DE19516861C2 - Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip - Google Patents
Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem GegentaktwandlerprinzipInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Gleichspannungskonverter
nach dem Gegentaktwandlerprinzip, mit einem Übertrager, des
sen Primärseite über wenigstens zwei vermittels einer Steuer
schaltung alternierend angesteuerte Halbleiterschalter mit
einer eine Eingangsspannung liefernden Gleichspannungsquelle
derart verbunden ist, daß die Primärseite alternierend in ge
gensinniger Richtung von Strom durchflossen ist, und dessen
Sekundärseite mit Ausgangsklemmen verbunden ist, an denen ei
ne Last anliegt (US 5 065 300).
Derartige, auch als getaktete Schaltnetzteile bekannte DC/DC-
Konverter in hochempfindlicher Umgebung einzusetzen, in der
z. B. kleine Steuersignale oder eine hochauflösende A/D-Kon
vertierung gehandhabt werden, kann zu bemerkenswerten Proble
men wie elektromagnetische Störungen in Kleinsignalblöcken
bzw. Verstärkern dergestalt führen, daß geschaltete Impuls
ströme und Gleichtaktstörungen unkontrollierbare Signale her
vorrufen. Dazu kommt, daß herkömmliche Resonanzwandler einen
in der Regel lediglich geringen Eingangsspannungsbereich auf
weisen, was insbesondere zur folge hat, daß Schalten der
Transistoren im Strom- und insbesondere im Spannungsnull
durchgang - namentlich am oberen Ende des Eingangsspannungs
bereiches - nicht mehr erreicht werden kann. Im folgenden
sollen anhand der in Fig. 1 dargestellten Konverterschaltung
einige Nachteile aufgezeigt werden, wie sie bei der DC/DC-
Konvertierung von niedrigen Spannung im Zusammenhang mit der
Erzielung einer guten elektromagnetischen Verträglichkeit so
wie eines weiten Eingangsbereiches auftreten, und zwar anhand
eines in diesem Falle häufig angetroffenen mittelangezapften
Gegentaktflußwandlers, entweder mit oder ohne Stromsteuerung,
als Beispiel mit 12 V Eingang sowie einer Leistung von 120
Watt. Dargestellt ist ein Leistungstransformator 1 mit einem
Ferritkern, dessen Primärwicklung 2 über zwei Halbleiter
schalter 6 und 7 mit einer eine Eingangsspannung Uin liefern
den Gleichspannungsquelle 5 an der Mittenanzapfung 4 derart
verbunden ist, daß die Primärwicklung alternierend in gegen
sinniger Richtung von Strom durchflossen ist. Des weiteren
ist die Sekundärwicklung 3 des Leistungstransformators 1 über
Gleichrichterdioden 15 und 16, einer Ausgangsdrossel 17 und
einem Glättungskondensator 18 mit einem Lastwiderstand 19
verbunden. Zur alternierenden Ansteuerung der beiden Transi
storen 6 und 7 werden aus einer nicht näher dargestellten
Steuerschaltung Steuerimpulse an die Gates 8 und 9 der beiden
Transistoren angelegt, wobei zur Überlastsicherung zumeist
ein Stromfühler 20 erforderlich ist, der aus dem im Sekundär
kreis fließenden Strom ein in Abhängigkeit der Last wirkendes
Steuersignal ableitet. Die Hauptquelle elektromagnetischer
Störungen bildet bei dieser Konfiguration der trapezförmige
Eingangsstrom sowie die ein- und ausgeschaltete Spitzenampli
tude von insgesamt mindestens 10 A. Ohne dicke Elektrolytkon
densatoren niederer Impedanz zum Puffern und Laden wird die
Eingangsspannung sicherlich mit Störungen unakzeptabler
Amplitude überlagert. Unter normalen Umständen ist mindestens
ein einstufiges π-Filter vonnöten. Im Gegensatz zu hochspan
nungsbetriebenen Schaltnetzteilstufen ist ferner zu beobach
ten, daß eine wirksame Unterdrückung der Spannungsspitzen bei
der Transistorsperrung schwierig zu erreichen ist, und die
VCES- bzw. BDSS-Sicherheitsabstände in Bezug auf die doppelte
Maximaleingangsspannung beträchtlich höher dimensioniert wer
den müssen. Unterhalb 10 V Eingangsspannung ist die Erzeugung
eines Current-Sense-Signals mit nicht vernachlässigbaren Wir
kungsgradverlusten verbunden. Falls ein großer Eingangsspan
nungsbereich benötigt wird, muß die Sperrspannung der sekun
dären Gleichrichterdiode angepaßt werden. Der Einsatz des
Shepard-Taylor-Konverters erweist sich bei 6 Volt Eingangs
spannung als nicht praktikabel, da sich während der Durch
gangsphase die Spannungsfälle in Durchlaßrichtung der betei
ligten Halbleiter seriell addieren. Nach vielen Untersuchun
gen hat die Erfahrung gezeigt, daß das Konverterproblem mit
sehr niedriger Spannung sowie hohem Strom auf der Eingangs
seite und mehr als nur einige Watt Ausgangsleistung zusammen
mit großem Spannungsbereich und annehmbarer elektromagneti
scher Verträglichkeit spezielle Lösungen erforderlich macht.
