JP2001231267A - 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】交流電源からの入力電流に歪が少なく、低い耐
圧のスイッチンク゛素子を用いても高い入力電圧に対応可能な
電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置を提供する。 【解決手段】部分平滑回路Sと変形ハーフフ゛リッシ゛型のインハ゛ータ
回路INVとを組み合わせ、ローサイト゛側のスイッチンク゛素子Q2がオン
したときに充電するように部分平滑回路Sを接続し、負
荷回路LDをハイサイト゛側のスイッチンク゛素子Q1に並列に接続した
構成とし、ローサイト゛側のスイッチンク゛素子Q2がオンしたときに部
分平滑回路Sが充電し、ローサイト゛側のスイッチンク゛素子Q2に流れ
る電流はハイサイト゛側のスイッチンク゛素子Q1よりも多く流れ、ローサ
イト゛側のスイッチンク゛素子Q2は電源電圧以上の電圧はかから
ず、ハイサイト゛側のスイッチンク゛素子Q1には変形ハーフフ゛リッシ゛型のイン
ハ゛ータ回路INVの負荷側インタ゛クタンスと第２のコンテ゛ンサC2で振動
した電圧が印加され、電源電圧より高い電圧がかかる。
即ち、ハイサイト゛側のスイッチンク゛素子Q1とローサイト゛側のスイッチンク゛素
子Q2で、同程度の大きさのスイッチンク゛素子を使用可能とな
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源からの入
力電流の歪を改善可能な部分平滑回路を用いて構成され
る電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、交流電源を整流し平滑して得た直
流電圧を、スイッチング素子をオン，オフさせることに
よって交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回
路を用いた電源装置が知られている。このような電源装
置では、交流電源からの入力電流の歪を改善することが
要求されている。

【０００３】そこで、交流電源ＡＣをダイオードブリッ
ジのような全波整流回路で整流し、該全波整流電圧（直
流出力電圧）を、上記入力電流の歪を改善する目的の部
分平滑回路を通した後、インバータ回路により高周波交
流電圧に変換して負荷回路ＬＤに供給する電源装置が開
発されている。

【０００４】図１３は、部分平滑回路と１石式のインバ
ータ回路を組み合わせた従来の電源装置の回路図を示し
ている。ここでは、電源装置の一例として、負荷回路Ｌ
Ｄに放電灯回路を用いた放電灯点灯装置について説明す
る。

【０００５】図１３において、電源装置は、交流電源Ａ
Ｃからの電圧をフィルタＦＩＬを介してダイオードブリ
ッジ（Ｄ1 〜Ｄ4 ）のような整流回路ＲＥＣに供給し、
整流回路ＲＥＣで全波整流した後、高周波バイパス回路
（Ｃ1 ，Ｄ5 ，Ｃ2 ）を介し、さらに部分平滑回路Ｓを
介して１石式インバータ回路ＩＮＶの両端に供給する構
成となっている。前記高周波バイパス回路は、整流回路
ＲＥＣの出力端間に並列的に接続した高周波バイパス用
の第１のコンデンサＣ1 及び高周波バイパス用の第２の
コンデンサＣ2 と、該第１，第２のコンデンサＣ1 ，Ｃ
2 の正極端子間に接続した第１のダイオードＤ5 とから
構成されている。前記第１，第２のコンデンサＣ1 ，Ｃ
2はほぼ同容量にされている。

【０００６】部分平滑回路Ｓは、前記第１のダイオード
Ｄ5 のカソードと前記第２のコンデンサＣ2 の接続点
と、基準電位ラインＬref との間に平滑コンデンサＣ3
とコイルＬ1 とダイオードＤ6 の直列回路を接続し、コ
イルＬ1 とダイオードＤ6 のカソードの接続点にダイオ
ードＤ7 のアノードを接続して構成されている。

【０００７】インバータ回路ＩＮＶは、１石式のインバ
ータ回路で構成され、前記平滑コンデンサＣ3 の正極側
出力端と前記基準電位ラインＬref との間に共振コンデ
ンサＣ4 とスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタ
とを直列に接続し、共振コンデンサＣ4 とスイッチング
素子Ｑ1 のコレクタとの接続点を前記部分平滑回路Ｓの
ダイオードＤ7 のカソードに接続する一方共振コイルＬ
2 を介して前記絶縁トランスＴ1 の１次巻線のもう一方
の端部に接続し、前記スイッチング素子Ｑ1 のベース１
に図示しない駆動回路からの高周波信号（例えば５０ｋ
Ｈz）を供給して前記スイッチング素子Ｑ1 をオン／オ
フ制御する構成とし、さらに前記絶縁トランスＴ1 の２
次巻線の両端間には、放電灯ＦＬの一方のフィラメント
と予熱用コンデンサＣ5 ともう一方のフィラメントとを
直列に接続している。絶縁トランスＴ1 と放電灯ＦＬと
予熱用コンデンサＣ5 とは、負荷回路ＬＤを構成してい
る。

【０００８】なお、スイッチング素子Ｑ1 としてバイポ
ーラトランジスタを用いた場合には、コレクタ・エミッ
タ間に並列に逆導通用のダイオードが必要になるが、図
１３の従来例では、ダイオードＤ6 ，Ｄ7 の直列回路が
Ｑ1 の逆導通用ダイオードの機能を果たしているので、
逆導通用のダイオードを別に接続していない。

