JP2008518395A - 正弦波調光器制御方法 - Google Patents
正弦波調光器制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008518395A JP2008518395A JP2007537892A JP2007537892A JP2008518395A JP 2008518395 A JP2008518395 A JP 2008518395A JP 2007537892 A JP2007537892 A JP 2007537892A JP 2007537892 A JP2007537892 A JP 2007537892A JP 2008518395 A JP2008518395 A JP 2008518395A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- series
- power
- switching
- load
- dead time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 33
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 16
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims abstract description 8
- 230000008859 change Effects 0.000 claims abstract description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 235000008733 Citrus aurantifolia Nutrition 0.000 description 5
- 240000006909 Tilia x europaea Species 0.000 description 5
- 235000011941 Tilia x europaea Nutrition 0.000 description 5
- 239000004571 lime Substances 0.000 description 5
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 4
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 4
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 4
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
- H05B39/04—Controlling
- H05B39/041—Controlling the light-intensity of the source
- H05B39/044—Controlling the light-intensity of the source continuously
- H05B39/048—Controlling the light-intensity of the source continuously with reverse phase control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/36—Controlling
- H05B41/38—Controlling the intensity of light
- H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
- H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
- H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
- H05B41/3924—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by phase control, e.g. using a triac
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/04—Dimming circuit for fluorescent lamps
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
入力ラインフィルタ(28)は、AC正弦波電源(22)をシリーズスイッチングセクション(44)及びクランプスイッチングセクション(46)を有する電力スイッチングステージ(26)から分離する。シリーズスイッチングセクション(44)及びクランプスイッチングセクション(46)の両者は、相補的な対(68−70及び86−88)の高電力かつ高速なMOSFETを含む。シリーズスイッチングセクション(44)は、電力スイッチングステージ(26)と負荷(24)の間の出力負荷フィルタ(38)の入力ラインフィルタ(28)とインダクタ(42)の間に直列に接続されている。クランプスイッチングセクション(46)は、インダクタ(42)及び負荷(24)を分流するように接続される。同期式の動作は、シリーズ(44)及びクランプ(46)のスイッチングセクションを導電性の状態に高いパルス幅偏重周波数で交互に動作させることによって達成させる。デューティサイクルは、正弦波出力波形に所望の振幅を提供するように選定される。マイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラ(56)は、シリーズ(44)及びクランプ(46)のスイッチングセクションを交互に伝導するための制御信号(102、106)を提供する。コントローラ(56)のメモリに記憶されたデッドタイムインターバル(110、112)は、信頼性のある効率的な動作のための制御信号(102、106)を分離する。デッドタイムインターバル(110、112)は一定であってもよいし、負荷電力の変化に従って変更してもよい。
Description
本発明は、誘導性調光器出力フィルタを介して高信頼動作及び効率的電力変換を達成するために、正弦波調光器を制御する方法に関する。
ランプが可変の選択された光強度レベルで動作し得るように、ランプには調光器によって電力が提供されている。例えば、劇場の、建築上の、及び他の用途の発光体は、調光器によって動作電力が提供されることがよくある。このための位相角調光器は、周知であり、典型的には、AC電源をランプ負荷へ相互接続するためのSCRなどの固体スイッチを含んでいる。電源からのAC電圧は、正弦波の形で変化する。位相制御回路は、正弦波の半サイクル中のあるポイントであって、光強度の所望のレベルを生成するために所望量の電力を有するランプ動作パルスをランプに供給するように選定されるそのポイントで、固体スイッチを導電させる。スイッチング動作は、位相角調光器において、例えば1秒に50又は60サイクルの各電力供給サイクルに1、2回の低周波でSCRによって実行される。
位相角調光器と共に、電源の半サイクル中に切り替わる階段型低周波数及び照明装置に供給される電流において結果として生じる階段型の振幅変化により、電気的ノイズ及び機械的フィラメントノイズの問題が生じ、広範囲なフィルタリングを必要となる。幾つかの調光器アプリケーションでは、減光する位相角へ入射するノイズは、受け入れられなくなり得る。なお、位相角調光器は、それらが高周波歪を主電源に反映し得るという不利な点を有する。