Aus der US 50 65 300 ist ein zweistufiger Gleichspannungskon
verter der Klasse E mit fester Schaltfrequenz bekannt gewor
den, bei dem jede Stufe über ein in Serien verbundenes Induk
tivitäts-Diodennetzwerk verfügt, welches parallel zu einer
Drossel geschaltet ist. Eine solche Netzwerkanordnung ermög
licht einen schnellen Entladungspfad für die Resonanzkapazi
täten und ein verlustloses Einschalten des Schalttransistors
in jeder Konverterstufe. Dem bekannten Gleichspannungskonver
ter liegt ein völlig anderes Ansteuerverfahren zugrunde als
der erfindungsgemäßen Schaltung, welche sich auf einen ein
stufigen, frequenzmodulativen Gleichspannungskonverter be
zieht.
In der GB 21 64 214 A ist ein Gleichspannungswandler darge
stellt, der in der Literatur unter der Bezeichnung Royer-
Inverter bekannt geworden ist, bei dem eine einzige Eingangs
drossel auf einen mitten angezapften Wandler gekoppelt ist.
Diesem Schaltungstyp haftet der Nachteil einer mangelnden
Kurzschlußfestigkeit an. Der Gleichspannungswandler erfordert
daher schaltungstechnische Maßnahmen zum Schutze der Halblei
terschalter im Falle eines auf der Ausgangsseite auftretenden
Kurzschlusses.
Aus der JP 6-30559 (A) In: Patents Abstracts of Japan, Sect.
E, 1994, Vol. 18/No. 246 (E-1546) ist ein Resonanzschaltnetz
teil bekannt geworden, bei dem die Primärwindung des Übertra
gers mit einem seriengeschalteten Brückenresonanzkreis gekop
pelt ist. Ganz abgesehen davon, daß dieses Resonanzschalt
netzteil ebenfalls nicht kurzschlußfest ist, handelt es sich
um eine Schaltung anderer Bauart und Funktionsweise als der
der Erfindung zugrunde liegenden Schaltung.
Ausgehend von den im Stand der Technik bekannten Gleichspan
nungskonvertern liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ei
nen einstufigen, frequenzmodulierten Gleichspannungskonverter
nach dem Gegentaktwandlerprinzip zur Verfügung zu stellen,
welcher bei einer hinreichenden Kurzschlußfestigkeit allen
falls geringste elektromagnetische Störungen erzeugt.
Diese Aufgabe wird durch einen einstufigen Gleichspannungs
konverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip gemäß Anspruch 1
gelöst.
Der erfindungsgemäße Konverter zeichnet sich dadurch aus, daß
die Primärseite des Übertragers über ein passives Netzwerk
mit LC-Gliedern zur Ausbildung eines selbstschwingenden Reso
nanzkreises mit den zumindest zwei Halbleiterschaltern ver
bunden ist.