【０００９】上記の電源装置で、交流電源ＡＣが投入さ
れている状態では、前記第２のコンデンサＣ2 の両端電
圧をＶDCとし、前記平滑コンデンサＣ3 の両端電圧をＶ
C3としたときの、それぞれの電圧ＶDC，ＶC3の関係は図
１４に示すようになっている。平滑コンデンサＣ3 の両
端電圧ＶC3は一点鎖線に示すようにほぼ一定の電位とな
っているが、第２のコンデンサＣ2 の両端電圧ＶDCは実
線に示されるように整流回路ＲＥＣの全波整流出力波形
に対してその波形の谷の部分（電源ゼロクロス付近）が
埋まるような波形となっている。即ち、全波整流出力波
形の平滑電圧ＶC3よりも低い部分では、整流波形の谷を
埋めかつ谷底に相当する部分（電源ゼロクロス部分）が
尖ったような波形となっている。

【００１０】次に、電源電圧（全波整流回路ＲＥＣの整
流電圧）ＶREC と平滑コンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3と
について、図１４の波形における、i）ＶREC ＞ＶC3 の
期間（即ち電源ピーク付近）と、ii）ＶREC ＜ＶC3 の
期間（即ち電源ゼロクロス付近）と、に分けて動作を説
明する。

【００１１】i）ＶREC ＞ＶC3 の期間は、図１３にスイ
ッチング素子Ｑ1 のオン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）に伴
う電流経路を記入してある。

【００１２】図１３で、スイッチング素子Ｑ1 がオンし
たときは、交流電源ＡＣから整流回路ＲＥＣ，平滑コン
デンサＣ3 ，コイルＬ1 ，ダイオードＤ7 ，スイッチン
グ素子Ｑ1 ，基準電位ラインＬref と電流が流れると共
に、交流電源ＡＣから整流回路ＲＥＣ，絶縁トランスＴ
1 の１次巻線，コイルＬ2 ，スイッチング素子Ｑ1，基
準電位ラインＬref と電流が流れる。スイッチング素子
Ｑ1 がオフしたときには、コイルＬ2 ，コンデンサＣ4
，絶縁トランスＴ1 の１次巻線の経路で流れ、コンデ
ンサＣ4 の充電後はその逆の経路で流れる（共振電流）
一方、コイルＬ1，ダイオードＤ7 ，コンデンサＣ4 ，
平滑コンデンサＣ3のようにも流れる。

【００１３】ii）ＶREC ＜ＶC3 の期間は、図１５にス
イッチング素子Ｑ1 のオン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）に
伴う電流経路を記入してある。

【００１４】図１５で、スイッチング素子Ｑ1 がオンし
たときは、第２のコンデンサＣ2 から絶縁トランスＴ1
の１次巻線，コイルＬ2 ，スイッチング素子Ｑ1，基準
電位ラインＬref と電流（主として第２のコンデンサＣ
2 からの電流であるが、平滑コンデンサＣ3 や第１のコ
ンデンサＣ1 からの電流も含まれる）が流れる。スイッ
チング素子Ｑ1 がオフしたときには、コイルＬ2 ，コン
デンサＣ4 ，絶縁トランスＴ1 の１次巻線の経路で流
れ、コンデンサＣ4 の充電後はその逆の経路で流れる
（共振電流）。

【００１５】ところで、図１３（図１５）に示した装置
では、交流電源ＡＣの電源電圧が例えば２００Ｖである
場合には、スイッチング素子Ｑ1 には共振電圧が印加さ
れるため最大で１５００Ｖ位の電圧がかかり、これに耐
え得る耐圧スイッチング素子としてはバイポーラトラン
ジスタしかなく、このバイポーラトランジスタに代え
て、ＩＣ化が容易なＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を
用いることができなかった。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、入力電流
歪を改善する部分平滑回路と１石式インバータ回路とを
組み合わせた従来の電源装置では、入力電圧の高い条件
でも、ＩＣ化が可能な低い耐圧のスイッチング素子を用
いることができないという問題があった。

【００１７】そこで、本発明は上記の問題に鑑み、交流
電源からの入力電流に歪が少なく、ＩＣ化可能な低い耐
圧のスイッチング素子を用いても、高い入力電圧に対応
可能な電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置を提供す
ることを目的とするものである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
る電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流
回路と；前記整流回路の出力端間に並列的に接続される
第１，第２のコンデンサとこれらのコンデンサの正極間
に接続される第１のダイオードを含む高周波バイパス回
路と；前記高周波バイパス回路の出力を平滑する部分平
滑回路と；ハイサイド側，ローサイド側にそれぞれ第
１，第２のスイッチング素子を備え、これらのスイッチ
ング素子のスイッチング作用を利用して、前記部分平滑
回路からの直流電圧を所定の周波数の高周波電圧に変換
し、負荷回路を駆動するハーフブリッジ型のインバータ
回路と；を具備したことを特徴とする。

