Ｌａが高インピーダンスとなる始動時に、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを変化させることで負荷回路６に常時共振電流を流しつつ、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが対角辺の位置に在る第３のスイッチング素子Ｑ３のオンデューティよりも短い期間において、放電灯Ｌａに並列接続したコンデンサＣ１に直流電圧を充電し、その後、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが第３のスイッチング素子Ｑ３と同等となるようなオンデューティ制御を行っているので、共振用のコンデンサＣ１に充電された直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧を電源電圧として放電灯Ｌａの両端に十分な指導電圧を印加することができる。なお、図８〜図１０に示した回路構成に対して本実施形態の制御方法を適用しても同等の効果が得られる。
【００６３】
（実施形態３）
本実施形態は、従来例２と同様にフルブリッジ型のインバータ回路５とチョッパ回路４とで２つのスイッチ要素を兼用したものであり、図１５に示すように交流電源１の高周波成分を除去するフィルタ２と、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路、それぞれダイオードＤ３，Ｄ４が逆並列に接続された第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路を有するインバータ回路７と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサＣ０と、平滑コンデンサＣ０の両端間に逆並列に接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ６の直列回路、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端が接続された交流電源１の他端と２つのダイオードＤ５，Ｄ６の接続点との間に挿入されたインダクタＬ０を有し第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２により交流電源１を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路８と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に挿入される負荷回路６と、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する制御手段（図示せず）とを備えている。なお、実施形態１と同じ構成部分については同一の符号を付してある。
【００６４】
図示しない制御手段では、実施形態１，２と同様にチョッパ回路８と兼用するインバータ回路７の第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を間欠制御又はオンデューティ制御することにより、交流電源１からの入力電力を制御するとともに第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオフ動作させて、ゼロクランプモードの動作モードにより放電灯Ｌａに常時共振電流を流し続けることができる。
【００６５】
本実施形態のゼロクランプモードを利用しないときの動作、すなわち第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を同じタイミングでオンオフするとともに第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と相補的に第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を同じタイミングでオンオフする動作は従来例２と共通であり、交流電源１の正の半サイクルに第１のスイッチング素子Ｑ１がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると交流電源１からフィルタ２を介してインダクタＬ０→ダイオードＤ５→第１のスイッチング素子Ｑ１→交流電源１の径路でチョッパ電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフするとインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→ダイオードＤ５→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ２→交流電源１→フィルタ２の径路で交流電源１から入力電圧に比例した入力電流が引き込まれる。
【００６６】
一方、交流電源１の負の半サイクルでは第２のスイッチング素子Ｑ２がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすると交流電源１からフィルタ２を介して第２のスイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ６→インダクタＬ０→フィルタ２→交流電源１の経路でチョッパ電流が流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフするとインダクタＬ０の保持電流によりインダクタＬ０→フィルタ２→交流電源１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤ６の径路で交流電源１から入力電圧に比例した入力電流を引き込むことにより入力力率の改善を図ることができる。
【００６７】
それに対して、本実施形態のゼロクランプモードを利用したときの動作は以下のようになる。まず、交流電源１の正の半サイクルでは第１のスイッチング素子Ｑ１がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、交流電源１の負の半サイクルでは第２のスイッチング素子Ｑ２がチョッパ回路８と兼用のスイッチング素子として機能し、放電灯Ｌａの始動期間において、実施形態１と同様の間欠制御あるいは実施形態２と同様のオンデューティ制御を行うことにより、共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を充電可能とし、その後、コンデンサＣ１に充電した直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcにより、放電灯Ｌａに常時より高い始動電圧を印加することができる。また、本実施形態においては、交流電源１の半サイクル毎にコンデンサＣ１に直流電圧が重畳される方向が交互に入れ替わるため、放電灯Ｌａの管内の電子並びに各気体分子等の偏りを軽減することができ、始動後の放電灯Ｌａを短い時間で安定点灯させることが可能である。
【００６８】
（実施形態４）
本実施形態の回路構成は実施形態１と同一であるから図示並びに説明は省略する。実施形態１においては、放電灯Ｌａの始動時に共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を重畳したときに高電位となる方向が決定し、放電灯Ｌａの管内の電子や各気体分子が偏り、始動後に安定点灯状態まで移行するのに要する時間が長くなってしまう。
【００６９】
そこで、本実施形態では、チョッパ回路８と兼用する第２のスイッチング素子Ｑ２と反対側の対角辺の位置となる第１又は第３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３についても、第２のスイッチング素子Ｑ２と同様に間欠制御又はオンデューティ制御を行うことにより、コンデンサＣ１の任意の一方向に直流電圧を重畳し、その後、放電灯ＬａにコンデンサＣ１の直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcを印加し、続けてコンデンサＣ１の他の一方向に直流電圧を重畳し、その後、放電灯ＬａにコンデンサＣ１の直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcを印加するように制御している。その結果、平滑コンデンサＣ０の両端電圧ＶdcとコンデンサＣ１の直流電圧により、放電灯Ｌａの両方向に高い始動電圧を供給することができ、また、放電灯Ｌａの始動時に管内の電子や各気体分子の偏りを軽減し、始動後の放電灯Ｌａを短い時間で安定点灯状態へ移行させることができる。
【００７０】
（実施形態５）
本実施形態の回路構成も実施形態１と同一であるから図示並びに説明は省略する。
