JPH1050491A - 蛍光灯点灯装置 - Google Patents
蛍光灯点灯装置Info
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- JPH1050491A JPH1050491A JP8203423A JP20342396A JPH1050491A JP H1050491 A JPH1050491 A JP H1050491A JP 8203423 A JP8203423 A JP 8203423A JP 20342396 A JP20342396 A JP 20342396A JP H1050491 A JPH1050491 A JP H1050491A
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- current
- choke coil
- inverter circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】蛍光灯の点灯装置に交流電源から入力する電流
に含まれる高調波を抑制し、力率を向上させると共に、
損失の低減と蛍光灯に流れる電流の脈動の抑制を図った
点灯装置を提供する。 【解決手段】電源コンデンサからインバータ回路を用い
て蛍光灯に高周波の交流電流を供給すると共に、交流電
源からチョークコイルに電流を通電し、インバータ回路
のスイッチング動作に応じて、チョークコイルに蓄積さ
れたエネルギーを整流手段を介して電源コンデンサに供
給する蛍光灯点灯装置において、交流電源の瞬時電圧、
或いは該瞬時電圧に依存して変化する電流又は電圧を検
知する検出手段と、該検出値に応じてインバータ回路の
動作周波数或いはオンパルス幅を変化させる制御手段を
備える。 【効果】進相モードによる損失の増加を防止でき、電流
脈動を低減できる。
に含まれる高調波を抑制し、力率を向上させると共に、
損失の低減と蛍光灯に流れる電流の脈動の抑制を図った
点灯装置を提供する。 【解決手段】電源コンデンサからインバータ回路を用い
て蛍光灯に高周波の交流電流を供給すると共に、交流電
源からチョークコイルに電流を通電し、インバータ回路
のスイッチング動作に応じて、チョークコイルに蓄積さ
れたエネルギーを整流手段を介して電源コンデンサに供
給する蛍光灯点灯装置において、交流電源の瞬時電圧、
或いは該瞬時電圧に依存して変化する電流又は電圧を検
知する検出手段と、該検出値に応じてインバータ回路の
動作周波数或いはオンパルス幅を変化させる制御手段を
備える。 【効果】進相モードによる損失の増加を防止でき、電流
脈動を低減できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、蛍光灯の点灯装置
に関わり、特に入力の交流電流に含まれる高調波を抑制
し、力率を向上させると共に、損失の低減と蛍光灯に流
れる電流の脈動の抑制を図った点灯装置に関する。
に関わり、特に入力の交流電流に含まれる高調波を抑制
し、力率を向上させると共に、損失の低減と蛍光灯に流
れる電流の脈動の抑制を図った点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の高調波抑制型点灯装置の構成は、
例えば de Groot,J.J. and Houkes,H.“Triple-U Elect
ronic Compact Fluorenscent Lamps with Reduced Harm
onics"JOURNAL of the Illuminating Enfineering Soci
ety, Winter 1994, pp45〜51に記載されている。その回
路構成を図９に示す。この回路は、機能面から高調波抑
制用のアクティブフィルター回路２及び蛍光灯点灯用の
インバータ回路３の２つに分けられる。インバータ回路
３の中のMOSFET Ｑ１，Ｑ２の動作に応じて蛍光灯に高
周波交流電流を供給すると共に、チョークコイルＬ１を
介して交流電圧源１から電流を取り込み、電源コンデン
サＣ１，Ｃ２を充電する。一般的なアクティブフィルタ
ーでは、独立したスイッチ素子を設け、この素子をＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御しているのに対して、この従来
例ではインバータ回路とアクティブフィルタ回路のスイ
ッチ素子を兼用化し、更にＱ１，Ｑ２を一定の周波数で
かつ等しいオンパルス幅で、オン，オフを交互に繰り返
すように動作させるだけで良い。
例えば de Groot,J.J. and Houkes,H.“Triple-U Elect
ronic Compact Fluorenscent Lamps with Reduced Harm
onics"JOURNAL of the Illuminating Enfineering Soci
ety, Winter 1994, pp45〜51に記載されている。その回
路構成を図９に示す。この回路は、機能面から高調波抑
制用のアクティブフィルター回路２及び蛍光灯点灯用の
インバータ回路３の２つに分けられる。インバータ回路
３の中のMOSFET Ｑ１，Ｑ２の動作に応じて蛍光灯に高
周波交流電流を供給すると共に、チョークコイルＬ１を
介して交流電圧源１から電流を取り込み、電源コンデン
サＣ１，Ｃ２を充電する。一般的なアクティブフィルタ
ーでは、独立したスイッチ素子を設け、この素子をＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御しているのに対して、この従来
例ではインバータ回路とアクティブフィルタ回路のスイ
ッチ素子を兼用化し、更にＱ１，Ｑ２を一定の周波数で
かつ等しいオンパルス幅で、オン，オフを交互に繰り返
すように動作させるだけで良い。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来例の回路にお
ける電流経路を図１０に示す。図１０では蛍光灯を等価
抵抗Ｒ１で置換えており、以下他の図においても抵抗Ｒ
１は蛍光灯を等価的に表すものとする。また、MOSFET
Ｑ１，Ｑ２は逆方向の電流を通電する寄生ダイオードを
有するが、図１０においてはこれらの寄生ダイオードを
Ｄ３，Ｄ４として記載している。
ける電流経路を図１０に示す。図１０では蛍光灯を等価
抵抗Ｒ１で置換えており、以下他の図においても抵抗Ｒ
１は蛍光灯を等価的に表すものとする。また、MOSFET
Ｑ１，Ｑ２は逆方向の電流を通電する寄生ダイオードを
有するが、図１０においてはこれらの寄生ダイオードを
Ｄ３，Ｄ４として記載している。
【０００４】図１０（ａ）はMOSFET Ｑ１がオンした場
合の電流経路である。交流電圧源１よりＣ１，Ｑ１，Ｌ
２，Ｒ１，Ｃ４，Ｌ１の経路で電流が流れ、この電流を
ｉacで表す。同時にコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧により
Ｑ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｃ３の経路で電流が流れ、この電流