【００１９】請求項１の発明において、前記整流回路は
例えばダイオードブリッジによる全波整流回路で構成さ
れる。前記スイッチング素子としては、例えば電界効果
トランジスタ（ＦＥＴ）を用いることができる。この場
合、電界効果トランジスタがその構成上内蔵している寄
生ダイオードを逆導通用に利用することができる。

【００２０】スイッチング素子のスイッチング周波数
は、整流回路の出力周波数より高く、数十ｋＨｚ以上が
好ましく、４０〜５０ｋＨｚ程度がより好ましい。（以
上は以下の説明についても同様である。）請求項２記載
の発明は、請求項１に記載の電源装置において、前記ハ
ーフブリッジ型のインバータ回路は、ローサイド側のス
イッチング素子がオンしたときに充電するように前記部
分平滑回路を接続し、前記負荷回路をハイサイド側のス
イッチング素子に並列的に接続する変形ハーフブリッジ
型のインバータ回路で構成したことを特徴とする。

【００２１】請求項３記載の発明は、請求項１記載の電
源装置において、前記整流回路をダイオードブリッジで
構成し、前記高周波バイパス回路を構成する前記第１，
第２のコンデンサと前記第１のダイオードについては、
前記第１のコンデンサを前記ダイオードブリッジの前段
に配置し、前記第２のコンデンサを前記ダイオードブリ
ッジの後段に配置し、前記第１のダイオードを前記ダイ
オードブリッジと兼用にする構成としたことを特徴とす
る。

【００２２】この発明において、第１のダイオードの兼
用となるダイオードブリッジを高速ダイオードに置き換
えることが好ましい。

【００２３】請求項４記載の発明は、請求項１乃至３の
いずれか１つに記載の電源装置において、前記ハーフブ
リッジ型のインバータ回路における前記第１，第２のス
イッチング素子を、ＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴
とする。

【００２４】請求項５記載の発明は、請求項１乃至４の
いずれか１つに記載の電源装置において、前記高周波バ
イパス回路における前記第２のコンデンサを、基板上に
て前記ハーフブリッジ型のインバータ回路の近くに配置
したことを特徴とする。

【００２５】請求項６記載の発明による電源装置は、交
流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流
回路の出力端間に並列的に接続される第１，第２のコン
デンサとこれらのコンデンサの正極間に接続される第１
のダイオードを含む高周波バイパス回路と；前記高周波
バイパス回路の出力を平滑する部分平滑回路と；１つの
スイッチング素子を備え、このスイッチング素子のスイ
ッチング作用を利用して、前記部分平滑回路からの直流
電圧を所定の周波数の高周波電圧に変換し、負荷回路を
駆動する１石式のインバータ回路と；を具備し、前記高
周波バイパス回路における前記第２のコンデンサを、基
板上にて前記１石式のインバータ回路の近くに配置した
ことを特徴とする。

【００２６】請求項７記載の発明は、請求項６記載の電
源装置において、前記１石式のインバータ回路は、さら
に共振回路を備え、該振回路における共振コンデンサを
ハイサイド側とローサイド側の２つに分けたことを特徴
とする。

【００２７】請求項８記載の発明による放電灯点灯装置
は、前記負荷回路は、放電灯回路であることを特徴とす
る。

【００２８】この説明において、放電灯は、蛍光ラン
プ、高輝度放電灯等どのような放電灯であってもよい。
（以上は以下の説明についても同様である。）請求項９
記載の発明による照明装置は、請求項８記載の放電灯点
灯装置と；この放電灯点灯装置における放電灯が装着さ
れる照明器具本体と；を具備したことを特徴とする。

【００２９】請求項１の発明においては、部分平滑回路
とハーフブリッジ型のインバータ回路とを組み合わせた
構成とすることにより、部分平滑回路により入力電流歪
を改善できると共に、ハーフブリッジ型のインバータ回
路により高い入力電圧に対しても、高い耐圧のスイッチ
ング素子が不要になる。

【００３０】請求項２の発明においては、充電回路及び
負荷回路と、２つのスイッチング素子との、バランスの
良い組み合わせにより、入力電圧の高い条件でも使用可
能な回路を構成できる。

【００３１】請求項３の発明においては、第１のコンデ
ンサをダイオードブリッジの前段に配置し、第２のコン
デンサをダイオードブリッジの後段に配置し、第１のダ
イオードをダイオードブリッジと兼用にする構成とし、
部品点数を削減できる。なお、兼用するダイオードを高
速用にすることが好ましい。

【００３２】請求項４の発明においては、ハーフブリッ
ジ型のインバータ回路の第１，第２のスイッチング素子
にＭＯＳＦＥＴを使用することで、ＩＣ等を使用した駆
動が可能になる。

【００３３】請求項５，６においては、第２のコンデン
サを、基板上でハーフブリッジ型インバータ回路又は１
石式インバータ回路の近くに配置したので、大きな電流
が流れる基板上のパターンを短くできる。

【００３４】請求項７においては、共振コンデンサをハ
イサイド側とローサイド側の２つに分けたことにより共
振コンデンサにかかる耐圧を分散できると共に、クレス
トファクタが良くなり、第２のコンデンサに流れる電流
が増えるため、大きな電流が流れる基板上のパターンを
短くする効果が大きくなる。