【００７１】
本実施形態は、放電灯Ｌａの始動時に互いに対角辺の位置に在る一方の組のスイッチング素子のオンデューティを長くし、他方の組のスイッチング素子のオンデューティを短くする点に特徴がある。
【００７２】
例えば、図１６（ａ）〜（ｄ）に示すように放電灯Ｌａの始動時に第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンデューティを長くするとともに、第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオンデューティを短くするように制御手段から制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。而して、このような制御を行えば、負荷回路６に対して直流電源となる平滑コンデンサＣ０が接続される期間がその方向について不平衡（アンバランス）となり、共振用のコンデンサＣ１に直流電圧を重畳した後、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティを同等とする制御に戻せば、コンデンサＣ１の直流電圧と平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖdcにより、図１６（ｅ）に示すように等価的により高い始動電圧を放電灯Ｌａの両端に印加することができる。
【００７３】
（実施形態６）
本実施形態の回路構成も実施形態１と同一であるから図示並びに説明は省略する。
【００７４】
本実施形態では、放電灯Ｌａの始動時にチョッパ回路８と兼用する第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを長くして間欠的に停止する期間を長くすることによって、交流電源１から入力電力を過剰に引き込むことなく、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時に負荷回路６に等価的により高い電圧を印加するようにしている。これによって、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時により高い電圧を発生することができ、さらに高い始動電圧を放電灯Ｌａの両端に印加することが可能となる。
【００７５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７６】
請求項２の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７７】
請求項３の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１及び第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１及び第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに第１又は第２のスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせることにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７８】
請求項４の発明は、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成るので、放電灯が高インピーダンスとなる予熱期間及び始動期間に第１及び第２のスイッチ要素をオンデューティ制御することにより、負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流電圧を重畳させ、これによって始動時に放電灯に供給する始動電圧のピーク値を高めることが可能となり、放電灯に対して十分に高い始動電圧を供給することができるという効果がある。
【００７９】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、制御手段が、互いに対角辺の位置関係にある第１及び第４のスイッチ要素の組を同時にオンオフし、互いに対角辺の位置関係にある第２と第３のスイッチ要素の組を同時にオンオフするとともに、放電灯の始動時に第１と第４及び第２と第３のスイッチ要素の各組を互いのオン期間を異ならせるようにして交互にオンオフして成るので、請求項１〜４の何れかの発明の効果に加えて、交流電源の半サイクル毎に負荷回路に含まれる共振用のコンデンサに直流重畳される方向が交互に入れ替わるため、放電灯の管内の電子並びに各気体分子等の偏りを軽減することができ、その結果、始動後の放電灯が安定点灯に移行するまでの時間を短縮することができるという効果がある。
【００８０】
請求項６の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれ寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタから成るので、請求項１〜５の何れかの発明の効果に加えて、第１〜第４のスイッチ要素の構成を簡素化することができるという効果がある。
【００８１】
請求項７の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれダイオードが逆並列に接続されたバイポーラトランジスタから成るので、請求項１〜５の何れかの発明の効果に加えて、電界効果トランジスタを用いる場合に比較して第１〜第４のスイッチ要素のオン抵抗を小さくすることができるという効果がある。
【００８２】
請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略９７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略２２９Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８３】
請求項９の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略１６０Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８４】
請求項１０の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、放電灯が、光路長が略１４００ｍｍ〜２５００ｍｍ、管径が略１８ｍｍ〜２９ｍｍであることを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図２】（ａ）〜（ｄ）は同上の動作説明図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明用の波形図である。
【図５】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図７】同上の動作説明用の波形図である。
【図８】同上の他の回路構成を示す概略回路構成図である。
【図９】同上のさらに他の回路構成を示す概略回路構成図である。
【図１０】同上のさらにまた他の回路構成を示す概略回路構成図である。
【図１１】（ａ）〜（ｃ）は実施形態２の動作説明図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図１３】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明用の波形図である。
【図１５】実施形態３を示す概略回路構成図である。
【図１６】（ａ）〜（ｄ）は実施形態５の動作説明図である。
【図１７】従来例１を示す概略回路構成図である。
【図１８】同上における制御回路の具体回路構成図である。
【図１９】同上の動作説明用の波形図である。
【図２０】同上の動作説明用の波形図である。
【図２１】従来例２を示す概略回路構成図である。
【図２２】同上の動作説明用の波形図である。
【図２３】環形蛍光灯を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は要部の説明図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
３ 整流回路
４ チョッパ回路
５ インバータ回路
６ 負荷回路
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｌ０，Ｌ１ インダクタ
Ｃ０ 平滑コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｌａ 放電灯
Claims (10)