Mit dieser, lediglich eine Stufe auf der Primärseite des
Übertragers besitzenden Konverteranordnung wird es ermög
licht, daß in der Primärseite des Konverters ein gegenphasi
ges Hochfrequenzspeisesignal von idealerweise angenähert si
nusförmiger Gestalt erzeugt wird. Der erfindungsgemäße Kon
verter ist inherent, d. h. ohne jegliche Stromfühler-
("current sense")- Maßnahmen oder sonstige Schutz-("Protec
tion")-Schaltungen oder dergleichen selbstbegrenzend; gleich
zeitig bilden sich bei dem erfindungsgemäßen Konverter ledig
lich sogenannte "soft waveforms" (weiche Verläufe der Signal
formen) aus, so daß eine ausgezeichnete elektromagnetische
Verträglichkeit gewährleistet ist. Der erfindungsgemäße Kon
verter erzeugt lediglich geringste elektromagnetische Störun
gen und kann daher vorwiegend in elektromagnetisch störanfäl
liger Umgebung, welche mit kleinen Gleichspannungen gespeist
ist, wie beispielsweise in batteriegespeisten Einrichtungen
oder Fahrzeugausrüstungen, Diagnosecomputer und dergleichen
eingesetzt werden. Mit Ausnahme der ersten Harmonischen der
Schaltfrequenz ist die elektromagnetische Störemission sehr
niedrig, nennenswerte Stromwelligkeiten treten weder ein
gangs- noch ausgangsseitig auf. Ein Test mit einem FM-Radio,
welches in unmittelbare Nähe an den ungeschirmten Konverter
gemäß der Erfindung gebracht wurde, ergab keine oder fast
keine hörbaren Störungen.
Mit dem erfindungsgemäßen Konverteraufbau gelingt es ferner
in vorteilhafter Weise, einen Eingangsspannungsbereich des
Konverters von mindestens 6 : 1, insbesondere von 8 : 1, 10 : 1 und
darüber zur Verfügung zu stellen. Der erfindungsgemäße Kon
verter schaltet ultraweich (die Schalttransistoren arbeiten
theoretisch verlustlos) in allen Betriebszuständen, sowohl
bei Kurzschluß- als auch bei Nullast.
Dem Prinzip der Erfindung folgend weist das passive Netzwerk
zur Ausbildung eines selbstschwingenden Resonanzkreises den
Halbleiterschaltern nachgeschaltete Schwingkreisinduktivitä
ten auf, deren jeweiliges ein Ende zum einen mit einer der
jeweiligen Anschlußelektrode des zugeordneten Halbleiter
schalters und zum anderen über eine erste Schwingkreiskapazi
tät verbunden ist, und deren jeweils anderes Ende über eine
parallel zur Primärseite des Übertragers geschaltete zweite
Schwingkreiskapazität verbunden ist. Hierbei ist insbesondere
vorgesehen, daß die Steuerschaltung in einer Rückkopplungsan
ordnung zwischen der jeweiligen Anschlußelektrode und der
Steuerelektrode des zugeordneten Halbleiterschalters ausge
bildet ist. Bei einer bevorzugten Ausführung der Erfindung
sind die dem einen Halbleiterschalter zugeordnete Schwing
kreisinduktivität, die Schwingkreiskapazität, und die dem an
deren Halbleiterschalter zugeordnete Schwingkreisinduktivität
in Reihe verbunden. Hierbei kann insbesondere die dem einen
Halbleiterschalter zugeordnete Schwingkreisinduktivität und
die dem anderen Halbleiterschalter zugeordnete Schwingkreis
induktivität magnetisch, vorzugsweise über einen Ferritkern,
bezüglich der Stromlaufrichtung gegensinnig gekoppelt sein.
Die Primärseite des Übertragers kann aus zwei Wicklungen be
stehen, die durch eine Kapazität gleichspannungsmäßig ge
trennt sind.
Die Eingangsspannung der Gleichspannungsquelle ist über je
weils eine Eingangsdrossel mit der entsprechenden Anschluß
elektrode der zumindest zwei Halbleiterschalter verbunden,
und jede Anschlußelektrode eines Halbleiterschalters ist mit
einer Kapazität als Bestandteil des Gesamtschwingkreises ver
bunden.