【００３５】請求項８の発明においては、部分平滑回路
により入力電流歪を改善できると共に、ハーフブリッジ
型のインバータ回路により高い入力電圧に対しても、高
い耐圧のスイッチング素子が不要な放電灯点灯装置を実
現できる。

【００３６】請求項９の発明においては、部分平滑回路
により入力電流歪を改善できると共に、ハーフブリッジ
型のインバータ回路により高い入力電圧に対しても、高
い耐圧のスイッチング素子が不要な照明装着を実現でき
る。

【００３７】

【発明の実施の形態】発明の実施の形態について図面を
参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態の
電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、部分平
滑回路と変形ハーフブリッジ型のインバータ回路を組み
合わせた構成としている。ここでは、電源装置の一例と
して、負荷回路ＬＤに放電灯回路を用いた放電灯点灯装
置の構成を示している。

【００３８】図１において、電源装置は、交流電源ＡＣ
からの電圧をフィルタＦＩＬを介してダイオードブリッ
ジ（Ｄ1 〜Ｄ4 ）のような整流回路ＲＥＣに供給し、整
流回路ＲＥＣで全波整流した後、高周波バイパス回路
（Ｃ1 ，Ｄ5 ，Ｃ2 ）を介し、さらに部分平滑回路Ｓを
介して変形ハーフブリッジ型インバータ回路ＩＮＶの両
端に供給する構成となっている。前記高周波バイパス回
路は、整流回路ＲＥＣの出力端間に並列的に接続した高
周波バイパス用の第１のコンデンサＣ1 及び高周波バイ
パス用の第２のコンデンサＣ2 と、該第１，第２のコン
デンサＣ1 ，Ｃ2 の正極端子間に接続した第１のダイオ
ードＤ5 とから構成されている。前記第１，第２のコン
デンサＣ1 ，Ｃ2はほぼ同容量にされている。

【００３９】部分平滑回路Ｓは、前記第１のダイオード
Ｄ5 のカソードと前記第２のコンデンサＣ2 の接続点
と、基準電位ラインＬref との間に平滑コンデンサＣ3
とコイルＬ1 とダイオードＤ6 の直列回路を接続し、コ
イルＬ1 とダイオードＤ6 のカソードとの接続点にダイ
オードＤ7 のアノードを接続した構成となっている。

【００４０】インバータ回路ＩＮＶは、変形ハーフブリ
ッジ型のインバータ回路で構成され、前記平滑コンデン
サＣ3 の正極側出力端と基準電位ラインＬref との間
に、第１，第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を直列に
接続し、第１のスイッチング素子Ｑ1 の高電位ラインを
共振コンデンサＣ4 を介して絶縁トランスＴ1 の１次巻
線の一端に接続し、第１，第２のスイッチング素子Ｑ1
，Ｑ2 の接続点を前記部分平滑回路ＳのダイオードＤ7
のカソードに接続する一方共振コイルＬ2 を介して前
記絶縁トランスＴ1 の１次巻線のもう一方の端部に接続
し、前記第１，第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の各
ベースにそれぞれ高周波パルス発生手段である駆動回路
１０から互いに極性の異なる所定周波数（例えば５０ｋ
Ｈz）の高周波パルスを供給して前記スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン／オフ制御する構成とし、前記
絶縁トランスＴ1 の２次巻線の両端子間には、放電灯Ｆ
Ｌの一方のフィラメントと予熱用コンデンサＣ5 ともう
一方のフィラメントとを直列に接続している。絶縁トラ
ンスＴ1 と放電灯ＦＬと予熱用コンデンサＣ5 とは、負
荷回路ＬＤを構成している。

【００４１】以下の説明で、第１のスイッチング素子Ｑ
1 は高電位側（ハイサイド側という）のスイッチング素
子Ｑ1 、第２のスイッチング素子Ｑ2 は低電位側（ロー
サイド側という）のスイッチング素子Ｑ2 と呼ぶことが
ある。

【００４２】上記駆動回路１０は、図３(a) ，(b) に示
すような互いに極性の異なる所定周波数（例えば５０ｋ
Ｈz）のスイッチング用高周波パルスを発生して、ハイ
サイド側のスイッチング素子Ｑ1 ，ローサイド側のスイ
ッチング素子Ｑ2 の各ゲートに供給し、これらスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン／オフ（ＯＮ／ＯＦ
Ｆ）駆動するようになっている。なお、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 に供給するスイッチングパルスには、両ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を同時にオフ（ＯＦＦ）状態
とする期間ｔが存在している。

【００４３】上記構成の電源装置においては、部分平滑
回路Ｓと変形ハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶ
とを組み合わせた構成とすることにより、部分平滑回路
Ｓにより入力電流Ｉinの歪を改善できると共に、変形ハ
ーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶにより高い入力
電圧（例えば２００Ｖ入力）に対しても、高い耐圧のス
イッチング素子（例えばバイポーラトランジスタ）を用
いる必要はなくなる。図１の構成では、第１，第２のス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 として、図２に示すようなＭ
ＯＳＦＥＴも使用可能となり、ＩＣ（集積）回路で構成
することが可能となる。なお、スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 としてＦＥＴを用いた場合には、その構成上内蔵し
ている寄生ダイオードを逆導通用に利用することがで
き、逆導通用のダイオードＤ11，Ｄ12を別に接続しなく
てもよい。

