AT390532B - Pulsbreiten moduliertes wechselstrom-leistungsstellglied - Google Patents

Description

Nr. 390 532

Die Erfindung betrifft ein pulsbreitenmoduliertes Wechselstrom-Leistungsstellglied mit Wechselstromein- und ausgang, bei dem die Ausgangsspannung kontinuierlich von 0 bis zum Wert der Eingangsspannung eingestellt werden kann, wobei die angeschlossene Last Wirk- und Blindanteile besitzen darf und die Pulsfrequenz bis oberhalb des Hörbereiches (20 kHz) gewählt werden kann, wobei eine Eingangsklemme galvanisch mit einer Ausgangsklemme verbunden ist, und parallel zum Eingang die Serienschaltung zweier elektronischer Schalter (Sl und Sq) liegt, wobei jeder der beiden Schalter in beide Stromrichtungen leitfähig, bzw. sperrend geschaltet werden kann, wobei mit einer Steuereinrichtung im wesentlichen entweder der im Längspfad liegende Schalter (SL) leitend und der im Querpfad liegende Schalter (Sq) sperrend, oder der letztere (Sq) leitend und der erstem (SL) sperrend geschaltet wird, und durch das Verhältnis (Tau) der Einschaltdauer (tj.) vom Schalter im Längspfad (SL) zur Einschaltdauer (tA) des Schalters im Querpfad (Sq) die Höhe der Ausgangsspannung festgelegt wird, wobei das Verhältnis (Tau) Werte zwischen 0 und °° annehmen kann, mit einer Drossel (L) zwischen der Verbindungsstelle der beiden Schalter (SL und Sq) und der mit dem Eingang nicht verbundenen Ausgangsklemme sowie einem Kondensator (C^) parallel zu den Ausgangsklemmen.

Bisher wurden in der Leistungselektronik zur Steuerung der Leistung an Wechselstromverbrauchem vornehmlich Geräte mit a) Phasenanschnittsteuerung bzw. b) Wechselrichtern eingesetzt. Dem sehr geringen Aufwand der Geräte der Type a) stehen die Nachteile der starken eingangs- und ausgangsseitigen Oberwellenbelastung, die Funkstörprobleme, die relativ hohen Kurzschlußströme und die Probleme, die bei starker Blindlast auftreten können, gegenüber. Um die starke Oberwellenbelastung im Ausgang zu reduzieren, besteht die Möglichkeit der Anwendung des Typs b) in der Ausführungsform als Pulswechselrichter. Pulswechselrichter werden üblicherweise ([1], Zach, F.: Leistungselektronik; Springer Verlag, Wien/New York) mit Gleichstromzwischenkreisen ausgeführt.

Bei entsprechender Modulation und hinreichend hoher Pulsfrequenz kann mit solchen Geräten eine nahezu sinusförmige Ausgangsspannung erzielt werden. Nachteilig bei dem letzteren Verfahren ist der relativ hohe Aufwand für den Gleichstromzwischenkreis, die von diesem Kreis verursachte eingangsseitige Stromoberwellenbelastung sowie die zumindest funkstörtechnisch ungünstige Forderung, daß kein Punkt des Ausgangskreises mit einem Punkt des Eingangskreises verbunden sein darf, wenn nicht ein Eingangstransformator für die volle umgesetzte Leistung vorgesehen wird.

Aus der dargestellten technischen Situation ergab sich die Problemstellung, ein Leistungsstellglied zu schaffen, das folgende Wesensmerkmale aufweisen sollte: 1) geringes Bauvolumen, kein Eingangstransformator erforderlich 2) Einsparung des Gleichstromzwischenkreises 3) geringe eingangs- und ausgangsseitige Oberwellen (niederfrequent und hochfrequent) 4) hoher Wirkungsgrad 5) kontinuierliche Durchsteuerbarkeit der Ausgangsspannung von 0 bis zum Höchstwert 6) Möglichkeit des Leerlaufbetriebes und des Lastbetriebes mit starken Blindanteilen 7) geringe Kurzschlußströme 8) Möglichkeit der galvanischen Verbindung eines Punktes des Einganges und des Ausganges.

Die Lösung der Aufgabe erfolgte durch die Anwendung des bei Gleichspannungsschaltnetzteilen in Tiefsetzstellerschaltung [1] (Fig. 1) bekannten Prinzips auf den Wechselspannungsbetrieb.