をｉdcで表す。図１０（ｂ）はＱ２がオンした場合の電
流経路である。交流電圧源１よりＣ２，Ｄ２，Ｌ１の経
路で電流が流れ、Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に蓄え
られたエネルギーをＣ２に蓄える。また、蛍光灯Ｒ１に
はコンデンサＣ４，Ｒ１，Ｌ２，Ｑ２，Ｄ２の経路で電
流が供給される。
合の電流経路である。交流電圧源１よりＣ１，Ｑ１，Ｌ
２，Ｒ１，Ｃ４，Ｌ１の経路で電流が流れ、この電流を
ｉacで表す。同時にコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧により
Ｑ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｃ３の経路で電流が流れ、この電流
をｉdcで表す。図１０（ｂ）はＱ２がオンした場合の電
流経路である。交流電圧源１よりＣ２，Ｄ２，Ｌ１の経
路で電流が流れ、Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に蓄え
られたエネルギーをＣ２に蓄える。また、蛍光灯Ｒ１に
はコンデンサＣ４，Ｒ１，Ｌ２，Ｑ２，Ｄ２の経路で電
流が供給される。
【０００５】交流電圧が高い場合、ｉac＞ｉdcとなり、
蛍光灯には主に交流電源から電流が供給される。一方、
ｉacは交流電圧源１の瞬時電圧に比例するため、交流電
圧が低い場合はｉdc＞ｉacとなる。このように上記従来
例では交流電圧に応じて電流経路が異なり、それに伴っ
て回路の共振周波数も変化する。ｉacの共振周波数は主
にＬ２とＣ４で決まり、ｉdcの共振周波数はＬ２とＣ３
で決まる。
蛍光灯には主に交流電源から電流が供給される。一方、
ｉacは交流電圧源１の瞬時電圧に比例するため、交流電
圧が低い場合はｉdc＞ｉacとなる。このように上記従来
例では交流電圧に応じて電流経路が異なり、それに伴っ
て回路の共振周波数も変化する。ｉacの共振周波数は主
にＬ２とＣ４で決まり、ｉdcの共振周波数はＬ２とＣ３
で決まる。
【０００６】通常、回路の共振周波数ｆrとMOSFET Ｑ
１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆinvは、ｆr＜ｆinvと
なるように設定される。この周波数の関係においては、
例えばＱ１がオンする場合、初めにＬ２の電流連続性の
ためＤ３に電流が流れ、この電流が零になると続いてＱ
１からＬ２に逆極性の電流が供給される。しかしながら
この従来例では、コンデンサＣ３，Ｃ４の容量値によっ
ては、この条件が崩れｆr＞ｆinvとなる場合がある。こ
の周波数関係でＱ１がオンすると、初めはＤ４に電流が
流れており、Ｑ１のオンによってＬ２に同極性の電流が
供給される。このため、Ｑ１のオン時にはダイオードＤ
４が逆回復し、Ｄ４の内部に蓄積された電子，ホールと
いうキャリアが強制的に掃き出されるため大きな逆回復
電流が流れる。このような動作を進相モードと定義す
る。進相モードにおいてはダイオードとMOSFETのスイッ
チング損失が問題となる。
１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆinvは、ｆr＜ｆinvと
なるように設定される。この周波数の関係においては、
例えばＱ１がオンする場合、初めにＬ２の電流連続性の
ためＤ３に電流が流れ、この電流が零になると続いてＱ
１からＬ２に逆極性の電流が供給される。しかしながら
この従来例では、コンデンサＣ３，Ｃ４の容量値によっ
ては、この条件が崩れｆr＞ｆinvとなる場合がある。こ
の周波数関係でＱ１がオンすると、初めはＤ４に電流が
流れており、Ｑ１のオンによってＬ２に同極性の電流が
供給される。このため、Ｑ１のオン時にはダイオードＤ
４が逆回復し、Ｄ４の内部に蓄積された電子，ホールと
いうキャリアが強制的に掃き出されるため大きな逆回復
電流が流れる。このような動作を進相モードと定義す
る。進相モードにおいてはダイオードとMOSFETのスイッ
チング損失が問題となる。
【０００７】ｆr＜ｆinvの条件を満足するようコンデン
サＣ３，Ｃ４の容量値を変える方法もあるが、高調波抑
制を低減するなどの悪影響が残る。また、スイッチング
周波数ｆinv を高周波化する方法もあるが、電磁障害な
どの問題点がある。
サＣ３，Ｃ４の容量値を変える方法もあるが、高調波抑
制を低減するなどの悪影響が残る。また、スイッチング
周波数ｆinv を高周波化する方法もあるが、電磁障害な
どの問題点がある。
【０００８】また、図１０（ａ）に示すように、蛍光灯
には交流電源から直接電流を供給するため、正弦波で変
化する交流電源の影響で、この電流が脈動する。この電
流脈動が蛍光灯の許容値を越えるとちらつきを招く恐れ
がある。
には交流電源から直接電流を供給するため、正弦波で変
化する交流電源の影響で、この電流が脈動する。この電
流脈動が蛍光灯の許容値を越えるとちらつきを招く恐れ
がある。
【０００９】本発明は上記のような損失，高調波，電磁
障害，電流脈動などの問題点を解決するためになされた
もので、回路の共振周波数ｆr とMOSFET Ｑ１，Ｑ２の
スイッチング周波数ｆinv の条件をｆr＜ｆinvに維持す
るように制御すると共に、電流脈動を軽減し、かつ高調
波を抑制し、電磁障害を低減する蛍光灯点灯装置を得る
ことを目的とする。
障害，電流脈動などの問題点を解決するためになされた
もので、回路の共振周波数ｆr とMOSFET Ｑ１，Ｑ２の
スイッチング周波数ｆinv の条件をｆr＜ｆinvに維持す
るように制御すると共に、電流脈動を軽減し、かつ高調
波を抑制し、電磁障害を低減する蛍光灯点灯装置を得る
ことを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題の解決は、電源
コンデンサからインバータ回路を用いて蛍光灯に高周波
の交流電流を供給すると共に、交流電源から第１のチョ
ークコイルに電流を通電し、前記インバータ回路のスイ
ッチング動作に応じて、前記第１のチョークコイルに蓄
積されたエネルギーを整流手段を介して前記電源コンデ
ンサに供給する蛍光灯点灯装置で、前記インバータ回路
のスイッチング動作に応じて、前記交流電源から少なく
とも前記インバータ回路のパワー素子と前記蛍光灯と、
第２のチョークコイルと、第１のキャパシタと前記第１
のチョークコイルを通る経路で第１の電流を通流し、前
記第１のチョークコイルにエネルギーを蓄積すると共
に、前記電源コンデンサから、少なくとも前記パワー素
子と前記蛍光灯と、前記第２のチョークコイルと、第１
のキャパシタに比べて容量の小さい第２のキャパシタを
通る経路で第２の電流を通流すると共に、前記交流電源
の瞬時電圧、或いは該瞬時電圧に依存して変化する電流
又は電圧を検知する検出手段と、該検出値に応じて前記
インバータ回路の動作周波数或いはオンパルス幅を変化
させる制御手段を備えることで実現できる。
コンデンサからインバータ回路を用いて蛍光灯に高周波
の交流電流を供給すると共に、交流電源から第１のチョ