減光する低周波位相角の有する潜在的な問題を回避するために、固体スイッチが高周波で動作するときにパルス幅変調(PWM)技術を用いることが提案されてきている。スイッチモード又はPWM電源として知られるこのタイプの調光器電源があれば、光強度は、パルス幅変調デューティサイクルを変化させることによって変更される。出力負荷フィルタにおけるフィルタリング後の出力は、減衰した振幅を有する電源波形に類似した形状を有し得る。典型的には、入力電源及び減衰された出力の両者は正弦波である。このため、パルス幅変調調光器はまた、正弦波調光器として述べられる。
非同期の正弦波調光器は周知である。このタイプの調光器は、パルス幅変調技術を用いて、電源と出力フィルタ及び負荷の間で連続してデバイスを切り替える高周波スイッチングを制御する。出力フィルタは、シリーズスイッチングデバイスが導電するときにエネルギーが記憶される誘導コンポーネント(inductive component)を含む。出力フィルタ及び負荷を横切って接続されるクランプセクションが望ましくない電圧スパイクを阻止し、シリーズスイッチングデバイスが導電しないときに負荷に達するように出力フィルタに記憶されるエネルギーに経路を提供する。
典型的な非同期の正弦波調光器のクランプセクションは、逆並列高速スイッチングダイオードを有する回路に並列なスイッチングデバイスを含んでいる。ダイオードは、並列クランプスイッチングデバイスをオンにするためのスイッチングファンクションを提供し、1つのクランプスイッチは、正電源の半サイクル中に導電され、他のクランプスイッチは、負電源供給の半サイクル中に伝導される。
この非同期アプローチは、不利な点を有する。1つの問題は、電源供給ゼロの交差するポイントに近いクランプスイッチングセクションの正確な制御を維持することである。別の困難性は、負荷がリアクタンス性(reactive)であるとき又は出力フィルタインダクタンスに関して負荷が小さいときに生じ、電源供給電圧及び電流は位相が同じでない。現在の用途において、調光器は、ガス放電及び蛍光灯のための電源などの多くのタイプの無効負荷(reactive loads)を制御するのに必要とされている。特許文献1から特許文献4は、このタイプの非同期の正弦波調光器について述べている。
典型的な非同期の正弦波調光器に対する代替物は、クランプセクションが電源供給波形よりもむしろPWM信号との同期で制御される同期式調光器である。このアプローチでは、クランプスイッチは、シリーズスイッチが導電するときに相補的クランプスイッチが導電せず、シリーズスイッチが導電しないときに相補的クランプスイッチが導電するように、PWM信号の反転によって動作される。同期式調光器の優位性は、それが抵抗型負荷及び容量性負荷の両者に対して効果的に動作することである。
同期式調光器を有する潜在的な問題は、結果として、交互のシリーズ及びクランプスイッチングシーケンスから生じる。例えば、クランプスイッチは、シリーズスイッチがその非導電性の状態に達する前に導電され、その後、電源供給を横切って直接延びている低抵抗の電流経路が存在する。これは、過剰の電流を結果として生じ、加熱し、スイッチを含む回路コンポーネントに損害を与える。同様の状況は、クランプスイッチがその非導電の状態に達する前にシリーズスイッチが導電された場合に存在する。
同時のシリーズ及びクランプスイッチ伝導の潜在的な問題は、相補的スイッチの非導電性を確実にするほど長い期間に各スイッチの伝導を遅延させることによって回避され得た。しかしながら、これは、シリーズスイッチとクランプスイッチのいずれも導電していない期間をもたらし得る。出力フィルタを介した電流が流れる経路の欠如は、結果として、電圧スパイクを生じさせ、回路コンポーネント寿命及び出力電力波形に逆効果を生じさせる。シリーズスイッチ及びクランプスイッチの交互のスイッチングの正確な制御を有する同期式正弦波調光器を動作させるための方法を提供することが望まれる。
特許文献5は、既知の同期式調光器の一例を開示する。この構成において、双方向シリーズ電力スイッチ及び双方向分路又はクランプスイッチは、代替的には、電力及び分路スイッチのために、マイクロプロセッサベースの制御部から隔離セクション(isolation sections)を介してドライバへ与えられる制御信号によって動作する。この特許に開示される調光器は、スイッチ伝導の重複又は同時のスイッチ非導電を阻止するための任意の用意を特別に含んでいない。このタイプの回路では、代替的なスイッチングタイミングシーケンスは、結果として、任意の正確な制御方法からというよりもむしろ回路コンポーネントの固有の又は確定的な立ち上り/立ち下り/遅延時間特性から生じることが考えられている。
本発明の第1の目的は、同期式正弦波調光器を制御するための改善された方法を提供することである。他の目的は、抵抗型負荷及び無効負荷の両者のために出力フィルタ及び負荷を介して結合する効率的な電力を提供する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの交互のスイッチングシーケンスを正確に制御するための改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
負荷に対する効率的な電力転送を最大化し、望ましくない電圧過渡現象を最小化する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの伝導が重複することを回避する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの同時の非伝導を回避する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
従来技術の方法で経験されている困難を回復する改善された正弦波調光器制御方法を提供することである。
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの交互のスイッチングシーケンスを正確に制御するための改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
負荷に対する効率的な電力転送を最大化し、望ましくない電圧過渡現象を最小化する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの伝導が重複することを回避する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの同時の非伝導を回避する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
従来技術の方法で経験されている困難を回復する改善された正弦波調光器制御方法を提供することである。
簡単には、本発明によれば、変動する波形を有する電源から、前記電源と同じ波形であって、前記電源より小さな振幅を有する電力出力信号を提供するために正弦波調光器を動作させる方法が提供される。前記方法は、所望の出力信号振幅に対応するデューティサイクルを有するパルス幅変調信号を供給することを含んでいる。電源と積分フィルタの間の直列回路スイッチデバイス及び積分フィルタを分流するクランプ回路スイッチデバイスは、導電性の状態に交互に切り替えられる。スイッチング動作は、パルス幅変調信号に従って直列回路スイッチデバイスを導電させ、パルス幅変調信号の反転に従ってクランプ回路スイッチデバイスを導電させることを含んでいる。直列回路スイッチデバイス及びクランプ回路スイッチデバイスの各々の交替する導電性の状態は、第1及び第2の回路パスが非導電性であるデッドタイムによって分離されている。