Bei einer besonders bevorzugten Ausführung der Erfindung ist
der Steuerschaltung zur alternierenden Ansteuerung der zumin
dest zwei Halbleiterschalter eine Nulldurchgangserfassungs
schaltung zur Erfassung eines Nulldurchganges des an einer
Anschlußelektrode eines Halbleiterschalters anliegenden Span
nungsverlaufes zugeordnet. Hierbei schaltet die Steuerschal
tung nach Erfassung eines Nulldurchganges des an einer An
schlußelektrode des jeweils einen Halbleiter anliegenden
Spannungsverlaufes jeweils diesen Halbleiterschalter ein. Die
Nulldurchgangserfassungsschaltung liefert bei der Erfassung
eines Nulldurchgangswertes des an einer Anschlußelektrode ei
nes Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes ein
Triggerimpulssignal, aus dem ein Treiberimpulssignal zur An
steuerung einer Steuerelektrode des Halbleiterschalters abge
leitet wird. Hierbei stellt das Treiberimpulssignal ein zeit
moduliertes Signal dar, dessen Pulsweite die Einschaltzeit
dauer des jeweils angesteuerten Halbleiterschalters bestimmt.
Des weiteren kann der Steuerschaltung eine Schwingungsstabi
lisierungsschaltung zugeordnet sein, die im Falle eines Feh
lens eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode ei
nes Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes nach
einer vorbestimmten Zeitdauer einen Schwingungsstabilisie
rungsimpuls erzeugt, der ein Einschalten des zugeordneten
Halbleiterschalters erzwingt. Hierbei kann vorgesehen sein,
daß der von der Schwingungsstabilisierungsschaltung ausgege
bene Schwingungsstabilisierungsimpuls und der von der Null
durchgangserfassungsschaltung aus gegebene Nulldurchgangsim
puls ODER-verknüpft sind. Des weiteren ist vorgesehen, daß
die dem von der Schwingungsstabilisierungsschaltung ausgege
benen Schwingungsstabilisierungsimpuls zugeordnete vorbe
stimmte Zeitdauer größer ist als die (halbe) Schwingungsperi
ode des Gleichspannungskonverters.
Ferner kann in vorteilhafter Weise der Steuerschaltung eine
Impulsinterkorrelationsschaltung zugeordnet sein, die eine
Interkorrelation bzw. eine Synchronisierung der beiden Phasen
der von den beiden Halbleiterschaltern aus gegebenen Signal
verläufe erzwingt.
Vorzugsweise arbeitet der Konverter bei einer Frequenz der
alternierenden Ansteuerung der zumindest zwei Halbleiter
schalter von größer als etwa 20 kHz, vorzugsweise von größer
als etwa 100 kHz.
Die Halbleiterschalter stellen übliche Leistungs-MOSFET-
Transistoren dar, wobei die jeweils eine Anschlußelektrode
die Drain des Transistors, und die Steuerelektrode das Gate
des Transistors darstellt.