ークコイルに電流を通電し、前記インバータ回路のスイ
ッチング動作に応じて、前記第１のチョークコイルに蓄
積されたエネルギーを整流手段を介して前記電源コンデ
ンサに供給する蛍光灯点灯装置で、前記インバータ回路
のスイッチング動作に応じて、前記交流電源から少なく
とも前記インバータ回路のパワー素子と前記蛍光灯と、
第２のチョークコイルと、第１のキャパシタと前記第１
のチョークコイルを通る経路で第１の電流を通流し、前
記第１のチョークコイルにエネルギーを蓄積すると共
に、前記電源コンデンサから、少なくとも前記パワー素
子と前記蛍光灯と、前記第２のチョークコイルと、第１
のキャパシタに比べて容量の小さい第２のキャパシタを
通る経路で第２の電流を通流すると共に、前記交流電源
の瞬時電圧、或いは該瞬時電圧に依存して変化する電流
又は電圧を検知する検出手段と、該検出値に応じて前記
インバータ回路の動作周波数或いはオンパルス幅を変化
させる制御手段を備えることで実現できる。
【００１１】上記構成の蛍光灯点灯装置によれば、イン
バータ回路の動作で高調波抑制を行うと共に、高調波抑
制が交流電圧の或る値以下において招く進相モードを回
避する。進相モードを回避するには、１）交流電源の瞬
時電圧を検出する、２）第２のチョークコイルに流れる
電流の極性を検出する、３）第１のチョークコイルに流
れる電流の極性を検出する、４）インバータ回路の出力
電圧を検出する、方法があり、２）と４）はインバータ
回路でパワースイッチング素子に並列に設けられた（或
いは寄生の）ダイオードに通常とは逆向きに電流が流れ
ることを検知して進相モードの発生を検知する。また、
３）は第１のチョークコイルに流れる電流が進相モード
時においては正負の極性に振動的になることを検出す
る。これらを検知すると、インバータ回路の動作周波数
を変化させることによって進相モードを防ぐことができ
る。また、蛍光灯電流の脈動は、交流電源の瞬時値を検
出してインバータ回路のオンパルス幅を変えることで達
成できる。
バータ回路の動作で高調波抑制を行うと共に、高調波抑
制が交流電圧の或る値以下において招く進相モードを回
避する。進相モードを回避するには、１）交流電源の瞬
時電圧を検出する、２）第２のチョークコイルに流れる
電流の極性を検出する、３）第１のチョークコイルに流
れる電流の極性を検出する、４）インバータ回路の出力
電圧を検出する、方法があり、２）と４）はインバータ
回路でパワースイッチング素子に並列に設けられた（或
いは寄生の）ダイオードに通常とは逆向きに電流が流れ
ることを検知して進相モードの発生を検知する。また、
３）は第１のチョークコイルに流れる電流が進相モード
時においては正負の極性に振動的になることを検出す
る。これらを検知すると、インバータ回路の動作周波数
を変化させることによって進相モードを防ぐことができ
る。また、蛍光灯電流の脈動は、交流電源の瞬時値を検
出してインバータ回路のオンパルス幅を変えることで達
成できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面を用
いて説明する。
いて説明する。
【００１３】図１は本発明の第１の実施例を示す回路図
である。
である。
【００１４】図１の主回路では、ダイオードＤ１とＤ２
が順方向を揃えてそれぞれ直列に接続されており、ダイ
オードＤ１のカソードはコンデンサＣ１の一端に、コン
デンサＣ１の他端はコンデンサＣ２の一端に、またコン
デンサＣ２の他端はダイオードＤ２のアノードにそれぞ
れ接続されている。ダイオードＤ１とＤ２との接続点と
コンデンサＣ１とＣ２との接続点の間には、インダクタ
Ｌ１と高調波除去用のフィルターコンデンサＣ０を介し
て交流電圧源１が接続され、一般的な倍電圧整流回路が
形成されている。ダイオードＤ１のカソードはＮチャネ
ルMOSFET Ｑ１のドレインと、MOSFET Ｑ１のソースは
ＮチャネルMOSFET Ｑ２のドレインと、MOSFET Ｑ２の
ソースはダイオードＤ２のアノードにそれぞれ接続され
ている。また、ダイオードＤ１とＤ２との接続点とMOSF
ET Ｑ１とＱ２との接続点の間には、直列接続されたコ
ンデンサＣ４，蛍光灯を等価的に表す抵抗Ｒ１，バラス
トインダクタＬ２が接続されている。ダイオードＤ２に
はコンデンサＣ３が並列接続されている。図９の従来例
と同様に、２をアクティブフィルター回路、３をインバ
ータ回路とする。尚、従来例と比較すると、本実施例で
はコンデンサＣ４の接続位置が異なるが、これは高調波
抑制に寄与するコンデンサをＣ３のみとし、回路設計の
簡易化と高調波を更に低減することを図っている。
が順方向を揃えてそれぞれ直列に接続されており、ダイ
オードＤ１のカソードはコンデンサＣ１の一端に、コン
デンサＣ１の他端はコンデンサＣ２の一端に、またコン
デンサＣ２の他端はダイオードＤ２のアノードにそれぞ
れ接続されている。ダイオードＤ１とＤ２との接続点と
コンデンサＣ１とＣ２との接続点の間には、インダクタ
Ｌ１と高調波除去用のフィルターコンデンサＣ０を介し
て交流電圧源１が接続され、一般的な倍電圧整流回路が
形成されている。ダイオードＤ１のカソードはＮチャネ
ルMOSFET Ｑ１のドレインと、MOSFET Ｑ１のソースは
ＮチャネルMOSFET Ｑ２のドレインと、MOSFET Ｑ２の
ソースはダイオードＤ２のアノードにそれぞれ接続され
ている。また、ダイオードＤ１とＤ２との接続点とMOSF
ET Ｑ１とＱ２との接続点の間には、直列接続されたコ
ンデンサＣ４，蛍光灯を等価的に表す抵抗Ｒ１，バラス
トインダクタＬ２が接続されている。ダイオードＤ２に
はコンデンサＣ３が並列接続されている。図９の従来例
と同様に、２をアクティブフィルター回路、３をインバ
ータ回路とする。尚、従来例と比較すると、本実施例で
はコンデンサＣ４の接続位置が異なるが、これは高調波
抑制に寄与するコンデンサをＣ３のみとし、回路設計の
簡易化と高調波を更に低減することを図っている。
【００１５】図１の制御回路を説明する前に、主回路の
動作を簡単に説明する。
動作を簡単に説明する。
【００１６】図１の主回路における電流の経路を図２に
示す。図２においてMOSFET Ｑ１がオンすると、交流電
圧源１からＣ１，Ｑ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｃ４，Ｌ１の経路
で電流ｉacが流れると共に、電源コンデンサＣ１とＣ２
から、Ｑ１，Ｌ１，Ｒ１，Ｃ４，Ｃ３を経由してＣ２に
戻る経路で電流ｉdcが流れる。従来例における図１０の
電流経路と同様、交流電圧が高い場合、ｉac＞ｉdcとな
り、Ｒ１には主に交流電源から電流が供給される。ｉac
は交流電圧源１の瞬時電圧に比例するため、交流電圧が
低い場合、ｉdc＞ｉacとなる。このように、図１の主回
路構成においても交流電圧に応じて電流経路が異なり、
従来例と同様にｉacの共振周波数は主にＬ２とＣ４で決
まる。一方、ｉdcは２つのコンデンサＣ４，Ｃ３を通る
ことから、ｉdcの共振周波数はＬ２とＣ３４（Ｃ４とＣ
３の直列接続容量）とで決まる。Ｃ３４はＣ４に比べて
容量値は小さいため、ｉdcの共振周波数はｉacに比べて