上記及び他の目的及び利点と共に、本発明は、図面に例証される本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明から最良に理解される。
ここで、図面を参照すると、図1は、参照符号20によって全体として示された同期式正弦波調光器の単純化したブロック図である。調光器20は、例えば、公称120ボルトACの正弦波の交流電源波形を提供する従来の主電源22に接続される。調光器20は、出力電力を負荷24に提供する。典型的なアプリケーションでは、負荷24は、白熱灯などの抵抗型負荷であってもよいし、ガス放電灯又は蛍光灯のための電源などの無効負荷であってもよい。電力スイッチングステージ26は、パルス幅変調(PWM)を用いて、入力電力を減衰させ、低減された出力電力を負荷に供給する。
入力ラインフィルタ28は、電源信号に与えられ得るノイズをろ過し、電力スイッチングステージ26に対するクリーンAC電力の供給を確実にする。なお、入力ラインフィルタ28は、電力スイッチングステージ26からのスイッチングノイズをろ過し、電源22に戻るノイズの伝導を阻止する。好ましくは、入力ラインフィルタ28は、図3に示されるように、共通モードインダクタ30、差動モードインダクタ32、ニュートラル・ライン(line to neutral)差動モードXキャパシタ34及び接地・ライン/ニュートラル(line/neutral to earth ground)共通モードYキャパシタ36を含む高次ラインフィルタである。
出力負荷フィルタ38は、電力スイッチングステージ26のPWMスイッチング周波数をろ過し、電源正弦波と同じ周波数を有するライン周波数の可変振幅正弦波に出力電圧波形を再構成する。図4に示されるように、出力負荷フィルタは、典型的には、キャパシタ40によって表されるバイパスキャパシタンスを含み得る。負荷フィルタのコアは、エネルギーを記憶し、出力波形を平滑化する負荷24と直列の出力インダクタ42である。広範囲の負荷値を調節するために、好ましくは、インダクタ42は、変動インダクタである。例えば、インダクタ42は、0.25アンペアの出力電流で10mHのリアクタンス、10アンペアの出力電流で1mHのリアクタンス、及び20アンペアの出力電流で0.5mHのリアクタンスを有し得る。
電力スイッチングステージ26は、電源22と直列接続される負荷24及び負荷インダクタ42との間に直列に接続されたシリーズスイッチングセクション44を含んでいる。電力スイッチングステージ26はまた、直列接続される負荷24及び負荷インダクタ42を横切って分路されるクランプスイッチングセクション46を含んでいる。シリーズスイッチングセクション44は、所望の出力電力レベルを提供するために選定されたデューティサイクルを有するPWM信号を用いて高周波数で交互に導電性及び非導電性になる。クランプスイッチングセクション46は、シリーズスイッチングセクション44が導電しているときにクランプスイッチングセクション46が非導電であるように、また、クランプスイッチングセクション46が導電しているときにシリーズスイッチングセクション44が非導電であるように、PWM信号の反転によって交互に非導電及び導電になる。電力スイッチングステージ26は、約50kHzが好ましいが、少なくとも20kHzの高周波数で好ましくは動作する。
図2は、電力スイッチングステージ26の動作をグラフに例証したものである。図2に示される動作周波数は、非常に低く、実際の高周波数PWM動作を表したものではないが、PWM動作をグラフに示されるようにすることが可能である。曲線48は、入力正弦波AC波形を示している。曲線50は、シリーズスイッチングセクション44を50パーセントデューティサイクルで交互に導電性及び非導電性にするための制御信号を示している。曲線52は、クランプスイッチングセクション46を交互に導電性及び非導電性にするための相補的制御信号を示している。曲線54は、出力負荷フィルタ38によって平滑化されるシリーズスイッチングセクション44による入力信号のチョッピングの結果として生じる出力負荷信号を示している。50パーセントデューティサイクルがあれば、出力波形振幅は、およそ電源波形振幅の2分の1である。
図1に示されるように、マイクロプロセッサベースのプログラマブルコントローラ56は、図2に示されるようなスイッチング制御信号を提供することによってシリーズ及びクランプのスイッチングセクション44及び46の動作を制御する。コントローラ56は、プログラム及びデータメモリへのアクセスを含み又は有しており、データ入出力バス又はデバイス58から受信されるデータの形態でプログラムメモリへロードされた命令によってプログラム可能である。実際に本発明に適当なプログラマブルコントローラの一例は、参照によってこの中に取り込まれる56F803 Evaluation Module Hardware User's Manual,Rev.4,06/03/2003に記載される、Freestyle Semiconductor, Inc(モトローラ)によって販売されているModel56F803ハイブリッドデジタルシグナルプロセッサ(DSP)及びコントローラである。
ソフトウェア制御のもとでコントローラ56は、高周波PWMシリーズスイッチング制御信号をシリーズスイッチングセクション44へ光アイソレーション回路60及びドライバ回路62を介して供給する。同様に、コントローラ56は、ソフトウェア制御のもとで、高周波逆PWMシリーズスイッチング制御信号をクランプスイッチングセクション46へ光アイソレーション回路64及びドライバ回路66を介して供給する。
コントローラ56は、負荷電圧及び負荷電流を指示するライン68を介してフィードバック信号を受信する。これらの信号は、出力負荷信号を正確に規定するためにPWM及び逆PWM制御信号を調整するソフトウェア制御のもとで用いられ得る。なお、以下に述べるように、これらの信号は、本発明に従って負荷24に対する効率的な電力転送を最大化するために調光器20を制御する際に用いられ得る。
ライン70では、コントローラ56は、電源電圧を指示するフィードバック信号を受信する。この信号は、出力負荷信号を正確に規定するために、電源ゼロの交差を検出し、PWMと逆PQWM制御信号とを調整するのに、ソフトウェア制御のもとで用いられ得る。電力スイッチングステージ26と協働するセンサ72は、用いられ得る動作温度フィードバック信号を、例えば、過剰温度電力の減少又は遮断機能のために提供する。
電力スイッチングステージ26は、図5により詳細に示される。シリーズスイッチングセクション44は、ライン入力フィルタ28に接続される電源端子72と出力負荷フィルタ38のインダクタ42に接続される負荷出力端子74との間で直列に接続される、高速、高電力、双方向のスイッチとして機能する相補的な一対のMOSFET68及び70を含んでいる。MOSFET68及び70は、コントローラ56によって供給され、ゲート制御入力端子76及びグランド端子77を横切って光アイソレータ回路60及びドライバ回路62を介して与えられる高周波PWM制御信号によって同時に導電又は非導電になる。グランドとMOSFET68及び70にソース端子との間に接続される電流感知抵抗78は、過電流保護又はその類似のもののためにコントローラ56によって利用するために信号を端子80に提供する。抵抗82は、ブリーダ抵抗として機能し、MOSFET68及び70のゲート端子に接続される直列抵抗器を安定させる。双方向ツェナー84は、過渡時の保護を提供する。