- 交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子により断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、並びに逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路が平滑コンデンサの両端間に並列に接続されて成るインバータ回路と、放電灯並びにインダクタとコンデンサの共振回路を有し第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、第１及び第２のスイッチ要素の何れか一方をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用し、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１及び第２のスイッチ要素を間欠制御するとともに兼用される第１及び第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されるスイッチ要素を間欠制御し且つ当該兼用されるスイッチ要素を間欠的に停止させている期間に、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用されないスイッチ要素並びに当該兼用されないスイッチ要素の対角辺の位置に在る第３又は第４のスイッチ要素とを同時にオンオフするとともに第３及び第４のスイッチ要素を相補的にオンオフさせ、さらに前記兼用されるスイッチ要素を間欠的に動作させている期間には第１及び第２のスイッチ要素と第１及び第２のスイッチ要素のそれぞれ対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素を同時にオンオフさせるとともに第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素並びに第３のスイッチ要素と第４のスイッチ要素を各々相補的にオンオフさせて成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 逆方向の電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ要素の直列回路、逆方向の電流を阻止しない第３及び第４のスイッチ要素の直列回路を有するインバータ回路と、これら２つの直列回路が両端間に並列に接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に逆並列に接続された２つのダイオードの直列回路、第１及び第２のスイッチ要素の接続点に一端が接続された交流電源の他端と２つのダイオードの接続点との間に挿入されたインダクタを有し第１及び第２のスイッチ要素により交流電源を断続することで所望の出力を得るチョッパ回路と、第１及び第２のスイッチ要素の接続点と第３及び第４のスイッチ要素の接続点との間に挿入される負荷回路と、第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御する制御手段とを備え、制御手段が、第１又は第２のスイッチ要素のうちでインバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素のオフ時においても当該スイッチ要素の対角辺の位置に在る第３及び第４のスイッチ要素がオンとなる期間を有するように第１〜第４のスイッチ要素をオンオフ制御して成る放電灯点灯装置において、制御手段は、少なくとも放電灯の先行予熱期間及び始動期間において、インバータ回路とチョッパ回路で兼用される第１又は第２のスイッチ要素をオンデューティ制御して成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 制御手段は、互いに対角辺の位置関係にある第１及び第４のスイッチ要素の組を同時にオンオフし、互いに対角辺の位置関係にある第２と第３のスイッチ要素の組を同時にオンオフするとともに、放電灯の始動時に第１と第４及び第２と第３のスイッチ要素の各組を互いのオン期間を異ならせるようにして交互にオンオフして成ることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- 第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれ寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタから成ることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- 第１〜第４のスイッチ要素がそれぞれダイオードが逆並列に接続されたバイポーラトランジスタから成ることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯は、定格ランプ電力が略９７Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略２２９Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯は、定格ランプ電力が略６８Ｗ、定格ランプ電流が略０．４３Ａ、定格ランプ電圧が略１６０Ｖの環形蛍光灯であることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯は、光路長が略１４００ｍｍ〜２５００ｍｍ、管径が略１８ｍｍ〜２９ｍｍであることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30472499A JP4306050B2 (ja) | 1999-10-26 | 1999-10-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30472499A JP4306050B2 (ja) | 1999-10-26 | 1999-10-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001126890A JP2001126890A (ja) | 2001-05-11 |
| JP4306050B2 true JP4306050B2 (ja) | 2009-07-29 |
Family
ID=17936461
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30472499A Expired - Fee Related JP4306050B2 (ja) | 1999-10-26 | 1999-10-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4306050B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101131332B1 (ko) | 2005-12-30 | 2012-04-04 | 엘지디스플레이 주식회사 | 액정표시장치의 백라이트 유닛 |
| JP5633778B2 (ja) * | 2010-04-01 | 2014-12-03 | ミネベア株式会社 | スイッチング電源装置 |
| KR101522412B1 (ko) * | 2013-12-26 | 2015-05-26 | 주식회사 효성 | 양방향 직류 차단장치 |
| KR101522413B1 (ko) * | 2013-12-30 | 2015-05-28 | 주식회사 효성 | 고전압 ｄｃ 차단기 |
-
1999
- 1999-10-26 JP JP30472499A patent/JP4306050B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001126890A (ja) | 2001-05-11 |
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| JPH0440838B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060921 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080509 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080513 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090316 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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