Anstelle des dort vorhandenen unipolaren Schalters (S) im Längszweig und anstelle der Diode (D) im Querzweig müssen bei Wechselspannungsbetrieb bipolare Schalter eingesetzt werden (Fig. 2). Solche Schaltungen sind bereits realisiert worden ([2], Lutron Electronics Co.: Beleuchtungssteuersystem US-PaL von 80-03-28, Dok. Nr. 3112 411; [3], Revankar, G., Trasi, D.: Symmetrically puls with modulated AC-Chopper, IEEE Transactions on industrial electronics and control instrumentations, vol. IECI24, No. 1 February 1977, p. 34 - 44), um durch Einschaltung von "Kerben" in den sonst ungestört sinusförmigen Verlauf der Ausgangsspannung deren Effektivwert zu steuern. Die Wirkung dieser Schaltungen ist ähnlich der bei Phasenanschnittsteuerungen, wobei jedoch im Unterschied zur Phasenanschnittsteuerung die Möglichkeit besteht, auch bei kleinem Ausgangseffektivwert hohe Spannungsmomentanwerte zu erreichen. Aus diesem Grund wird das Verfahren in der Beleuchtungstechnik eingesetzt. Aufgrund des üblichen Aufbaues der Wechselspannungschalter und des im Schrifttum [2], [3] beschriebenen Steuerungsverfahrens ist man aber, wie folgend abgehandelt wird, mit den bekannten Anordnungen nicht in der Lage, Impedanzen mit starken Blindanteilen im Bereich mehrerer kHz zu schalten, um durch Pulsbreitenmodulation wieder eine annähernd sinusförmige Ausgangskurvenform zu erreichen. Bei Betrieb der Schalter in diesem Frequenzbereich treten die Probleme in den Vordergrund, die von dem nichtidealen Schaltverhalten üblicher, nach dem derzeitigen technischen Stand erhältlicher elektronischer Schalter herrühren.

Im wesentlichen bestehen die Probleme darin, daß lastabhängig zwischen Ansteuerung und tatsächlichem Ein-bzw. Abschalten eines elektronischen Schalters Verzugszeiten auftreten, sodaß in der Grundschaltung (nach Fig. 2a) bei genau abwechselnder Ansteuerung von (SL) und (Sq) nicht auszuschließen ist, daß zumindest in -2-

Nr. 390 532 kurzen Zeitbereichen a) beide Schalter (SL) und (Sq) leitend b) beide Schalter unterbrochen sind.

Als typischer Schalter wird in [2] für den Längszweig eine Ausführung nach Fig. 3a angegeben, wobei ein Leistungtransistor in einer Graetzbrückendiagonale liegt, während für den Querzweig nach Fig. 3b zwei antiparallel geschaltete Thyristoren mit Seriendioden zur Erhöhung der Rückwärtssperrfähigkeit angegeben werden. Bei positiver Eingangsspannung (UE) und positivem Eingangsstrom (iE) nach Fig. 4 fließt der Strom (iß) abwechselnd durch den Transistor (Tj) und den Thyristor (Th2). Das Löschen des Thyristors erfolgt nach Einschalten des Transistors durch Anlegen der umgekehrten Spannungspolarität.

Wird bei gleicher Stromrichtung für (iE) die umgekehrte Spannungsrichtung für (UE) angenommen, dann wird nach Einschalten von (Tj) der Thyristor (Th2) nicht mehr umgepolt und bleibt daher leitend, worauf sich ein Kurzschluß der momentanen Eingangsspannung (UE) ergeben muß.

Bei cos Phi * 1 muß daher in der in [2] angegebenen Schaltung immer sichergestellt sein, daß vor der Einschaltung von (Tj) der Strom im Thyristor abgeklungen ist und der Thyristor die volle Sperrfähigkeit in

Vorwärtsrichtung erreicht hat. Dies bedingt im allgemeinen relativ lange Zeiten (breite Kerben), woraus zu schließen ist, daß die angegebene Schaltung nur für wenige Kerben pro Halbwelle geeignet ist.

Weiters wird in [2] angegeben, daß durch eine Steuerung jeweils in Abhängigkeit der Eingangsspannung nur einer der beiden Querzweige angesteuert wird, was dazu führen muß, daß bei entgegengesetzter Polarität von Strom und Spannung deqenige Zweig angesteuert wird, durch den der Strom auf Grund der Polung des Zweiges nicht fließen kann, wodurch der Drosselstrom (iß) abreißen würde und unzulässige Überspannungen entstehen müßten.