クランプスイッチングセクション46は、負荷出力端子74と負荷ニュートラル(neutral)端子90との間で直列に接続される高速、高電力、双方向のスイッチとして機能する相補的な対のMOSFET86及び88を含んでいる。MOSFET86及び88は、コントローラ56によって供給され、ゲート制御入寮端子92及びグランド端子94を横切って光アイソレータ回路64及びドライバ回路66を介して与えられる高周波逆PWM制御信号によって同時に非導電性及び導電性になる。抵抗96は、ブリーダ抵抗として機能し、MOSFET86及び88のゲート端子に接続される直列抵抗器を安定させる。双方向ツェナー98は、過渡時の保護を提供する。
IGBTなどの他のタイプの高電力固体スイッチングデバイスは、シリーズ及びクランプのスイッチングセクション44及び46に用いられ得るが、MOSFETが、それらの優れた高速かつ高電力のスイッチング特性のために好まれる。なお、MOSFETの双方向性及び速いスイッチングスピードは、それらをシリーズ及びクランプの両者の高速スイッチングを有する同期式調光器に対して望ましいものにする。
本発明によれば、コントローラ56は、シリーズ及びクランプ制御信号の間で正確に決定されるデッドタイムを挿入するように制御されるソフトウェアである。これは、概して一定の率で縮尺されることなく、図6に例証される。曲線100は、シリーズスイッチングセクション44を導電させるための一対のシリーズスイッチPWM“オン”制御信号102を示している。これらの信号は、シリーズスイッチングセクション44が非導電である“オフ”インターバルによって分離される。曲線104は、クランプスイッチセクション46を導電性にするクランプスイッチ逆PWM“オン”制御信号106を示している。曲線104の“オン”信号106は、曲線100の“オフ”インターバル内に位置している。
図6の曲線108は、各シリーズスイッチPWM“オン”制御信号102の終わりで始まり、各逆PWM“オン”制御信号106の始まりで終わるデッドタイムインターバル110を例証している。このデッドタイムインターバル中は、シリーズスイッチングセクション44とクランプスイッチングセクション46のいずれも“オン”信号102、106を受信しない。デッドタイムインターバル110は、シリーズスイッチングセクション44のスイッチングが信頼性をもって完了され得るように、また、シリーズスイッチングセクション44及びクランプスイッチングセクション46の同時に導電する状況を回避するように、十分に長く選定される。なお、デッドライムインターバルは、できる限り短く、すなわち、信頼性をもってスイッチング動作を完了するために必要以上に長くないように選定される。結果として、クランプスイッチングセクション46は、シリーズスイッチングセクション44が出力負荷フィルタインダクタ42に記憶されるエネルギーの負荷24を介した効率的な散逸のために回路パスを確立するために非導電性にされた後にできる限りすぐに導電性にされる。これは、所望の正弦波出力波形を歪ませ、結果として回路コンポーネント損失を生じさせ得る不要な電圧スパイクを回避する。
曲線108はまた、各逆PWM“オン”制御信号106の終わりで始まり、各シリーズスイッチPWM“オン”制御信号102の始まりで終わる別のデッドタイムインターバル112を例証する。デッドタイムインターバル112は、クランプスイッチングセクション46のスイッチングが信頼性をもって完了され得るように、また、シリーズスイッチングセクション44及びクランプスイッチングセクション46の同時に導電する状況を回避するように、十分に長く選定される。回路特性又は電力散逸要求が認められるならば、デッドライムインターバル110及び112は、異なる長さを有することが可能であるが、現在は、それらは同じ長さを有することが好まれている。
デッドタイムインターバル110及び112は、プログラム可能なマイクロプロセッサベースのコントローラ56によるソフトウェア制御のもとで供給される。それゆえ、デッドタイムインターバル110及び112は、回路コンポーネントの複雑で確定的な立ち上がり、立下り又は遅延時間に依存しない正確な値を有する。結果として、負荷に対するスイッチング及び電力転送の効率が最大化される。50kHzの好ましいPWMスイッチング周波数で、固定される時間の長さが図6に示されるようにデッドタイムインターバル110及び112に用いられるならば、好ましいデッドタイムインターバルは、150ナノ秒である。
固定されたデッドタイムインターバルは信頼でき効率的な動作の優位性を提供するが、負荷電力が増すにつれてデッドタイムインターバルの期間を減少させることが可能になり得るので、折衷案があるかもしれない。本発明の特徴によれば、コントローラ56は、負荷電力に基づいて様々なデッドライム110及び112を供給するように制御されるプログラムであり得る。図7に示されるように、例えば、デッドタイム110及び112は、非常に低い又は負荷のない状況の170ナノ秒の最大値から、出力負荷が2,500ワットである110ナノ秒の短縮された期間に線形的に変化し得る。様々なデッドタイムは、調光器20の制御の効率をさらに最大化することができる。
シリーズスイッチングセクション44及びクランプスイッチングセクション46を動作させるプログラム可能なコントローラ56によって実行されるルーチンは、図8の単純化されたフローチャートに例証される。そのルーチンは、ブロック114で始まる。ブロック116では、コントローラは、シリーズスイッチングセクション44のMOSFET68及び70を導電させて、電源22から負荷24へ調光器20を介して電流を流すために、シリーズスイッチ“オン”信号102(図6参照)を送る。信号102の存続期間は、コントローラ56のデータメモリに記憶され、所望の正弦波出力負荷波形を負荷24に出力するのに必要とされるPWMデューティサイクルの結果である。シリーズスイッチ“オン”信号102の終わりで、シリーズスイッチングセクション44のMOSFET68及び70は、それらの非導電性の状況に戻り、出力負荷フィルタインダクタ42及び負荷24への電流を阻止する。
ブロック118では、コントローラは、デッドタイムインターバル110に等しい期間待機する。タイムインターバルは、コントローラ56のデータメモリに記憶される。このデッドタイムインターバル110中、シリーズスイッチングセクション44のスイッチング動作は、信頼性をもって完了される。
デッドタイムインターバルの終わりで、ブロック120では、コントローラは、クランプスイッチングセクション46のMOSFET86及び88を導電させるために、クランプスイッチ“オン”信号106(図6参照)を送る。これは、エネルギーを出力負荷フィルタインダクタ42に記憶させ、インダクタ42及び負荷24に電流を流す。信号106の存続期間は、コントローラ56のデータメモリに記憶され、所望の正弦波負荷波形を負荷24に出力するのに必要とされるPWMデューティサイクルの反転の結果である。クランプスイッチ“オン”信号106の終わりで、クランプスイッチングセクション46のMOSFET86及び88は、それらの非導電性の状況に戻り、出力負荷フィルタインダクタ42と負荷24の間のクランプ電流を阻止する。