【００４４】図４は、図１の回路各部の電圧及び電流の
波形図である。図４の縦の各列(a) ，(b) ，(c) におい
て、図４(a) は放電灯ＦＬが点灯した時の、交流電源Ａ
Ｃの電源周波数が例えば５０Ｈｚの場合の電源周期での
波形を示し、図４(b) は図４(a) の波形における電源電
圧が高いとき（即ち電源ピーク付近）を時間軸方向に拡
大して示し、図４(c) は図４(a) の波形における電源電
圧が低いとき（即ち電源ゼロクロス付近）を時間軸方向
に拡大して示している。

【００４５】また、図４の横の各行においては、ＶDCは
第２のコンデンサＣ2 の両端電圧、Ｉinは交流電源ＡＣ
から入力する入力電流Ｉin、ＶDS（Ｑ1）はスイッチン
グ素子Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧、ＩD（Ｑ1）はス
イッチング素子Ｑ1 のドレイン電流、ＶDS（Ｑ2）はス
イッチング素子Ｑ2 のドレイン・ソース間電圧、ＩD
（Ｑ2）はスイッチング素子Ｑ2 のドレイン電流であ
る。

【００４６】図５は図４のＶDS（Ｑ1）のドレイン・ソ
ース間の電圧波形を更に拡大して示すもので、電源ピー
ク付近(b) に相当する波形と、電源ゼロクロス付近(c)
に相当する波形と、両者(b) ，(c) 間の谷部分に相当す
る波形とを示してある。

【００４７】次に、図１の回路動作を説明する。図４
(a) に示す電源周期における電源電圧が高い時（図４
(b) の電源ピーク付近のとき）の動作を、図１を参照し
ながら説明する。

【００４８】ローサイド側のスイッチング素子Ｑ2 がオ
ンで、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ1 がオフの時
は、交流電源ＡＣから整流回路ＲＥＣを通り、第１のダ
イオードＤ5 を通って、平滑コンデンサＣ3 を充電しな
がらコイルＬ1 ，ダイオードＤ7 及びローサイド側スイ
ッチング素子Ｑ2 を経て電流が流れると共にダイオード
Ｄ5 を通った電流は共振コンデンサＣ4 ，トランスＴ1
の１次巻線，共振コイルＬ2 及びローサイド側スイッチ
ング素子Ｑ2 を経て電流が流れるそして、ローサイド側
のスイッチング素子Ｑ2 がオフで、ハイサイド側のスイ
ッチング素子Ｑ1 がオンの状態となった時には、コイル
Ｌ2 などに蓄えられたエネルギーに基づいてスイッチン
グ素子Ｑ1 を通りコンデンサＣ4 との間で共振する形で
電流となって流れる一方コイルＬ1 に蓄えたエネルギー
に基づいてダイオードＤ7 ，スイッチング素子Ｑ1 及び
平滑コンデンサＣ3 のルートで電流が流れる。このよう
にローサイド側のスイッチング素子Ｑ2 がオンしたとき
に部分平滑回路Ｓの平滑コンデンサＣ3 が充電されるよ
うにスイッチング素子Ｑ2 に充電電流が流れるが、この
充電電流はハイサイド側のスイッチング素子Ｑ1 がオン
したときにスイッチング素子Ｑ1 に流れる電流量よりも
多い。

【００４９】次に、図４(a) に示す電源周期における電
源電圧が低い時（図４(c) の電源ゼロクロス付近のと
き）の動作を、図６(a) 〜(d) を参照しながら説明す
る。

【００５０】スイッチング素子Ｑ1 がオフで、スイッチ
ング素子Ｑ2 がオンしたときには、図６(a) に示すよう
に第２のコンデンサＣ2 からコンデンサＣ4 ，絶縁トラ
ンスＴ1 の１次巻線，コイルＬ2 ，スイッチング素子Ｑ
2 ，基準電位ラインＬref と電流（主として第２のコン
デンサＣ2 からの電流であるが、平滑コンデンサＣ3や
第１のコンデンサＣ1 からの電流も含まれる）が流れ
る。スイッチング素子Ｑ1 がオフの状態で、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフしたときには、コイルＬ2 ，ダイオー
ドＤ11，コンデンサＣ4 ，絶縁トランスＴ1 の１次巻線
の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ1 がオンする
と、図６(c) に示すようにコンデンサＣ4の充電電荷が
スイッチング素子Ｑ1 を通って図６(b) とは逆の経路で
流れる。その後、スイッチング素子Ｑ2 がオフ状態でス
イッチング素子Ｑ1 がオフすると、図６(d) に示すよう
に図６(c) の状態から第２のコンデンサＣ2 を充電する
方向に電流が流れる。つまり、コンデンサＣ4 ，第２の
コンデンサＣ2 ，ダイオードＤ12，コイルＬ2，絶縁ト
ランスＴ1 の１次巻線の経路で電流が流れる。その後
は、スイッチング素子Ｑ1 がオフの状態でスイッチング
素子Ｑ2 がオンしたときには、図６(a) の状態に戻り、
図６(d) の時に第２のコンデンサＣ2 に充電された電荷
が、コンデンサＣ4 ，絶縁トランスＴ1 の１次巻線，コ
イルＬ2 ，スイッチング素子Ｑ2 の経路で流れることに
なる。このように電源電圧が低い時には、図４(a) のＶ
DS（Ｑ1 ）にも示されているように、ハイサイド側のス
イッチング素子Ｑ1 には負荷側のコイルＬ2 と第２のコ
ンデンサＣ2 に基づいた振動した電圧が印加されるた
め、電源電圧以上の電圧が加わることになる。しかしな
がら、この時のスイッチング素子Ｑ1 に流れる電流量
は、スイッチング素子Ｑ2 に流れる電流量に比べて少な
い。