Aus den dargelegten Sachverhalten kann geschlossen werden, daß mit dem in [2] beschriebenen Gerät nur Schaltungen mit verhältnismäßig geringer Frequenz ausgeführt werden können, wobei die Auswirkung der oben beschriebenen Phänomene mit passiven Beschaltungs- und Schutzmaßnahmen in zulässigen Grenzen gehalten werden muß.

Nimmt man für den Querzweig analog zum Längszweig einen Schalttransistor in einer Graetzbrückendiagonale an, dann treten die oben erwähnten Probleme auf Grund des unidealen Schaltverhaltens der Transistoren mit der Gefahr des Eingangskurzschlusses bzw. des Abreißens des Drosselstromes mit der Ausbildung von Überspannung insbesondere bei größeren Lastströmen in vollem Ausmaß auf. Es müßten bei Anwendung dieser Schaltung sehr schnelle Meßschaltungen zur Erfassung der momentanen Leitsituation der Transistoren in die Steuerung integriert werden, wobei aber der zeitliche Unsicherheitsfaktor, der sich bei der Ansteuerung der Transistoren ergibt, nicht komplett ausgeschlossen werden kann, und damit in beschränktem Ausmaß auch bei maximalem Strom (iß) und voller Netzspannung (UE) zumindest in kurzen Abschnitten mit

Eingangskurzschlüssen bzw. Drosselstromlücken zu rechnen ist.

Die gegenständliche Aufgabe kann daher mit dem hier beschriebenen, bekannten Aufbau nicht zufriedenstellend gelöst werden. Die Lösung erfolgt erfindungsmäßig in der Weise, daß die Schalter (SE und Sq) jeweils aus zwei gesonderten, entgegengesetzt gepolten Zweigen bestehen, die ihrerseits aus der Serienschaltung eines elektronischen Schalters, der auch die gesteuerte Unterbrechung von Strömen ermöglicht, und einer Diode bestehen, und daß dem Schalter im Längspfad (SL) oder dem im Querpfad (Sq) ein Überspannungsableiter parallelgeschaltet ist und die Steuereinrichtung in Abhängigkeit vom jeweiligen Drosselstrom in der Weise wirkt, daß in einem 1. Betriebsbereich, in dem der Drosselstrom (iß) entweder den positiven Referenzwert (iß rej) überschritten, oder den negativen Referenzwert (-iß rej) unterschritten hat, entweder der der momentanen Stiomrichtung entsprechende Zweig des Schalters im Längspfad (SE) ein- und alle anderen Zweige abgeschaltet werden, oder der der momentanen Stiomrichtung entsprechende Zweig des Schalters im Querzweig (Sq) ein- und alle anderen Zweige abgeschaltet werden, und daß in einem 2. Betriebsbereich, bei Drosselströmen zwischen dem positiven und negativen Referenzwert abwechselnd entweder beide Zweige des Längspfades (SE) eingeschaltet und beide Zweige des Querpfades (Sq) abgeschaltet, oder beide Zweige des

Querpfades (Sq) eingeschaltet und beide Zweige des Längspfades (SE) abgeschaltet werden, wobei zur Vermeidung von Eingangskurzschlüssen auf Grund von Schaltverzugszeiten zwischen die beiden Leitphasen eine Sperrphase eingeschoben wird, in der alle 4 Schaltzweige gesperrt sind, und dabei auftretende Überspannungen durch den Überspannungsableiter (ü) begrenzt werden. (Fig. 5,6)

Der Stand der Technik wird anhand der Fig. 1 bis 4 erläutert. In Fig. la ist die bekannte Tiefsetzstellerschaltung für Gleichspannungsbetrieb dargestellt

Fig. lb zeigt den zeitlichen Verlauf der Schalterstellung und des Drosselstromes (iß).

Fig. 2a zeigt die in der Literatur [2] angegebene Schaltung zur Einschaltung von "Kerben" in den sonst sinusförmigen Verlauf der Auggangsspannung.

In Fig. 3 sind die in der Literatur [2] angegebenen Schalterausführungen für den Schalter (SL) (Fig. 3a) -3-

Nr. 390 532 sowie (Sq) (Fig. 3b) dargestellt.

In Fig. 4 liegt die in der Literatur [2] angegebene Schalterausführung mit den Schaltern nach Fig. 3 vor.

Die Erfindung wird anhand der Figuren 5 bis 8 erläutert, ln Fig. 5 liegt die erfindungsmäßige Grundschaltung mit den beiden bipolaren Schaltern (Sp und Sq) vor.