ブロック122では、コントローラ56は、デッドタイムインターバル112に等しい期間中待機する。このタイムインターバルは、コントローラ56のデータメモリに記憶される。単一の長さの時間がデッドライムインターバル110及び112に両者に用いられるならば、たった1つのデッドタイム値のみが、コントローラ56のデータメモリに記憶されることが必要である。このデッドタイムインターバル112中、クランプスイッチングセクション46のスイッチング動作は、信頼性をもって完了される。
決定ブロック124は、例えば調光器20の電力ダウン又はその類似のフィードバック応答中断など、制御信号をシリーズ及びクランプのスイッチングセクション44及び46に送信することを停止するためのコントローラの方法を表現するために含まれている。調光器スイッチング動作が終わる場合、ルーチンは、ブロック126で終了し、そうでない場合、ルーチンは繰り返される。
図9は、制御信号102及び106と、デッドライムインターバル110及び112とを取得又は計算し、その後、データメモリに記憶するための単純化された周期的なルーチンを例証している。このルーチンは、ブロック127で始まる。調光器20のユーザは、データバス又はデバイス58を経由してコントローラ56へデータを入力することによって、例えばランプ負荷の光強度に対応する出力負荷の大きさを選択し得る。決定ブロック130では、この入力データは、出力負荷の大きさの変更が要求されているかどうかを認識するためにチェックされる。要求されていないならば、ルーチンは、ブロック131で終了する。この場合、制御信号及びデッドタイムに対してデータメモリに記憶される値は、変更されずに残る。
新たな出力電力の大きさが要求される場合、新たなPWM及び逆PWMデューティサイクルがブロック132及び134で確立される。これらのステップを実行するのには様々な方法が存在する。コントローラ56は、入力データからデューティサイクル及び反転(inverse)デューティサイクルを計算し、対応するシリーズスイッチ及びクランプスイッチの制御信号値102及び106を導出する。代替的には、ルックアップテーブルは、シリーズスイッチ及びクランプスイッチの制御信号値102及び106を提供するために、コントローラメモリに記憶され得る。任意の場合において、ブロック134及び136では、シリーズスイッチ及びクランプスイッチの制御信号値102及び106の存続期間は、図8のルーチンのブロック116及び120によるアクセスのためにデータメモリに記憶される。
固定されたデッドタイムインターバルが利用される場合、それはデータ入力としてバス又はデバイス58を介してコントローラ56のデータメモリに記憶され得る。デッドタイムインターバルは、その後、図8のルーチンのブロック118及び122でのコントローラ56による利用のためにメモリにおいて利用可能である。この場合、ルーチンは、ブロック136に続くブロック131で終了する。
様々なデッドタイムインターバルが用いられる場合、図9のルーチンは、さらにブロック138から142を含んでいる。ブロック138では、コントローラ56は、フィードバックライン68(図1)によって提供される負荷電流値及び負荷電圧値を取得する。ブロック140では、負荷電力は、負荷電流値及び電圧値に基づいて計算され又は決定され得る。ブロック142では、デッドタイムインターバルは、計算又はコントローラメモリのルックアップテーブルにアクセスすることのいずれかによって設定される。例えば、図7のグラフに基づいたルックアップテーブルは、データメモリにロードされ得る。このブロックでは、デッドタイム110及び112又は単一のデッドタイム値は、図8のルーチンの部路刻118及び122によって利用するためにデータメモリに記憶される。
本発明は図面に示される本発明の実施形態の詳細を参照して述べられてきたが、これらの詳細は、特許請求の範囲で請求される本発明の範囲を限定することを意図したものではない。
Claims (17)
- 変動する波形を有する電源から電力出力信号を提供するために正弦波調光器を動作させる方法であって、
出力電力信号の所望の振幅割合に対応するデューティサイクルを有するパルス幅変調信号を供給するステップと、
前記電源と積分フィルタの間の直列回路スイッチデバイスと、前記積分フィルタを分流するクランプ回路スイッチデバイスとを導電性状態へ交互に切り替えるステップとを備え、
前記切り替えるステップは、前記パルス幅変調信号に従って前記直列回路スイッチデバイスを導電させ、前記パルス幅変調信号の反転に従って前記クランプ回路スイッチ信号を導電させることを含み、
さらに、第1及び第2の回路パスの両者が非導電性であるデッドタイムインターバルを用いて前記直列回路スイッチデバイス及び前記クランプ回路スイッチデバイスの各々の交替する導電性状態を分離するステップを備えた方法。 - 前記電力出力信号及び前記電源は、正弦波の波形を有する請求項1に記載の方法。
- 前記切り換え及び分離は、メモリを有するマイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラによって実行され、前記デッドタイムインターバルは、前記メモリに記憶される請求項2に記載の方法。
- 前記直列回路スイッチの伝導に続くデッドタイムインターバルは、前記クランプ回路スイッチの伝導に続くデッドタイムインターバルと同じ長さである請求項3に記載の方法。
- パルス幅変調周波数は、約20kHzより高い請求項4に記載の方法。
- パルス幅変調周波数は、約50kHzである請求項5に記載の方法。
- 前記デットタイムインターバルは、約100から約180ナノ秒の範囲である請求項5に記載の方法。
- 前記デッドタイムインターバルは、約150ナノ秒である請求項5に記載の方法。
- 前記デッドタイムインターバルは、固定されている請求項5に記載の方法。
- 前記コントローラに出力電力情報をフィードバックし、フィードバックの出力電力情報の変化に従って、前記コントローラにおいて前記デッドタイムインターバルを変更することさらに含んでいる請求項5に記載の方法。
- 前記デッドタイムインターバルは、フィードバックの出力電力が減少するときに増加される請求項10に記載の方法。
- 変動する波形を有する電源から電力出力信号を提供するために正弦波調光器を動作させる方法であって、
前記出力電力信号の所望の振幅割合に対応するデューティサイクルを有するパルス幅変調信号を供給するステップと、
前記電源と積分フィルタとの間の直列回路スイッチデバイスと、前記積分フィルタを分流するクランプ回路スイッチデバイスとを導電性の状態に交互に切り替えるステップとを備え、
前記切り換えは、前記パルス幅変調信号に従って前記直列回路スイッチデバイスを導電させ、前記パルス幅変調信号の反転に従って前記クランプ回路スイッチ信号を導電させることを含み、
さらに、第1及び第2の回路パスの両者が非導電性であるデッドタイムインターバルで前記直列回路スイッチデバイスの各導電性の状態が引き続いて起こるステップを備え、
前記切り替えるステップ及び各導電性の状態が引き続いて起こるステップは、メモリを有するマイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラにおいて実行され、前記デッドタイムインターバルは、前記コントローラのメモリに記憶されることを特徴とする方法。 - 負荷及びAC電源信号を有する電源と共に利用するための同期式正弦波調光器であって、