【００５１】以上述べた図１の実施の形態によれば、部
分平滑回路Ｓと変形ハーフブリッジ型のインバータ回路
ＩＮＶとを組み合わせ、ローサイド側のスイッチング素
子Ｑ2 がオンしたときに充電するように部分平滑回路Ｓ
を接続して、負荷回路ＬＤをハイサイド側のスイッチン
グ素子Ｑ1 に並列に接続する構成としたことにより、ロ
ーサイド側のスイッチング素子Ｑ2 がオンしたときに部
分平滑回路Ｓが充電し、ローサイド側のスイッチング素
子Ｑ2 に流れる電流はハイサイド側のスイッチング素子
Ｑ1 よりも多く流れる。また、負荷回路ＬＤをハイサイ
ド側のスイッチング素子Ｑ1 に並列に接続した場合、ロ
ーサイド側のスイッチング素子Ｑ2 は電源電圧以上の電
圧はかからないが、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ
1 には、インバータ回路ＩＮＶの負荷側のインダクタン
スと第２のコンデンサＣ2 で振動した電圧が印加される
ため、電源電圧より高い電圧がかかる。つまり、本実施
の形態の構成にすることで、ハイサイド側のスイッチン
グ素子Ｑ1 とローサイド側のスイッチング素子Ｑ2 で以
下の表１のような使い分けができ、同程度の電力容量
（即ち同程度の大きさ）のスイッチング素子を使用する
ことができる。

【００５２】

【表１】 図７は本発明の第２の実施の形態の電源装置を示す回路
図である。図７の実施の形態で、図１と異なる点は、高
周波バイパス回路を構成する前記第１，第２のコンデン
サＣ1 ，Ｃ2 と前記第１のダイオードＤ5 については、
前記第１のコンデンサＣ1 を整流回路ＲＥＣを構成する
ダイオードブリッジの前段に配置し、前記第２のコンデ
ンサＣ2 を前記ダイオードブリッジの後段に配置し、前
記第１のダイオードＤ5 を前記ダイオードブリッジと兼
用にすることで、第１のダイオードＤ5 を省略したこと
である。これにより、部品点数を削減できる。ただし、
兼用するダイオードブリッジＲＥＣのダイオードとして
高速用ダイオードを使用することが好ましい。高速用ダ
イオードとしては、ＦＲＤ（高速逆回復ダイオード）或
いはＳＢＤ（ショトキーバリアダイオード）がある。

【００５３】なお、以上述べた第１，第２の実施の形態
では、負荷回路ＬＤがハイサイド側のスイッチング素子
Ｑ1 に並列に接続する変形ハーフブリッジ型のインバー
タ回路について説明したが、本発明はこれに限定され
ず、負荷回路ＬＤがハイサイド側，ローサイド側のスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の両方に跨って接続する形態の
通常のハーフブリッジ型のインバータ回路に対して応用
することも可能である。

【００５４】図８〜図１１は本発明の第３の実施の形態
の電源装置を説明するための図である。図８及び図９は
本発明実施の形態と比較するための、従来例の回路図及
びその基板上の配置図を示しており、図１０及び図１１
は本発明実施の形態の回路図及びその基板上の配置図を
示している。本実施の形態では、部分平滑回路と１石式
インバータ回路とを組み合わせたものについて説明す
る。

【００５５】図８は図１５（又は図１３）と同じであ
る。図９は図８の回路を基板上に配置した場合を概略的
に示している。従来、高周波バイパス回路の第２のコン
デンサＣ2 は、基板上で、電源回路側である整流回路
（ＲＥＣ）の直ぐ近くに配置されており、１石式インバ
ータ回路とは離れた場所に配置されていた。しかしなが
ら、第２のコンデンサＣ2 がインバータ回路側から離れ
た場所に配置されていると、第２のコンデンサＣ2とイ
ンバータ回路側の間の主回路電流が流れる導体パターン
路が長くなる。つまり、基板上で大きな電流が流れる距
離が長くなり、損失が大きい。また、ハイサイド側にあ
る共振コンデンサＣ4 にかかる高電圧（耐圧）を分散さ
せる目的で、共振コンデンサＣ4 をハイサイド側とロー
サイド側の２つに分けた構成とした場合、クレストファ
クタが良くなるものの、第２のコンデンサＣ2 に流れる
電流が増えるため、大きな電流（主回路電流）が流れる
距離が長くなることの悪影響が大きくなる。