Fig. 6 stellt das Zeitdiagramm für die Ansteuerung der jeweils 2 Zweige (1, 3) bzw. (2, 4) der beiden Bipolarschalter (Sp und Sq) dar.

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Ansteuerschaltung.

In Fig. 8 ist das Ausführungsbeispiel eines kompletten Leistungsstellgliedes dargestellt.

Die eingangs- und ausgangsseitigen Kondensatoren (Cg) (7) und (C^) (10) in Fig. 5 dienen der Reduktion der eingangs- und ausgangsseitigen Oberwellen. In Fig. 5 ist die Auftrennung der Schalter (Sp) (5) im Längspfad sowie im Querpfad (Sq) (6) in die jeweils getrennten Zweige (1,3) bzw. (2,4) dargestellt, wobei jeder der Zweige aus der Serienschaltung einer Diode und eines steuerbaren Halbleiterschalters besteht, sodaß der Stromfluß jeweils in einer Richtung gesperrt ist, und in der anderen Richtung in gesteuerter Weise eingeschaltet oder unterbrochen werden kann. Der Drosselstrom (ip) einer bestimmten Richtung kann bei dieser

Schaltungsanordnung nur jeweils durch einen der beiden Zweige fließen, also bei positiver Stromrichtung (= Zählpfeilrichtung von (ip)) durch die Zweige (3) oder (4), bei negativer Stromrichtung durch die Zweige (1) oder (2).

Wenn von der Steuerung jeweils nur die Schalterzweige abwechselnd angesteuert werden, die den Drosselstrom der momentanen Polarität führen können, dann werden für beliebige Polarität der Eingangsspannung die Eingangskurzschlüsse unmöglich, da immer genau eine Zweigseriendiode entgegengesetzte Polarität aufweist. Es dürfen die zugehörigen Zweige daher auch überdeckend angesteuert werden, das heißt, daß die zugehörigen Zweige Zeiten aufweisen dürfen, in denen beide Schalter zugleich angesteuert werden, wodurch grundsätzlich trotz veränderlicher Schaltverzugszeit zu jedem Zeitpunkt sichergestellt werden kann, daß mindestens einer der beiden Zweige leitet und damit der Drosselstrom nicht abreißt. Während Lücken in der Stromleitung umso größere Auswirkungen haben, je größer der Drosselstrom (ip) ist, werden die Auswirkungen von Kurzschlüssen der Eingangsspannung (UE) durch gleichzeitiges Leiten der Schalter (Sp) und (Sq) umso größer sein, je höher die Eingangsspannung (UE) ist

Wenn keine Stromlücken auftreten sollen, dann kann es erforderlich sein, daß bei kleinen Drosselströmen beide Zweige des Schalters im Längspfad (Sp) bzw. beide Zweige des Schalters im Querpfad (Sq) abwechselnd aktiviert werden, um die ungestörte Polaritätsumkehr des Drosselstromes (ip) zu ermöglichen. Durch die Schaltverzugszeiten und insbesondere durch die überdeckende Ansteuerung der einzelnen Schalter könnte es dabei zu Eingangskurzschlüssen kommen. Bei starken Blindanteilen in der äußeren Impedanz (Z), aber auch im Leerlauf (Z=°°) ist die Eingangsspannung (UE) im Zeitpunkt des Drosselstromnulldurchganges (ip = 0) relativ hoch. Eingangskurzschlüsse hätten daher erhebliche Störauswirkungen. Aus diesem Grund wird in unmittelbarer Umgebung des Stromnulldurchganges, die dadurch gekennzeichnet ist, daß lipl < lip refl, statt der überlappenden Ansteuerung der Schalter im Längspfad (Sp) und im Querpfad (Sq) eine Pause der Dauer (ty) einschaltet, in der alle 4 Schalterzweige gesperrt sind. Wenn (ip rej) hinreichend klein gewählt wird, hat die Stromlücke nur relativ geringe Störauswirkungen, da dann die in der Drossel (L) gespeicherte Energie gering ist. Die Störauswirkung besteht in einer Überspannung an der Drossel (und damit auch an den Halbleiterschaltem). Diese Überspannung kann aber durch den Überspannungsableiter (ü) oder/und eine Schutzbeschaltung (RC oder RCD) der Halbleiterschalter (Fig. 8) beliebig reduziert werden.

Der beschriebene Ablauf wird im Impulsdiagramm (Fig. 6) dargestellt. Ein Ausführungsbeispiel für eine Schaltung zur Gewinnung der erforderlichen Ansteuersignale ist in Fig. 7 dargestellt.