前記電源に対する接続のための入力ラインフィルタと、
前記負荷と直列に出力負荷インダクタを有する出力負荷フィルタと、
前記入力ラインフィルタと前記出力負荷フィルタとの間の電力スイッチングステージであって、前記出力負荷フィルタ及び前記負荷と直列に接続されるシリーズスイッチングセクションと、前記出力負荷フィルタ及び前記負荷を分流するために接続されるクランプスイッチングステージとを有する電力スイッチングステージと、
入力及びメモリを有するマイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラであって、前記入力で受信された負荷電力情報に基づいてパルス幅変調デューティサイクルを用いてシリーズ及びクランプのスイッチングステージを交互に導電性の状態に動作させるためにシリーズ及びクランプの制御信号を提供するコントローラと、
前記シリーズ及びクランプの制御信号を分離するために、前記メモリに記憶され、前記コントローラによって利用されるデッドタイムインターバルとを備えた同期式正弦波調光器。 - 前記デッドタイムインターバルが固定されている請求項13に記載の同期式正弦波調光器。
- 前記デッドタイムインターバルが約150ナノ秒である請求項14に記載の同期式正弦波調光器。
- 前記負荷と前記コントローラとの間に出力電力フィードバック接続をさらに備え、前記コントローラは、出力電力の変化に従って前記デッドタイムインターバルを変更する請求項13に記載の同期式正弦波調光器。
- 前記電力スイッチングステージ及び前記クランプスイッチングステージの両者は、相補的な対のMOSFETを含んでいる請求項13に記載の同期式正弦波調光器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US10/971,682 US7019469B1 (en) | 2004-10-21 | 2004-10-21 | Sinewave dimmer control method |
PCT/US2005/032855 WO2006047014A1 (en) | 2004-10-21 | 2005-09-15 | Sinewave dimmer control method |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008518395A true JP2008518395A (ja) | 2008-05-29 |
Family
ID=36084617
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007537892A Pending JP2008518395A (ja) | 2004-10-21 | 2005-09-15 | 正弦波調光器制御方法 |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7019469B1 (ja) |
EP (1) | EP1803332A4 (ja) |
JP (1) | JP2008518395A (ja) |
CN (1) | CN101049050A (ja) |
CA (1) | CA2575578A1 (ja) |
MX (1) | MX2007004827A (ja) |
RU (1) | RU2370922C2 (ja) |
WO (1) | WO2006047014A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017518732A (ja) * | 2014-06-03 | 2017-07-06 | エッジ エレクトロンズ リミテッド | 節電高周波数直列降圧ac電圧レギュレータ・システム |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102006029502A1 (de) * | 2006-06-27 | 2008-01-03 | Lite Puter Enterprise Co., Ltd., Sijhih | Sinuswellen-Lichteinstellvorrichtung |
US7956694B1 (en) | 2008-05-12 | 2011-06-07 | Wilson Jeffrey D | Phase controlled dimmer using a narrow band quadrature demodulator |
KR101001241B1 (ko) * | 2008-09-05 | 2010-12-17 | 서울반도체 주식회사 | 교류 led 조광장치 및 그에 의한 조광방법 |
FR2939578B1 (fr) * | 2008-12-04 | 2010-12-03 | Legrand France | Circuit d'alimentation electrique a decoupage haute frequence |
US9326346B2 (en) | 2009-01-13 | 2016-04-26 | Terralux, Inc. | Method and device for remote sensing and control of LED lights |
US8493002B2 (en) | 2009-06-29 | 2013-07-23 | Koninklijke Philips N.V. | Driver for cooperating with a wall dimmer |
BR112012011829A2 (pt) | 2009-11-17 | 2018-03-27 | Terralux Inc | detecção e controle de suprimento de energia led |
US8198823B2 (en) * | 2009-11-20 | 2012-06-12 | Osram Sylvania Inc. | Method and gas discharge lamp with filter to control chromaticity drift during dimming |
US9497807B2 (en) | 2010-02-12 | 2016-11-15 | Marvell World Trade Ltd. | Dimmer circuit for electronic loads |
US8896288B2 (en) | 2011-02-17 | 2014-11-25 | Marvell World Trade Ltd. | TRIAC dimmer detection |
RU2595774C2 (ru) * | 2011-09-08 | 2016-08-27 | Конинклейке Филипс Н.В. | Компоновка схемы для управления блоком сид и способ его эксплуатации |
US9544966B2 (en) * | 2012-02-01 | 2017-01-10 | Philips Lighting Holding B.V. | Driver device and driving method for driving a load, in particular a LED unit |