高周波になる。この結果、ｉdcの共振周波数がインバー
タのスイッチング周波数に比べて高くなり、交流電圧が
低い場合には前述の進相モードが発生する。
示す。図２においてMOSFET Ｑ１がオンすると、交流電
圧源１からＣ１，Ｑ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｃ４，Ｌ１の経路
で電流ｉacが流れると共に、電源コンデンサＣ１とＣ２
から、Ｑ１，Ｌ１，Ｒ１，Ｃ４，Ｃ３を経由してＣ２に
戻る経路で電流ｉdcが流れる。従来例における図１０の
電流経路と同様、交流電圧が高い場合、ｉac＞ｉdcとな
り、Ｒ１には主に交流電源から電流が供給される。ｉac
は交流電圧源１の瞬時電圧に比例するため、交流電圧が
低い場合、ｉdc＞ｉacとなる。このように、図１の主回
路構成においても交流電圧に応じて電流経路が異なり、
従来例と同様にｉacの共振周波数は主にＬ２とＣ４で決
まる。一方、ｉdcは２つのコンデンサＣ４，Ｃ３を通る
ことから、ｉdcの共振周波数はＬ２とＣ３４（Ｃ４とＣ
３の直列接続容量）とで決まる。Ｃ３４はＣ４に比べて
容量値は小さいため、ｉdcの共振周波数はｉacに比べて
高周波になる。この結果、ｉdcの共振周波数がインバー
タのスイッチング周波数に比べて高くなり、交流電圧が
低い場合には前述の進相モードが発生する。
【００１７】これに対し、本実施例では次のようにして
この問題を解決している。
この問題を解決している。
【００１８】図１において、４はダイオードブリッジに
より構成されている全波整流器であり、交流電圧源１の
瞬時電圧とその極性を検出するために設けたものであ
る。５は基準電圧発生器であり、後述するようにインバ
ータ回路３のスイッチング周波数を変化させる際の基準
電圧を発生する手段である。全波整流器４で検出した交
流電源の瞬時電圧と基準電圧発生回路５の基準電圧の大
きさを比較し、インバータ回路３のスイッチング周波数
を決定する。６は全波整流器４の出力電圧Ｖｂから基準
電圧発生回路５の出力電圧Ｖref を差し引いて、その偏
差を出力する加算器である。
より構成されている全波整流器であり、交流電圧源１の
瞬時電圧とその極性を検出するために設けたものであ
る。５は基準電圧発生器であり、後述するようにインバ
ータ回路３のスイッチング周波数を変化させる際の基準
電圧を発生する手段である。全波整流器４で検出した交
流電源の瞬時電圧と基準電圧発生回路５の基準電圧の大
きさを比較し、インバータ回路３のスイッチング周波数
を決定する。６は全波整流器４の出力電圧Ｖｂから基準
電圧発生回路５の出力電圧Ｖref を差し引いて、その偏
差を出力する加算器である。
【００１９】７は搬送波発生回路であり、加算器６の出
力信号に従い、インバータ回路３のMOSFET Ｑ１，Ｑ２
のスイッチング周波数を発振する回路である。加算器６
の出力信号が正、すなわち全波整流器４の出力電圧Ｖｂ
が基準電圧Ｖref よりも高い場合のＱ１，Ｑ２のスイッ
チング周波数をｆinv1、加算器６の出力信号が負、すな
わち電圧Ｖｂが基準電圧Ｖref よりも低い場合のスイッ
チング周波数をｆinv2とすると、ｆinv1＜ｆinv2なる関
係に設定する。尚、ＰＷＭ制御においては、上記スイッ
チング周波数が搬送波信号となる。
力信号に従い、インバータ回路３のMOSFET Ｑ１，Ｑ２
のスイッチング周波数を発振する回路である。加算器６
の出力信号が正、すなわち全波整流器４の出力電圧Ｖｂ
が基準電圧Ｖref よりも高い場合のＱ１，Ｑ２のスイッ
チング周波数をｆinv1、加算器６の出力信号が負、すな
わち電圧Ｖｂが基準電圧Ｖref よりも低い場合のスイッ
チング周波数をｆinv2とすると、ｆinv1＜ｆinv2なる関
係に設定する。尚、ＰＷＭ制御においては、上記スイッ
チング周波数が搬送波信号となる。
【００２０】８は変調波発生回路であり、Ｑ１，Ｑ２に
対するパルス幅を決めるための信号を発生する回路であ
る。本発明ではＱ１，Ｑ２に対するパルス幅を一定とす
る制御と、後述するように交流電源電圧或いは負荷電流
に応じてパルス幅を変える制御の２通りを扱う。ここ
で、後者の制御に対してはＰＷＭ制御を行い、８の出力
信号は変調波の意味を持つ。そこで、以後はパルス波を
一定にする場合においても８の出力を変調波と呼び、８
を変調波発生回路と呼ぶ。
対するパルス幅を決めるための信号を発生する回路であ
る。本発明ではＱ１，Ｑ２に対するパルス幅を一定とす
る制御と、後述するように交流電源電圧或いは負荷電流
に応じてパルス幅を変える制御の２通りを扱う。ここ
で、後者の制御に対してはＰＷＭ制御を行い、８の出力
信号は変調波の意味を持つ。そこで、以後はパルス波を
一定にする場合においても８の出力を変調波と呼び、８
を変調波発生回路と呼ぶ。
【００２１】９は搬送波発生回路７と変調波発生回路８
の出力電圧を比較してＱ１，Ｑ２をオン，オフするため
のパルス幅変調パルス（ＰＷＭパルス）を発生する比較
器である。１０は比較器の出力パルスに応じて、Ｑ１，
Ｑ２にゲート信号を与えるゲートドライブ回路である。
Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧にはデッドタイムを挿入し、同
時オンを避けるようにする。
の出力電圧を比較してＱ１，Ｑ２をオン，オフするため
のパルス幅変調パルス（ＰＷＭパルス）を発生する比較
器である。１０は比較器の出力パルスに応じて、Ｑ１，
Ｑ２にゲート信号を与えるゲートドライブ回路である。
Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧にはデッドタイムを挿入し、同
時オンを避けるようにする。
【００２２】図３は図１の実施例の動作を説明するため
の動作波形図である。図３（ａ）は全波整流器４の出力
電圧Ｖｂと周波数変換のための基準電圧Ｖref の波形を
示す。図３（ｂ）では、全波整流器４の出力電圧Ｖｂが
基準電圧Ｖref よりも高い場合のＱ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数をｆinv1、出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖrefよ
りも低い場合のスイッチング周波数をｆinv2に設定し、
ｆinv1＜ｆinv2としている。従来例の説明で述べたよう
に、蛍光灯を流れる電流の経路の関係から回路の共振周
波数が２通りあり、これをｆr1とｆr2（但し、ｆr1＜ｆ
r2とする）とするとｆr1＜ｆinv1，ｆr2＜ｆinv2の関係
を満足するようそれぞれのスイッチング周波数を決めて
いる。このようにすれば、前述の進相モードは生じな
い。
の動作波形図である。図３（ａ）は全波整流器４の出力
電圧Ｖｂと周波数変換のための基準電圧Ｖref の波形を
示す。図３（ｂ）では、全波整流器４の出力電圧Ｖｂが
基準電圧Ｖref よりも高い場合のＱ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数をｆinv1、出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖrefよ
りも低い場合のスイッチング周波数をｆinv2に設定し、
ｆinv1＜ｆinv2としている。従来例の説明で述べたよう
に、蛍光灯を流れる電流の経路の関係から回路の共振周
波数が２通りあり、これをｆr1とｆr2（但し、ｆr1＜ｆ
r2とする）とするとｆr1＜ｆinv1，ｆr2＜ｆinv2の関係
を満足するようそれぞれのスイッチング周波数を決めて
いる。このようにすれば、前述の進相モードは生じな
い。
【００２３】図４は本発明の第２の実施例を示す回路図
である。図４の主回路は、第１の実施例の主回路と同じ
であるため、説明を省略する。制御回路は、バラストイ
ンダクタＬ２に流れる電流を検出する２次巻線で検出し
た電圧をもとに、スイッチング周波数発振回路１１でＱ
１，Ｑ２に対するスイッチング周波数を発振する。
である。図４の主回路は、第１の実施例の主回路と同じ
であるため、説明を省略する。制御回路は、バラストイ
ンダクタＬ２に流れる電流を検出する２次巻線で検出し
た電圧をもとに、スイッチング周波数発振回路１１でＱ
１，Ｑ２に対するスイッチング周波数を発振する。
【００２４】Ｑ１がオンした直後、Ｑ１とは逆方向の電
流がダイオードＤ３を流れ、バラストインダクタＬ２に
は図４に対して右方向に電流が流れるが、この状態を２
次巻線で検出すると周波数発振回路１１は、ｆr1＜ｆin
v1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆にＱ１のオ
ン直後にダイオードＤ４に電流が流れており、Ｌ２に左
方向の電流が流れていることを２次巻線で検出すると、
進相モードであることを判断し、周波数発振回路１１
は、ｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力す
る。同様の判断がＱ２がオンした直後においても行われ
る。即ち、Ｑ２がオンした直後、Ｑ２とは逆方向の電流
がダイオードＤ４を流れており、Ｌ２には左方向に電流
が流れていれば、この状態を２次巻線で検出し周波数発
振回路１１は、ｆr1＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号
を出力する。逆にＱ２のオン直後にＤ３に電流が流れて
おり、Ｌ２に右方向の電流が流れていることを２次巻線
で検出すると、進相モードであることを判断し、周波数
発振回路１１は、ｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信
号を出力する。
流がダイオードＤ３を流れ、バラストインダクタＬ２に
は図４に対して右方向に電流が流れるが、この状態を２
次巻線で検出すると周波数発振回路１１は、ｆr1＜ｆin
v1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆にＱ１のオ
ン直後にダイオードＤ４に電流が流れており、Ｌ２に左
方向の電流が流れていることを２次巻線で検出すると、
進相モードであることを判断し、周波数発振回路１１
は、ｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力す
る。同様の判断がＱ２がオンした直後においても行われ
る。即ち、Ｑ２がオンした直後、Ｑ２とは逆方向の電流
がダイオードＤ４を流れており、Ｌ２には左方向に電流
が流れていれば、この状態を２次巻線で検出し周波数発
振回路１１は、ｆr1＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号
を出力する。逆にＱ２のオン直後にＤ３に電流が流れて
おり、Ｌ２に右方向の電流が流れていることを２次巻線
で検出すると、進相モードであることを判断し、周波数
発振回路１１は、ｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信
号を出力する。
【００２５】８は図１と同様にＱ１，Ｑ２に対するパル
ス幅を決めるための変調波を発生する手段である。９は
スイッチング搬送波発生回路７と変調波発生回路８の出
力電圧を比較してＱ１，Ｑ２をオン，オフするためのパ
ルス幅変調信号を発生する比較器である。１０は比較器
の出力パルスに応じて、Ｑ１，Ｑ２にゲート信号を与え
るゲートドライブ回路である。Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧
にはデッドタイムを挿入し、同時オンを避けることは図
１の実施例と同じである。
ス幅を決めるための変調波を発生する手段である。９は
スイッチング搬送波発生回路７と変調波発生回路８の出
力電圧を比較してＱ１，Ｑ２をオン，オフするためのパ
ルス幅変調信号を発生する比較器である。１０は比較器
の出力パルスに応じて、Ｑ１，Ｑ２にゲート信号を与え
るゲートドライブ回路である。Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧
にはデッドタイムを挿入し、同時オンを避けることは図
１の実施例と同じである。
【００２６】図５には本発明の第３の実施例を示す。図
５の主回路も第１の実施例の主回路と同じであるため、
説明を省略する。
５の主回路も第１の実施例の主回路と同じであるため、
説明を省略する。
【００２７】図５の制御回路においては、インダクタＬ
１に流れる電流を検出する２次巻線を設けている。１２
はインダクタＬ１に流れる電流方向に応じてＱ１，Ｑ２
に対するスイッチング周波数を発振する手段である。
１に流れる電流を検出する２次巻線を設けている。１２
はインダクタＬ１に流れる電流方向に応じてＱ１，Ｑ２
に対するスイッチング周波数を発振する手段である。
【００２８】交流電圧が高い場合におけるインダクタＬ
１の電流は一方向のみであり、この電流の極性をＬ１に
設けた２次巻線で検出し、周波数発振回路１２は、ｆr1
＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。次に、
交流電圧が低い場合におけるインダクタＬ１の電流は、
電源コンデンサＣ１，Ｃ２からエネルギーを得てこれら
のコンデンサとＬ１，ダイオードＤ１，Ｄ２及びフィル
タコンデンサＣ０を正負の極性で共振するように流れ
る。そこで電流の極性が正負に変化することをＬ１に設
けた２次巻線で検出すると進相モードが発生する可能性
が高いことを判断し、周波数発振回路１２は、ｆr2＜ｆ
inv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。その他の変
調波発生回路８，比較器９、及びゲートドライブ回路１
０に関しては図１，図４の実施例と同様であり、説明は
省略する。
１の電流は一方向のみであり、この電流の極性をＬ１に
設けた２次巻線で検出し、周波数発振回路１２は、ｆr1
＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。次に、
交流電圧が低い場合におけるインダクタＬ１の電流は、
電源コンデンサＣ１，Ｃ２からエネルギーを得てこれら