Die Meßgröße für den Drosselstrom (ip) wird mit Hilfe der beiden Komparatoren (31,32) nach Amplitude und Polarität bewertet (Fig. 7). In Abhängigkeit von den Ausgangsspannungen (U+) bzw. (U_) der Komparatoren werden die Steuerspannungen (Up) und (Uq) über die UND-Gatter (37 bis 40) und über die Übertragungsstrecken (Tr) (45 bis 48) an die Steuereingänge (11 bis 14) der 4 Halbleiterschalter (la bis 4a) geleitet.

Wenn U+ = H, U. = L gilt, dann werden nur die Schalter (la) und (2a) abwechselnd betätigt, während die Schalter (3a) und (4a) gesperrt sind. Wenn U+ = L, U_ = H, gilt, dann werden nur die Schalter (3a) und (4a) abwechselnd betätigt, während die Schalter (la) und (2a) gesperrt sind. Im Falle, daß U+ = H, U. = H gilt, werden abwechselnd zugleich je 2 Schalter (la, 3a) bzw. (2a, 4a) ein, bzw. ausgeschaltet, wobei die invertierenden Schaltverzögerungsglieder (Sy) (41 bis 44) bewirken, daß zwischen Abschaltung des einen

Schalterpaares und Einschaltung des jeweils anderen eine Pause der Länge (tv) eintritt, während der alle 4 Schalter gesperrt sind. -4-

Claims (2)