US9250669B2 (en) | 2012-09-14 | 2016-02-02 | Lutron Electronics Co., Inc. | Power measurement in a two-wire load control device |
US9155162B2 (en) * | 2012-09-14 | 2015-10-06 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire dimmer with improved zero-cross detection |
US9502866B1 (en) | 2012-10-18 | 2016-11-22 | Lex Products Corporation | Configurable modular power control system |
JP6258951B2 (ja) * | 2012-11-06 | 2018-01-10 | フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ | 回路装置及び回路装置を備えるledランプ |
US9093894B2 (en) | 2012-12-17 | 2015-07-28 | Greenmark Technology Inc. | Multiple-level power control system |
EP3292740B1 (en) * | 2016-07-29 | 2020-07-29 | Raytheon Canada Ltd. | Pulse-width modulation light source drive and method |
RU193304U1 (ru) * | 2019-03-21 | 2019-10-23 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Самарский государственный аграрный университет" | Фильтр входной помехоподавляющий |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03296117A (ja) * | 1990-04-13 | 1991-12-26 | Tokyo Rikoushiya:Kk | 可変型自動電圧調整器 |
JPH08205537A (ja) * | 1995-01-20 | 1996-08-09 | Hiroshi Iwai | 超低周波電源装置 |
JPH09172786A (ja) * | 1995-10-05 | 1997-06-30 | Internatl Rectifier Corp | Mosゲート駆動用回路 |
JPH1050491A (ja) * | 1996-08-01 | 1998-02-20 | Hitachi Ltd | 蛍光灯点灯装置 |
JP2000116155A (ja) * | 1998-09-29 | 2000-04-21 | Murata Mfg Co Ltd | 圧電トランスインバータ |
JP2005525621A (ja) * | 1999-11-12 | 2005-08-25 | ライテイング コントロール,インコーポレーテツド | 正弦波基準を採用した電力調整器 |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
AT390532B (de) * | 1987-07-08 | 1990-05-25 | Enders Wolfgang Dipl Ing Dr | Pulsbreiten moduliertes wechselstrom-leistungsstellglied |
US4998046A (en) * | 1989-06-05 | 1991-03-05 | Gte Products Corporation | Synchronized lamp ballast with dimming |
US5045774A (en) | 1989-12-28 | 1991-09-03 | R. Morley, Inc. | Full scale AC or DC power attenuator |
GB2267788B (en) | 1992-06-04 | 1997-01-29 | Strand Lighting Ltd | Dimming system, and dimmer therefor |
US5500575A (en) | 1993-10-27 | 1996-03-19 | Lighting Control, Inc. | Switchmode AC power controller |
US5550436A (en) * | 1994-09-01 | 1996-08-27 | International Rectifier Corporation | MOS gate driver integrated circuit for ballast circuits |
US5770928A (en) | 1995-11-02 | 1998-06-23 | Nsi Corporation | Dimming control system with distributed command processing |
DE19543720A1 (de) * | 1995-11-23 | 1997-05-28 | Tridonic Bauelemente | Elektronischer Transformator |
US5949197A (en) | 1997-06-30 | 1999-09-07 | Everbrite, Inc. | Apparatus and method for dimming a gas discharge lamp |
US6346778B1 (en) | 1998-01-20 | 2002-02-12 | Bytecraft Pty Ltd | AC power converter |
DE10012363A1 (de) * | 2000-03-14 | 2001-10-11 | Tridonic Bauelemente | Elektronischer Transformator |
US6657399B2 (en) * | 2001-01-26 | 2003-12-02 | International Rectifier Corporation | Self-oscillating circuit for driving high-side and low-side switching devices with variable width pulses |
-
2004
- 2004-10-21 US US10/971,682 patent/US7019469B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2005
- 2005-09-15 RU RU2007106409/28A patent/RU2370922C2/ru not_active IP Right Cessation
- 2005-09-15 CN CN200580031435.1A patent/CN101049050A/zh active Pending