Anhand der Zeichnung werden bevorzugte Ausführungsbeispiele
der Erfindung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild eines bisher verwendeten Gegentakt
wandlers;
Fig. 2 ein Schaltbild zur Erläuterung der prinzipiellen Wir
kungsweise des Konverters gemäß einem ersten Ausführungsbei
spiel der Erfindung;
Fig. 3A, 3B die tatsächlich gemessenen Signalverläufe ei
nes Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Er
findung bei einer Eingangsspannung von 6 V und maximaler
Last;
Fig. 4A, 4B die tatsächlich gemessenen Signalverläufe ei
nes Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Er
findung bei einer Eingangsspannung von 36 V und Nullast;
Fig. 5A, 5B die tatsächlich gemessenen Signalverläufe ei
nes Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Er
findung bei einer Eingangsspannung von 6 V und Kurzschluß;
Fig. 6A ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Konver
ters;
Fig. 6B ein vereinfachtes Prinzipschaltbild des erfindungs
gemäßen Konverters;
Fig. 7A, 7B und 7C jeweils Kurvenverläufe der im Konverter
vorhandenen Signal formen bei einem sicheren, kritischen und
fehlerhaften Schwingungsverhalten des Konverters;
Fig. 8 und Fig. 9 Kurvenverläufe und ein Prinzipschaltbild
des erfindungsgemäßen Konverters zur Erläuterung des Zustan
des bei Nullast und maximaler Eingangsspannung;
Fig. 10 ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Konver
ters zur Erläuterung des Kleinsignalabschnittes des Konver
ters;
Fig. 11 ein detailliertes Schaltbild des Kleinsignalab
schnittes des Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
Fig. 12 Signalverläufe zur Erläuterung der Impulsinterkorre
lation bei dem Konverter gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
Fig. 13 ein Prinzipschaltbild einer Impulsinterkorrelations
schaltung bei dem Konverter gemäß dem ersten Ausführungsbei
spiel der Erfindung; und
Fig. 14 ein detailliertes Schaltbild des Kleinsignalab
schnittes des Konverters gemäß einem zweiten Ausführungsbei
spiel der Erfindung.
Bei den in der Zeichnung dargestellten erfindungsgemäßen Aus
führungsbeispielen eines einstufigen Gleichspannungskonverter
nach dem Gegentaktwandlerprinzip zeigt Fig. 2 ein Schaltbild
mit einem Übertrager T, dessen Primärseite 22 über wenigstens
zwei vermittels einer Steuerschaltung 23 alternierend ange
steuerte Halbleiterschalter Q1 und Q2 mit einer eine Ein
gangsspannung Uin liefernden Gleichspannungsquelle 24 derart
verbunden ist, daß die Primärseite 22 alternierend in gegen
sinniger Richtung von Strom durchflossen ist. Eine Mittenan
zapfung 29 der Sekundärseite 25 des Übertragers T ist über
eine Ausgangsdrossel L1 und einen Glättungskondensator 26 mit
einer Ausgangsklemme 28 verbunden, an der eine Ausgangsspan
nung Uout zur elektrischen Versorgung einer durch einen Wider
stand 27 schematisch bezeichneten Last anliegt. Die Primär
seite 22 des Übertragers T ist in erfindungsgemäßer Weise
über ein passives Netzwerk 30 bestehend lediglich aus LC-
Gliedern L2, L2′, C2, C3 und C3′ zur Ausbildung eines selbst
schwingenden Resonanzkreises mit den beiden Halbleiterschal
tern Q1 und Q2 in der dargestellten Weise verbunden. Dem
Prinzip der Erfindung folgend weist das passive Netzwerk 30
zur Ausbildung eines selbstschwingenden Resonanzkreises hier
bei den Halbleiterschaltern Q1 und Q2 nachgeschaltete
Schwingkreisinduktivitäten L2 und L2′ auf, deren jeweiliges
ein Ende zum einen mit einer der jeweiligen Anschlußelektrode
bzw. der Drain D des zugeordneten Halbleiterschalters und zum
anderen über eine erste Schwingkreiskapazität C3, C3′ verbun
den ist, und deren jeweils anderes Ende über eine parallel
zur Primärseite 22 des Übertragers T geschaltete zweite
Schwingkreiskapazität C2 verbunden ist. Hierbei ist insbeson
dere vorgesehen, daß die Steuerschaltung 23 in einer Rück
kopplungsanordnung zwischen der jeweiligen Anschlußelektrode
D und der Steuerelektrode bzw. dem Gate G des zugeordneten
Halbleiterschalters ausgebildet ist. Somit sind die dem einen
Halbleiterschalter Q1 zugeordnete Schwingkreisinduktivität
L2, die Schwingkreiskapazität C2, und die dem anderen Halb
leiterschalter Q2 zugeordnete Schwingkreisinduktivität L2′ in
einer Reihenschaltung verbunden, wobei die Schwingkreis
induktivität L2 und die Schwingkreisinduktivität L2′ magne
tisch, vorzugsweise über einen Ferritkern 31, bezüglich der
Stromlaufrichtung gegensinnig gekoppelt sind. Die Primärseite
22 des Übertragers besteht aus zwei Wicklungen 32 und 33, die
durch eine Kapazität C1 gleichstrommäßig voneinander getrennt
sind. Die Eingangsspannung Uin der Gleichspannungsquelle 24
ist über jeweils eine Eingangsdrossel L3 und L3′ mit der ent
sprechenden Anschlußelektrode D der beiden Halbleiterschalter
Q1 und Q2 verbunden.