【００５６】そこで、本発明の第３の実施の形態では、
図１０及び図１１に示すように、第２のコンデンサＣ2
をインバータ回路側のすぐ近く或いはインバータ回路側
に配置することにより、大きな電流（主回路電流）が流
れる基板上の導体パターン路を短くしたものである。

【００５７】さらに、前記共振コンデンサＣ4 （図８参
照）をハイサイド側とローサイド側の２つの共振コンデ
ンサＣ41，Ｃ42（図１０参照）に分けた構成とすること
によって、クレストファクタが良くなり、第２のコンデ
ンサＣ2 に流れる電流が増えるため、大きな電流（主回
路電流）が流れる基板上の導体パターンを短くする効果
がより大きくなる。

【００５８】なお、図１０及び図１１では、部分平滑回
路と１石式インバータ回路を用いた電源装置を例として
説明しているが、図１０及び図１１で述べた発明の一部
を、部分平滑回路と変形ハーフブリッジ型インバータ回
路を用いた図１の電源装置に適用することも可能であ
る。即ち、図１における前記第２のコンデンサＣ2 を、
基板上で変形ハーフブリッジ型インバータ回路の近く或
いは該インバータ回路内に配置することにより、主回路
電流の流れる導体パターンの距離を短くして、損失を軽
減することが可能となる。

【００５９】図１２は、図１〜図１１で説明した電源装
置における負荷回路ＬＤを放電灯回路とした場合の放電
灯点灯装置を搭載した照明装置を示す斜視図である。

【００６０】図１２において、照明装置２０は、天井等
に取り付けられた照明器具本体２１と、この照明器具本
体２１の内部に配設した放電灯点灯装置２２とで構成さ
れている。放電灯点灯装置２２は部分平滑回路と変形ハ
ーフブリッジ型インバータ回路を備えた放電灯点灯装
置、或いは部分平滑回路と１石式インバータ回路を備え
た放電灯点灯装置であって、放電灯点灯装置２２におけ
る放電灯ＦＬは、照明器具本体２１の外面に装着されて
いる。この放電灯点灯装置２２として図１〜図１１に示
した電源装置が用いられるので、入力電流歪を改善でき
ると共に、高い入力電圧に対しても、高い耐圧のスイッ
チング素子が不要でＩＣ駆動が可能な放電灯点灯装置及
び照明装置を実現できる。

【００６１】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、部分平滑回路
とハーフブリッジ型のインバータ回路とを組み合わせた
構成とすることにより、部分平滑回路により入力電流歪
を改善できると共に、ハーフブリッジ型のインバータ回
路により高い入力電圧に対しても、高い耐圧のスイッチ
ング素子が不要になり、ＩＣ化が可能な低い耐圧のスイ
ッチング素子が使用可能となる。

【００６２】請求項２の発明によれば、充電回路及び負
荷回路と、２つのスイッチング素子との、バランスの良
い組み合わせにより、入力電圧の高い条件でも使用可能
な回路を構成できる。

【００６３】請求項３の発明によれば、第１のコンデン
サをダイオードブリッジの前段に配置し、第２のコンデ
ンサをダイオードブリッジの後段に配置し、第１のダイ
オードをダイオードブリッジと兼用にする構成とし、高
速用にすることで部品点数を削減できる。

【００６４】請求項４の発明においては、ハーフブリッ
ジ型のインバータ回路の第１，第２のスイッチング素子
にＭＯＳＦＥＴを使用することで、ＩＣ等を使用した駆
動が可能になる。

【００６５】請求項５，６によれば、第２のコンデンサ
を、基板上でハーフブリッジ型インバータ回路又は１石
式インバータ回路の近くに配置したので、大きな電流が
流れる基板上のパターンを短くできる。

【００６６】請求項７によれば、共振コンデンサをハイ
サイド側とローサイド側の２つに分けたことにより共振
コンデンサにかかる耐圧を分散できると共に、クレスト
ファクタが良くなり、第２のコンデンサに流れる電流が
増えるため、大きな電流が流れる基板上のパターンを短
くする効果が大きくなる。

【００６７】請求項８の発明によれば、部分平滑回路に
より入力電流歪を改善できると共に、ハーフブリッジ型
のインバータ回路により高い入力電圧に対しても、高い
耐圧のスイッチング素子が不要で、ＩＣ化が可能な低い
耐圧のスイッチング素子を使用可能な放電灯点灯装置を
実現できる。

【００６８】請求項９の発明によれば、部分平滑回路に
より入力電流歪を改善できると共に、ハーフブリッジ型
のインバータ回路により高い入力電圧に対しても、高い
耐圧のスイッチング素子が不要、ＩＣ化が可能な低い耐
圧のスイッチング素子を使用可能な照明装置を実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源装置を示す回
路図。