のコンデンサとＬ１，ダイオードＤ１，Ｄ２及びフィル
タコンデンサＣ０を正負の極性で共振するように流れ
る。そこで電流の極性が正負に変化することをＬ１に設
けた２次巻線で検出すると進相モードが発生する可能性
が高いことを判断し、周波数発振回路１２は、ｆr2＜ｆ
inv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。その他の変
調波発生回路８，比較器９、及びゲートドライブ回路１
０に関しては図１，図４の実施例と同様であり、説明は
省略する。
【００２９】図６は本発明の第４の実施例を示す回路図
である。図６の主回路も第１の実施例の主回路と同じで
あるため、説明を省略する。図６の制御回路において、
１３はＱ１とＱ２との接続点電圧に従ってＱ１，Ｑ２に
対するスイッチング周波数を発振する手段である。
である。図６の主回路も第１の実施例の主回路と同じで
あるため、説明を省略する。図６の制御回路において、
１３はＱ１とＱ２との接続点電圧に従ってＱ１，Ｑ２に
対するスイッチング周波数を発振する手段である。
【００３０】図４の実施例の説明で述べた通り、Ｑ１が
オンした直後、Ｑ１とは逆方向の電流がダイオードＤ３
を流れるが、この状態においては上記接続点の電圧は電
源コンデンサＣ１とＣ２の充電電圧の和に等しい高電圧
である。周波数発振回路１３は、Ｑ１がオンした直後の
接続点電圧が高電圧であることを検出して、ｆr1＜ｆin
v1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆にＱ１のオ
ン直後にダイオードＤ４に電流が流れていると、接続点
電圧はＤ４の順方向電圧（約数Ｖ）に等しい低電圧であ
る。そこで、この状態を接続点電圧で検出すると進相モ
ードであることを判断し、周波数発振回路１３は、ｆr2
＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。同様の
ことがＱ２がオンした直後において判断される。即ち、
Ｑ２がオンした直後にＤ４に電流が流れていて接続点の
電圧が低電圧であれば、周波数発振回路１３はｆr1＜ｆ
inv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆に、Ｄ３
に電流が流れていて接続点の電圧が高電圧であれば、周
波数発振回路１３は進相モードであることを判断しｆr2
＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。その他
の変調波発生回路８，比較器９、及びゲートドライブ回
路１０に関しては図１，図４の実施例と同様であり、説
明は省略する。
オンした直後、Ｑ１とは逆方向の電流がダイオードＤ３
を流れるが、この状態においては上記接続点の電圧は電
源コンデンサＣ１とＣ２の充電電圧の和に等しい高電圧
である。周波数発振回路１３は、Ｑ１がオンした直後の
接続点電圧が高電圧であることを検出して、ｆr1＜ｆin
v1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆にＱ１のオ
ン直後にダイオードＤ４に電流が流れていると、接続点
電圧はＤ４の順方向電圧（約数Ｖ）に等しい低電圧であ
る。そこで、この状態を接続点電圧で検出すると進相モ
ードであることを判断し、周波数発振回路１３は、ｆr2
＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。同様の
ことがＱ２がオンした直後において判断される。即ち、
Ｑ２がオンした直後にＤ４に電流が流れていて接続点の
電圧が低電圧であれば、周波数発振回路１３はｆr1＜ｆ
inv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆に、Ｄ３
に電流が流れていて接続点の電圧が高電圧であれば、周
波数発振回路１３は進相モードであることを判断しｆr2
＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。その他
の変調波発生回路８，比較器９、及びゲートドライブ回
路１０に関しては図１，図４の実施例と同様であり、説
明は省略する。
【００３１】図７には本発明の第５の実施例を示す。こ
の実施例は電流の脈動を抑制する制御手段に関する。図
７の主回路は、第１の実施例の主回路と同じであり、図
２に示した電流ｉacとｉdcが蛍光灯の等価抵抗Ｒ１を流
れる。ここで、Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期における
オンパルスの幅（以後、オンデューティと呼ぶ）が一定
であれば、ｉacは交流電圧の瞬時値が高くなるにつれて
増加するため、Ｒ１を流れる合成電流は交流電圧の周期
に応じて脈動する。電流の脈動は、点灯回路のチョーク
コイルＬ２の偏磁を発生させる恐れがある他、脈動が大
きい場合には蛍光灯のちらつきを招く。この電流脈動を
低減するには、交流電圧の時間変化に応じて上記オンデ
ューティを変化させることが望ましい。即ち、交流電圧
の瞬時値が高く、ｉacが大きくなる場合にはオンデュー
ティを減少してｉacを低減する。この制御はＰＷＭ制御
法によって達成することができる。以下、このＰＷＭ制
御法を図７と次の図８を用いて説明する。
の実施例は電流の脈動を抑制する制御手段に関する。図
７の主回路は、第１の実施例の主回路と同じであり、図
２に示した電流ｉacとｉdcが蛍光灯の等価抵抗Ｒ１を流
れる。ここで、Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期における
オンパルスの幅（以後、オンデューティと呼ぶ）が一定
であれば、ｉacは交流電圧の瞬時値が高くなるにつれて
増加するため、Ｒ１を流れる合成電流は交流電圧の周期
に応じて脈動する。電流の脈動は、点灯回路のチョーク
コイルＬ２の偏磁を発生させる恐れがある他、脈動が大
きい場合には蛍光灯のちらつきを招く。この電流脈動を
低減するには、交流電圧の時間変化に応じて上記オンデ
ューティを変化させることが望ましい。即ち、交流電圧
の瞬時値が高く、ｉacが大きくなる場合にはオンデュー
ティを減少してｉacを低減する。この制御はＰＷＭ制御
法によって達成することができる。以下、このＰＷＭ制
御法を図７と次の図８を用いて説明する。
【００３２】図８は図７に示す制御手段の働きを示す図
である。まず、全波整流器４は交流電源電圧をダイオー
ドブリッジで全波整流し、その電圧Ｖｂの振幅を調整す
ると共に、この振幅と等しい値の振幅を有し、かつ交流
電源電圧と同じ位相を持つ交流信号Ｖ１と同じ振幅で１
８０度位相が異なる信号Ｖ２を作る。次に、加算器６に
おいて基準電圧発生回路５で作られた基準電圧Ｖref に
Ｖ１とＶ２の信号をそれぞれ加算し、加算後の信号をそ
れぞれＶ１′とＶ２′とする。搬送波発生回路７は高周
波の三角波を発生し、その周波数は前述の進相モードを
避けるためには交流電圧に応じて変化させるが、ここで
は説明を簡単化するため一定周波数とする。比較器９で
はＶ１′とＶ２′をそれぞれ変調波として、これらと三