- 2005-09-15 JP JP2007537892A patent/JP2008518395A/ja active Pending
- 2005-09-15 WO PCT/US2005/032855 patent/WO2006047014A1/en active Application Filing
- 2005-09-15 EP EP05796350A patent/EP1803332A4/en not_active Withdrawn
- 2005-09-15 CA CA002575578A patent/CA2575578A1/en not_active Abandoned
- 2005-09-15 MX MX2007004827A patent/MX2007004827A/es active IP Right Grant
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03296117A (ja) * | 1990-04-13 | 1991-12-26 | Tokyo Rikoushiya:Kk | 可変型自動電圧調整器 |
JPH08205537A (ja) * | 1995-01-20 | 1996-08-09 | Hiroshi Iwai | 超低周波電源装置 |
JPH09172786A (ja) * | 1995-10-05 | 1997-06-30 | Internatl Rectifier Corp | Mosゲート駆動用回路 |
JPH1050491A (ja) * | 1996-08-01 | 1998-02-20 | Hitachi Ltd | 蛍光灯点灯装置 |
JP2000116155A (ja) * | 1998-09-29 | 2000-04-21 | Murata Mfg Co Ltd | 圧電トランスインバータ |
JP2005525621A (ja) * | 1999-11-12 | 2005-08-25 | ライテイング コントロール,インコーポレーテツド | 正弦波基準を採用した電力調整器 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017518732A (ja) * | 2014-06-03 | 2017-07-06 | エッジ エレクトロンズ リミテッド | 節電高周波数直列降圧ac電圧レギュレータ・システム |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1803332A4 (en) | 2007-11-28 |
RU2370922C2 (ru) | 2009-10-20 |
EP1803332A1 (en) | 2007-07-04 |
CN101049050A (zh) | 2007-10-03 |
WO2006047014A1 (en) | 2006-05-04 |
CA2575578A1 (en) | 2006-05-04 |
RU2007106409A (ru) | 2008-11-27 |
MX2007004827A (es) | 2008-02-12 |
US7019469B1 (en) | 2006-03-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2008518395A (ja) | 正弦波調光器制御方法 | |
US7233112B2 (en) | PWM switching power supply control methods | |
JP2002502217A (ja) | Acパワーコンバータ | |
EP1727403B1 (en) | Low voltage overcurrent protection for solid state switching system | |
US8288958B2 (en) | Dynamic application of cut-out pulses in alternating current power | |
JPS6373870A (ja) | 電力制御システム | |
US6727665B2 (en) | Dimmer for energy saving lamp | |
CN101461290B (zh) | 灯驱动电路 | |
CN101461288B (zh) | 灯驱动电路 | |
WO2007067718A1 (en) | Apparatus and method for controlling the filament voltage in an electronic dimming ballast | |
US9979189B2 (en) | Control apparatus using variations in conduction angle as control command | |
JPH03503223A (ja) | 調光制御方法及びその制御回路 | |
EP1269800A1 (en) | Apparatus and method for driving a high intensity discharge lamp | |
CN105265026A (zh) | 用于检测前缘切相调光器的方法及电路 | |
CN101960924A (zh) | 可调光瞬时启动镇流器 | |
US4568857A (en) | Fluorescent light controller | |
WO2009101544A2 (en) | Control circuit of a dimmer assembly for dimming an energy-saving lamp | |
KR101413696B1 (ko) | 적어도 하나의 방전 램프를 동작시키기 위한 전자 안정기 및 방법 | |
US8384369B2 (en) | Microprocessor controlled variation in cut-out pulse application in alternating current power | |
AU2003204121B2 (en) | Dimmer for energy saving lamp | |
US7291986B2 (en) | Step sinusoidal voltage controlling method for hid, flourescent and incandescent light dimming applications | |
WO2008059308A1 (en) | Electronic circuit means for increasing the ability of fluorescent lamps to be dimmed using standard dimmers | |
JP4379235B2 (ja) | 調光装置 | |
JP3374417B2 (ja) | 調光装置 | |
US11160150B2 (en) | System and method for detecting a type of load |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080806 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110221 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20111017 |