Der Steuerschaltung 23 zur alternierenden Ansteuerung der Ga
tes G der beiden Halbleiterschalter Q1 und Q2 ist gemäß Fig.
10 eine Nulldurchgangserfassungsschaltung 34 zur Erfassung
eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode D eines
Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes zugeord
net. Hierbei schaltet die Steuerschaltung 23 nach Erfassung
eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode D des
jeweils einen Halbleiterschalters anliegenden Spannungsver
laufes jeweils diesen Halbleiterschalter ein. Die Nulldurch
gangserfassungsschaltung 34 liefert bei der Erfassung eines
Nulldurchgangswertes des an einer Anschlußelektrode eines
Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes ein Trig
gerimpulssignal, aus dem vermittels einer Impulsdauermodula
tionsschaltung 40 ein Treiberimpulssignal zur Ansteuerung ei
ner Steuerelektrode G des Halbleiterschalters abgeleitet
wird. Hierbei stellt das Treiberimpulssignal ein zeitmodu
liertes Signal dar, dessen Pulsweite die Einschaltzeitdauer
des jeweils angesteuerten Halbleiterschalters bestimmt.
Des weiteren ist der Steuerschaltung 23 eine Schwingungssta
bilisierungsschaltung 42 zugeordnet, die im Falle eines Feh
lens eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode D
eines Halbleiterschalters Q1 oder Q2 anliegenden Spannungs
verlaufes nach einer vorbestimmten Zeitdauer einen Schwin
gungsstabilisierungsimpuls 42A erzeugt, der ein Einschalten
des zugeordneten Halbleiterschalters Q1 oder Q2 erzwingt.
Hierbei ist vorgesehen, daß der von der Schwingungsstabili
sierungsschaltung 42 ausgegebene Schwingungsstabilisierungs
impuls und das von der Nulldurchgangserfassungsschaltung 34
ausgegebene Triggerimpulssignal 34A vermittels ODER-Gatter 43
und 44 ODER-verknüpft sind. Ferner ist der Steuerschaltung
eine Impulsinterkorrelationsschaltung 41 zugeordnet, die eine
Interkorrelation bzw. eine Synchronisierung der beiden Phasen
der von den beiden Halbleiterschaltern ausgegebenen Signal
verläufe erzwingt.
Gestützt auf die Tatsache, daß bei den bislang bekannten
Kleinspannungskonvertern elektromagnetische Störungen aus
schließlich von Stromänderungen pro Zeiteinheit verursacht
werden (Spannungsänderungen pro Zeiteinheit sind vergleichs
weise harmlos und eine wirksame Abschirmung leicht zu ver
wirklichen), können zunächst folgende grundsätzlichen Er
kenntnisse angegeben werden:
- 1) Am Eingang des Konverters ist eine Induktivität L angeord net; der (die) sich anschließende(n) Schalttransistor(en) ar beitet(n) dergestalt, daß der Dauerstrom durch die Spule eine möglichst kleine Welligkeit aufweist. Im Ausgangsteil sollte der Strom mittels nachfolgender Kapazitäten geglättet werden.
- 2) Trotz der Forderung nach großem Eingangsspannungsbereich wurde auch aus Gründen der Wirtschaftlichkeit sowie wegen möglicher Synchronisations- und Beeinflussungsprobleme eine einstufige Anordnung als vorteilhafter erkannt.
- 3) Die Wellenform sollte weich sein.