角波を比較する。但し、ＦＥＴ Ｑ１に対しては三角波
がＶ１′よりも大きい場合をオンパルスとし、ＦＥＴ
Ｑ２に対しては三角波がＶ２′よりも小さい場合をオン
パルスとする。このように制御することによって交流電
源電圧の瞬時値が高い期間においてはＱ１，Ｑ２共にオ
ンパルス幅が短くなり、ｉacを低減することができる。
である。まず、全波整流器４は交流電源電圧をダイオー
ドブリッジで全波整流し、その電圧Ｖｂの振幅を調整す
ると共に、この振幅と等しい値の振幅を有し、かつ交流
電源電圧と同じ位相を持つ交流信号Ｖ１と同じ振幅で１
８０度位相が異なる信号Ｖ２を作る。次に、加算器６に
おいて基準電圧発生回路５で作られた基準電圧Ｖref に
Ｖ１とＶ２の信号をそれぞれ加算し、加算後の信号をそ
れぞれＶ１′とＶ２′とする。搬送波発生回路７は高周
波の三角波を発生し、その周波数は前述の進相モードを
避けるためには交流電圧に応じて変化させるが、ここで
は説明を簡単化するため一定周波数とする。比較器９で
はＶ１′とＶ２′をそれぞれ変調波として、これらと三
角波を比較する。但し、ＦＥＴ Ｑ１に対しては三角波
がＶ１′よりも大きい場合をオンパルスとし、ＦＥＴ
Ｑ２に対しては三角波がＶ２′よりも小さい場合をオン
パルスとする。このように制御することによって交流電
源電圧の瞬時値が高い期間においてはＱ１，Ｑ２共にオ
ンパルス幅が短くなり、ｉacを低減することができる。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、交流電源電圧の瞬時値
に応じたスイッチング周波数の変更とパルス幅変調によ
って、進相モードによる損失の増加を防止し、電流脈動
を低減する。
に応じたスイッチング周波数の変更とパルス幅変調によ
って、進相モードによる損失の増加を防止し、電流脈動
を低減する。
【図１】高調波抑制型点灯装置の第１の実施例を表す構
成図である。
成図である。
【図２】図１の実施例の主回路に関する電流経路を表す
図である。
図である。
【図３】図１の実施例で制御回路の動作を説明する図で
ある。
ある。
【図４】高調波抑制型点灯装置の第２の実施例を表す構
成図である。
成図である。
【図５】高調波抑制型点灯装置の第３の実施例を表す構
成図である。
成図である。
【図６】高調波抑制型点灯装置の第４の実施例を表す構
成図である。
成図である。
【図７】高調波抑制型点灯装置の第５の実施例を表す構
成図である。
成図である。
【図８】図７の実施例で制御回路の動作を説明する図で
ある。
ある。
【図９】従来の高調波抑制型点灯装置を表す構成図であ
る。
る。
【図１０】図９の従来例における電流経路である。
１…交流電圧源、２…アクティブフィルター及び電源回
路、３…インバータ回路、４…全波整流器、５…基準電
圧発生回路、６…加算器、７…搬送波発生回路、８，１
４…変調波発生回路、９…比較器、１０…ゲートドライ
ブ回路、１１，１２，１３…周波数発振回路、Ｃ…予熱
コンデンサ、Ｃ０…フィルターコンデンサ、Ｃ１〜Ｃ４
…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｌ１…インダ
クタ、Ｌ２…バラストインダクタ、Ｑ１，Ｑ２…MOSFE
T、Ｒ１…抵抗或は蛍光灯。
路、３…インバータ回路、４…全波整流器、５…基準電
圧発生回路、６…加算器、７…搬送波発生回路、８，１
４…変調波発生回路、９…比較器、１０…ゲートドライ
ブ回路、１１，１２，１３…周波数発振回路、Ｃ…予熱
コンデンサ、Ｃ０…フィルターコンデンサ、Ｃ１〜Ｃ４
…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｌ１…インダ
クタ、Ｌ２…バラストインダクタ、Ｑ１，Ｑ２…MOSFE
T、Ｒ１…抵抗或は蛍光灯。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中澤 育男 茨城県竜ヶ崎市若柴町69 日立照明株式会 社竜ヶ崎事業所内
Claims (7)
- 【請求項１】電源コンデンサからインバータ回路を用い
て蛍光灯に高周波の交流電流を供給すると共に、交流電
源から第１のチョークコイルに電流を通電し、前記イン
バータ回路のスイッチング動作に応じて、前記第１のチ
ョークコイルに蓄積されたエネルギーを整流手段を介し
て前記電源コンデンサに供給する蛍光灯点灯装置であっ
て、 前記インバータ回路のスイッチング動作に応じて、前記
交流電源から少なくとも前記インバータ回路のパワー素
子と前記蛍光灯と、第２のチョークコイルと、第１のキ
ャパシタと前記第１のチョークコイルを通る経路で第１
の電流を通流し、前記第１のチョークコイルにエネルギ
ーを蓄積すると共に、 前記電源コンデンサから、少なくとも前記パワー素子と
前記蛍光灯と、前記第２のチョークコイルと、第１のキ
ャパシタに比べて容量の小さい第２のキャパシタを通る
経路で第２の電流を通流すると共に、 前記交流電源の瞬時電圧、或いは該瞬時電圧に依存して
変化する電流又は電圧を検知する検出手段と、該検出値
に応じて前記インバータ回路の動作周波数或いはオンパ
ルス幅を変化させる制御手段を備えることを特徴とする
蛍光灯点灯装置。 - 【請求項２】電源コンデンサからインバータ回路を用い
て蛍光灯に高周波の交流電流を供給すると共に、交流電
源から第１のチョークコイルに電流を通電し、前記イン
バータ回路のスイッチング動作に応じて、前記第１のチ
ョークコイルに蓄積されたエネルギーを整流手段を介し
て前記電源コンデンサに供給する蛍光灯点灯装置であっ
て、 前記インバータ回路のスイッチング動作に応じて、前記
交流電源から少なくとも前記インバータ回路のパワー素
子と前記蛍光灯と、第２のチョークコイルと、第１のキ
ャパシタと前記第１のチョークコイルを通る経路で第１
の電流を通流し、前記第１のチョークコイルにエネルギ
ーを蓄積すると共に、 前記電源コンデンサから、少なくとも前記パワー素子と
前記蛍光灯と、前記第２のチョークコイルと、前記第１
のキャパシタと第２のキャパシタを通る経路で第２の電
流を通流すると共に、 前記交流電源の瞬時電圧、或いは該瞬時電圧に依存して
変化する電流又は電圧を検知する検出手段と、該検出値
に応じて前記インバータ回路の動作周波数或いはオンパ
ルス幅を変化させる制御手段を備えることを特徴とする
蛍光灯点灯装置。 - 【請求項３】特許請求項１又は２記載の蛍光灯点灯装置
において、 前記検出手段は、前記交流電源の瞬時電圧値を検出し、
該電圧に応じた信号を出力すると共に、前記制御手段は
前記信号と基準値を比較して前記インバータ回路の動作
周波数を変化させる周波数設定手段を備えることを特徴
とする蛍光灯点灯装置。 - 【請求項４】請求項１又は２記載の蛍光灯点灯装置にお
いて、 前記検出手段は、前記第２のチョークコイルに流れる電
流の値、又は周波数を検出し、該検出値に応じた信号を
出力すると共に、前記制御手段は前記信号と基準値を比
較して前記インバータ回路の動作周波数を変化させる周
波数設定手段を備えることを特徴とする蛍光灯点灯装
置。 - 【請求項５】請求項１又は２記載の蛍光灯点灯装置にお