【図２】図１におけるスイッチング素子としてＭＯＳＦ
ＥＴを用いた場合の構成を示す回路図。

【図３】図２の駆動回路で発生される高周波パルスに基
づいてハイサイド側，ローサイド側のスイッチング素子
のオン／オフタイミングを示す図。

【図４】図１における回路各部の電圧及び電流の波形を
示す図。

【図５】図４におけるスイッチング素子Ｑ1 の電圧波形
を構成する高周波波形を時間軸方向に拡大して示す図。

【図６】図１の装置における電源ゼロクロス付近での動
作を説明する図。

【図７】本発明の第２の実施の形態の電源装置を示す回
路図。

【図８】従来例の問題点を示す回路図。

【図９】図８に関連した基板上の配置を概略的に示す
図。

【図１０】本発明の第３の実施の形態の電源装置を示す
回路図。

【図１１】図１０に関連した基板上の配置を概略的に示
す図。

【図１２】本発明に係る照明装置を示す斜視図。

【図１３】従来の電源装置を示す回路図。

【図１４】図１３における平滑コンデンサＣ3の両端電
圧と第２のコンデンサＣ2 の両端電圧波形を示す図。

【図１５】図１３の装置における電源ゼロクロス付近で
の動作を示す図。

【符号の説明】

ＡＣ…交流電源 ＲＥＣ…整流回路 ＩＮＶ…変形ハーフブリッジ型或いは１石式のインバー
タ回路 Ｓ…部分平滑回路 Ｃ1 …第１のコンデンサ Ｃ2 …第２のコンデンサ Ｃ3 …平滑コンデンサ Ｄ5 …第１のダイオード Ｑ1 …第１のスイッチング素子 Ｑ2 …第２のスイッチング素子 ＬＤ…負荷回路 １０…駆動回路（高周波パルス発生手段） ＦＬ…放電灯 Ｃ4 …共振コンデンサ Ｌ1 …コイル Ｌ2 …共振コイル Ｃ41，Ｃ42…共振コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宇佐美 朋和 東京都品川区東品川四丁目３番１号 東芝 ライテック株式会社内 Ｆターム(参考） 3K072 AC03 BB03 CA16 GB11 HA02 HA05 5H006 AA02 AA07 BB08 CA01 CB01 CB08 CC08 5H007 AA02 AA08 BB03 CA01 CB07 CB09 CB12 CB17 CC32

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源からの電圧を全波整流する整流回
   路と；前記整流回路の出力端間に並列的に接続される第
   １，第２のコンデンサとこれらのコンデンサの正極間に
   接続される第１のダイオードを含む高周波バイパス回路
   と；前記高周波バイパス回路の出力を平滑する部分平滑
   回路と；ハイサイド側，ローサイド側にそれぞれ第１，
   第２のスイッチング素子を備え、これらのスイッチング
   素子のスイッチング作用を利用して、前記部分平滑回路
   からの直流電圧を所定の周波数の高周波電圧に変換し、
   負荷回路を駆動するハーフブリッジ型のインバータ回路
   と；を具備したことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】前記ハーフブリッジ型のインバータ回路
   は、ローサイド側のスイッチング素子がオンしたときに
   充電するように前記部分平滑回路を接続し、前記負荷回
   路をハイサイド側のスイッチング素子に並列的に接続す
   る変形ハーフブリッジ型のインバータ回路で構成したこ
   とを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 【請求項３】前記整流回路をダイオードブリッジで構成
   し、前記高周波バイパス回路を構成する前記第１，第２
   のコンデンサと前記第１のダイオードについては、前記
   第１のコンデンサを前記ダイオードブリッジの前段に配
   置し、前記第２のコンデンサを前記ダイオードブリッジ
   の後段に配置し、前記第１のダイオードを前記ダイオー
   ドブリッジと兼用にする構成としたことを特徴とする請
   求項１記載の電源装置。
4. 【請求項４】前記ハーフブリッジ型のインバータ回路に
   おける前記第１，第２のスイッチング素子を、ＭＯＳＦ
   ＥＴで構成したことを特徴とする請求項１乃至３のいず
   れか１つに記載の電源装置。
5. 【請求項５】前記高周波バイパス回路における前記第２
   のコンデンサを、基板上にて前記ハーフブリッジ型のイ
   ンバータ回路の近くに配置したことを特徴とする請求項
   １乃至４のいずれか１つに記載の電源装置。
6. 【請求項６】交流電源からの電圧を全波整流する整流回
   路と；前記整流回路の出力端間に並列的に接続される第
   １，第２のコンデンサとこれらのコンデンサの正極間に
   接続される第１のダイオードを含む高周波バイパス回路
   と；前記高周波バイパス回路の出力を平滑する部分平滑
   回路と；１つのスイッチング素子を備え、このスイッチ
   ング素子のスイッチング作用を利用して、前記部分平滑
   回路からの直流電圧を所定の周波数の高周波電圧に変換
   し、負荷回路を駆動する１石式のインバータ回路と；を
   具備し、 前記高周波バイパス回路における前記第２のコンデンサ
   を、基板上にて前記１石式のインバータ回路の近くに配
   置したことを特徴とする電源装置。
7. 【請求項７】前記１石式のインバータ回路は、さらに共
   振回路を備え、該共振回路における共振コンデンサをハ
   イサイド側とローサイド側の２つに分けたことを特徴と
   する請求項６記載の電源装置。
8. 【請求項８】前記負荷回路は、放電灯回路であることを
   特徴とする放電灯点灯装置。
9. 【請求項９】請求項８記載の放電灯点灯装置と；この放
   電灯点灯装置における放電灯が装着される照明器具本体
   と；を具備したことを特徴とする照明装置。