Im folgenden werden der Leistungsteil und die mehreren Ein
gangsspannungen sowie Belastungsfällen zugeordneten Signal
verläufe bei dem erfindungsgemäßen Konverter einander gegen
übergestellt. Dabei wird die Technik der synchronen Gleich
richtung als bekannt vorausgesetzt. Im Falle höherer Aus
gangsspannungen oder geringerer Wirkungsgradanforderungen
können Dioden eingesetzt werden. Der Konverter begrenzt sich
aus sich heraus, ein Stromfühler ist daher hinfällig.
Die Spannungsverläufe wurden aus einer kleinen 40 W (5 V, 8
A) Version mit einem Eingangsspannungsbereich von 6 bis 36 V
gewonnen.
Bemerkung: Natürlich sind Primär- und Sekundärkreis vollstän
dig voneinander isoliert. Der Einfachheit halber wurden ge
meinsame Massesymbole verwendet. Das Fehlerspannungs-
Ausgangssignal wird mit einem Optokoppler 45 übertragen.
In den Fig. 3A, 3B, 4A, 4B, 5A, 5B sind die tatsächlich
gemessenen Signalverläufe eines Konverters gemäß dem ersten
Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Die Fig. 3A
und 3B zeigen den Fall bei einer Eingangsspannung von 6 V und
maximaler Last. Mit den Bezugszeichen 35 ist der Verlauf der
Drain-Source-Spannung UDS des Halbleiterschalters Q1 bezeich
net, 36 ist die Gate-Source-Spannung UGS des Halbleiterschal
ters Q1, 37 ist die Drain-Source-Spannung-UDS des Halbleiter
schalters Q2, und 38 ist die Gate-Source-Spannung UGS des
Halbleiterschalters Q2. Hierzu entsprechend gemessene weitere
Signalverläufe sind in Fig. 3B dargestellt, und zwar bezeich
net die Bezugsziffer 39 die Spannung UC2 zwischen den Klemmen
der Schwingkreiskapazität C2, und die Bezugsziffer 40 gibt
die Spannung U₂₉ am Mittenanzapfungspunkt der Sekundärseite
des Übertragers, bezogen auf die sekundärseitige Masse wie
der. In den Fig. 4A und 4B sind die entsprechenden Signalver
läufe im Falle einer Eingangsspannung von UIN = 36 V und
Nullast dargestellt, und die Fig. 5A und Fig. 5B zeigen den
Fall einer Eingangsspannung von UIN = 6 V und Kurzschluß.
Die Fig. 3 bis 5 zeigen in durch Messung gewonnene Signalver
läufe in eindrucksvoller Weise die außergewöhnlichen Eigen
schaften des erfindungsgemäßen Konverters. An den Drains D
der Halbleiterschalter Q1 und Q2 erscheinen somit Wellenzüge,
welche sinusförmigen Halbwellen ähneln (vergleiche dazu auch
die mathematische Beschreibung weiter unten), und welche
stets auf Null Volt und darunter zurückkehren. Dieser Null
durchgang macht einen entsprechenden Transistor Q1 oder Q2
für eine gewisse Zeit leitend (Nullspannungsschaltung), mit
maximaler zeitlicher Begrenzung im Falle einer minimalen Ein
gangsspannung, Maximal- oder Überlast. Mit höherer Eingangs
spannung und/oder Lastverminderung wird diese Zeit verkürzt
(On-Time-Modulation, d. h. Einschaltdauer eines Leistungstran
sistors) bis zu einem sehr kleinen Wert im Falle der Maxi
malspannung und Nullast. Diese Pulsdauer kann von 0 bis hin
auf zu 80% variieren. Dasselbe passiert inzwischen mit dem
zweiten Transistor, wobei diese Ein-Phasen in einem symme
trisch wechselnden Zeitmuster ablaufen (siehe dazu den Ab
schnitt "Pulsbeeinflussung").
Der ganze Vorgang wird mit den Nulldurchgängen automatisiert,
welche die Einschaltphasen der Transistoren triggern. Der
Konverter ist daher selbstschwingend.
An der Schwingkreiskapazität C2 fällt somit eine annähernd
sinusförmige Spannung ab, deren Amplitude in einem weiten Be
reich gesteuert werden kann.