1. Nr. 390 532 Die Steuerspannungen (U^) und (Uq) werden durch Pulsbreitenmodulation eines von einem Taktgenerator (51) kommenden Taktsignals (58) in einem Modulator (50) in Abhängigkeit von der Steuerspannung (U§t) (59) gewonnen. Der Meßwiderstand (Rm) (17) wird in günstiger Weise zwischen Drossel (L) und Ausgangskondensator (CA), (10) angeordnet (Fig. 5). Eine Anordnung im Zweig (28) könnte funkstörtechnische Probleme und Probleme bei der Parallelschaltung solcher Leistungsstellglieder ergeben. Eine Anordnung zwischen Drossel (L) und dem Überspannungsableiteranschlußpunkt hätte zur Folge, daß sich der Bezugspunkt der Steuerung bei galvanischer Verbindung mit dem Meßwiderstand mit hoher Spannungssteilheit gegen den Neutralleiter der Anordnung bewegt, was zu EMC-Problemen führen kann. Außerdem ergeben sich Probleme bei der für die Regelung erforderlichen Messung der Ausgangsspannung. In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel für ein neues Leistungsstellglied dargestellt. Als Halbleiterschalter wurden npn-Transistoren eingesetzt. Grundsätzlich kommen dafür auch FET-Transistoren in Betracht. Die Transistoren wurden zu deren Abschaltentlastung in bekannter Weise mit RCD-Netzwerken beschältet, die Transistoren in den Zweigen des Längspfades zusätzlich mit RLD-Netzwerken. Im Eingang und Ausgang der Schaltung wurden zusätzlich LC-Filter (63, 65) bzw. (67, 68) angeordnet, um die eingangs- und ausgangsseitigen Oberwellen zu reduzieren. Die Schutzeinrichtung (71) wirkt bei eingangsseitigen Überströmen oder Überspannungen entweder bei kleinen Werten durch das Signal (78) auf die Transistoransteuerelektronik (21a) oder bei höheren Werten, die vor allem bei Schäden im Leistungsstellglied auftreten können, mit dem Ausgangssignal (82) auf das Gate des in der Diagonale der Graetzbrücke (61) angeordneten Thyristors (62), wodurch ein Eingangskurzschluß bewirkt wird und die Sicherung (60) zum Ansprechen kommt Die Stellgröße (79) wirkt auf die Regelung (70), die in Abhängigkeit der Meßgröße (72) für die Ausgangsspannung UA und des Drosselstromes (iD) (80) ein Steuersignal (59) für den Pulsbreitenmodulator in der Transistoransteuerelektronik (21a) liefert. Die Transistoransteuerelektronik (21a) liefert 4 Signale an die Signal-Übertragungseinrichtung (21b), die die galvanische Trennung zu den Leistungsverstärkem (21c) für die Transistoransteuersignale (11 bis 14) darstellt. Die galvanische Trennung muß eine hohe Störsicherheit bei großen Werten der Spannungssteilheit zwischen Eingang und Ausgang aufweisen. Die Aufgabe kann z. B. mit breitbandigen Optokopplern, die mit einem Schirmgitter zwischen Sende- und Empfangsdiode ausgestattet sind, zufriedenstellend gelöst werden. Die einzelnen Schaltungsbaugruppen, die zum Teil auf stark unterschiedlichem Potential liegen, werden von einer zentralen Netzversorgung (69) gespeist. Insbesondere beim Einsatz von Hochspannungsschalttransistoren ist es sehr wichtig, daß die Ansteuerspannungen in keinem Zeitpunkt gewisse Mindestwerte unterschreiten, da es sonst zur Entsättigung und thermischen Bauteilzerstörung kommen kann. Aus diesem Grunde wurde die zentrale Netzversorgung (69) als selbstanlaufendes Schaltnetzteil ausgeführt, dessen Ausgangsspannung in weitem Bereich unabhängig vom Wert der Eingangsspannung ist, sodaß auch bei sehr starken Einbrüchen der Speisespannung ein einwandfreier Betrieb des Leistungsstellgliedes möglich ist PATENTANSPRUCH Pulsbreitenmoduliertes Wechselstrom-Leistungsstellglied mit Wechselstromein- und ausgang, bei dem die Ausgangsspannung von 0 bis zum Wert der Eingangsspannung eingestellt werden kann, wobei die angeschlossene Last Wirk- und Blindanteile besitzen darf und die Pulsfrequenz bis oberhalb des Hörbereiches (20 kHz) gewählt werden kann,wobei eine Eingangsklemme galvanisch mit einer Ausgangsklemme verbunden ist, und parallel zum Eingang die Serienschaltung zweier elektronischer Schalter liegt, wobei jeder der beiden Schalter in beide Stromrichtungen leitfähig, bzw. sperrend geschaltet werden kann, wobei mit einer Steuereinrichtung im wesentlichen entweder der im Längspfad liegende Schalter leitend und der im Querpfad liegende Schalter sperrend, oder der letztere leitend und der erstere sperrend geschaltet wird, und durch das Verhältnis der Einschaltdauer vom Schalter im Längspfad zur Einschaltdauer des Schalters im Querpfad die Höhe der Ausgangsspannung festgelegt wird, wobei das Verhältnis Werte zwischen 0 und °° annehmen kann, mit einer Drossel zwischen der Verbindungsstelle der beiden Schalter und der mit dem Eingang nicht verbundenen Ausgangsklemme, sowie einem Kondensator parallel zu den Ausgangsklemmen, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (S^ und Sq) jeweils aus zwei gesonderten, entgegengesetzt gepolten Zweigen bestehen, die ihrerseits aus der Serienschaltung eines elektronischen Schalters, der auch die gesteuerte Unterbrechung von -5- Nr. 390 532 Strömen ermöglicht, und einer Diode bestehen, und daß dem Schalter im Längspfad (S^) oder dem im Querpfad (Sq) ein Überspannungsableiter parallelgeschaltet ist und die Steuereinrichtung in Abhängigkeit vom jeweiligen Drosselstrom in der Weise wirkt, daß in einem 1. Betriebsbereich, in dem der Drosselstrom (iD) entweder den positiven Referenzwert (ijj rej) überschritten, oder den negativen Referenzwert (-iD rej) unterschritten hat, 5 entweder der der momentanen Stromrichtung entsprechende Zweig des Schalters im Längspfad (S^) ein- und alle anderen Zweige äbgeschaltet werden, oder der der momentanen Stromrichtung entsprechende Zweig des Schalters im Querzweig (Sq) ein- und alle anderen Zweige abgeschaltet werden, und daß in einem
2. 2. Betriebsbereich, bei Drosselströmen zwischen dem positiven und negativen Referenzwert abwechselnd entweder beide Zweige des Längspfades (S^) eingeschaltet und beide Zweige des Querpfades (Sq) äbgeschaltet, oder beide Zweige des 10 Querpfades (Sq) eingeschaltet und beide Zweige des Längspfades (S^) abgeschaltet werden, wobei zur Vermeidung von Eingangskurzschlüssen auf Grund von Schaltverzugszeiten zwischen die beiden Leitphasen eine Spenphase eingeschoben wird, in der alle 4 Schalterzweige gesperrt sind, und dabei auftretende Überspannungen durch den Überspannungsableiter (ü) begrenzt werden. (Fig. 5,6) 15 Hiezu 5 Blatt Zeichnungen -6-