いて、 前記検出手段は、前記第１のチョークコイルに流れる電
流の値、又は極性を検出し、該検出値に応じた信号を出
力すると共に、前記制御手段は前記信号と基準値を比較
して前記インバータ回路の動作周波数を変化させる周波
数設定手段を備えることを特徴とする蛍光灯点灯装置。 - 【請求項６】請求項１又は２記載の蛍光灯点灯装置にお
いて、 前記検出手段は、前記インバータ回路の出力電圧を検出
し、該検出値に応じた信号を出力すると共に、前記制御
手段は前記信号と基準値を比較して前記インバータ回路
の動作周波数を変化させる周波数設定手段を備えること
を特徴とする蛍光灯点灯装置。 - 【請求項７】請求項１又は２記載の蛍光灯点灯装置にお
いて、 前記検出手段は、前記交流電源の瞬時電圧値に応じた信
号を出力すると共に、前記制御手段は前記信号と基準値
を比較して前記インバータ回路のパワー素子に対するオ
ンパルスの幅を変化させるパルス幅設定手段を備えるこ
とを特徴とする蛍光灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20342396A JP3740220B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 蛍光灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20342396A JP3740220B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 蛍光灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1050491A true JPH1050491A (ja) | 1998-02-20 |
| JP3740220B2 JP3740220B2 (ja) | 2006-02-01 |
Family
ID=16473841
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20342396A Expired - Fee Related JP3740220B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 蛍光灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3740220B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008044413A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Procédé de synchronisation de fréquence pour appareil d'éclairage à lampe à décharge, appareil d'éclairage à lampe à décharge, et circuit intégré à semi-conducteurs |
| WO2008044412A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Appareils d'éclairage à tube à décharge, système de fonctionnement synchrone et circuit intégré à semi-conducteurs |
| JP2008518395A (ja) * | 2004-10-21 | 2008-05-29 | エレクトロニック シアター コントロールス インコーポレイテッド | 正弦波調光器制御方法 |
-
1996
- 1996-08-01 JP JP20342396A patent/JP3740220B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008518395A (ja) * | 2004-10-21 | 2008-05-29 | エレクトロニック シアター コントロールス インコーポレイテッド | 正弦波調光器制御方法 |
| WO2008044413A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Procédé de synchronisation de fréquence pour appareil d'éclairage à lampe à décharge, appareil d'éclairage à lampe à décharge, et circuit intégré à semi-conducteurs |
| WO2008044412A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Appareils d'éclairage à tube à décharge, système de fonctionnement synchrone et circuit intégré à semi-conducteurs |
| KR101057339B1 (ko) | 2006-10-05 | 2011-08-18 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 방전관 점등 장치의 동기 운전 시스템, 방전관 점등 장치 및 반도체 집적회로 |
| US8049435B2 (en) | 2006-10-05 | 2011-11-01 | Sanken Electric Co., Ltd. | Frequency synchronizing method for discharge tube lighting apparatus, discharge tube lighting apparatus, and semiconductor integrated circuit |
| US8159145B2 (en) | 2006-10-05 | 2012-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Synchronous operating system for discharge tube lighting apparatuses, discharge tube lighting apparatus, and semiconductor integrated circuit |
| US8520412B2 (en) | 2006-10-05 | 2013-08-27 | Sanken Electric Co., Ltd. | Synchronous operating system for discharge tube lighting apparatuses, discharge tube lighting apparatus, and semiconductor integrated circuit |
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