Der beim Nulldurchgang augenblicklich ausgeführte Schaltvor
gang, herbeigeführt durch eine positive Gatespannung, mini
miert Verluste während negativer Stromintervalle des Transi
stors durch Kurzschließen der internen Antiparallel-Diode
(mit deren 0,7 Volt Spannungsfall in Durchlaßrichtung) mit
dem nunmehr leitenden Kanal (ähnlich wie bei der Synchron-
Gleichrichtung).
Im folgenden werden die Kurvenverläufe des erfindungsgemäßen
Konverters vermittels einer näherungsweisen Berechnung näher
untersucht. Aus Gründen der Vereinfachung werden hierbei die
folgenden Näherungen eingeführt, wobei die entsprechenden Pa
rameter bei einer ausreichenden Dimensionierung auf die ge
samte Konverterfunktion keinen nennenswerten Einfluß haben.
Die ursprünglichen Integral-/Differentialgleichungen müssen
zusammen mit deren Integrationskonstanten (die wiederum von
den Anfangsbedingungen abhängen) verstanden werden als die
sich ergebenden Strom- und Spannungskurven direkt beim Ein
schalten des Transistors (das heißt Schalter geschlossen bei
t = 0) und beim Ausschalten (Schalter geöffnet bei t = 1).
Dabei verbleibt der gesamte Schwingungsvorgang des Konverters
in einem stabilen Zustand. Dies ist der einfachste und di
rektmöglichste Ansatz. Folgende Näherungen werden angenommen:
- 1. Die Drossel L1 im Ausgangskreis wird willkürlich als sehr groß, quasi-unendlich, betrachtet, so daß der Brumm des Aus gangsstromes zu (quasi) null wird, was bedeutet, daß der Aus gangsstrom konstant gleich Ik-out ist.
- 2. Die Drosseln L3 im Eingangskreis sind ebenfalls willkür lich als sehr groß, quasi-unendlich, betrachtet, so daß der Brumm des Eingangsstromes zu (quasi) null wird, was bedeutet, daß der Eingangsstrom konstant gleich Ik-in ist.
- 3. Im folgenden wird nur die (interessantere) Situation einer Transistor-On-Time von mehr als 50% in Betracht gezogen. Hierbei gibt es kein Zeitintervall mehr, in dem beide Transi storen gleichzeitig gesperrt sind. Deswegen ist das in Fig. 6A und Fig. 6B dargestellte Ersatzschaltbild zulässig. Hier bei gelte folgende Vorzeichen-Funktion: Bei einem an C2 posi tiven Spannungsfall ist Ik-out negativ und umgekehrt. Ströme in Pfeilrichtung sind positiv. C1 dient lediglich zur Besei tigung von Gleichstrom-Gleichgewichtsstörungen der durch schnittlichen Kurvenformen an den Transitor-Drains D, welche beispielsweise durch nicht völlige Gleichheit der Ein-Zeiten etc. verursacht sind und hier weggelassen werden. Wenn der andere Schalter öffnet, ist Ik-in einfach negativ einzutragen. Da Ik-in nur in der Transistor-Sperrphase interessiert und das Netzwerk L2, C3, C3′ symmetrisch angelegt und mit dem trans formierten Ausgangsstrom belastet ist, kann die elektrische Gleichwertigkeit leicht erkannt werden.
Damit erhält man bei geschlossenem Schalter:
differenziert ergibt sich:
Abhängig von den Anfangsbedingungen bei t₀, UC2 (t₀), i (t₀),
Ikout besitzt die Differentialgleichung (4) die Lösung
Der Spezialfall UC2(t₀) = 0 wird weggelassen, da er im prakti
schen Einsatz irrelevant ist.
Die Integrationskonstante K1 wird im wesentlichen von UC2(t₀)
bestimmt, daher ergibt sich:
Bei offenem Schalter wird die Lage umfangreicher. Man erhält
differenziert ergibt sich:
Abhängig von den Anfangsbedingungen, offener Schalter bei t₁,
VC2 (t₁) , VC3 (t₁) (=0) , i (t₁), Ik-out, Ik-in, besitzt Gleichung
(12) die Lösung
mit
Wieder wird der Spezialfall UC2(t₁) = 0 der Kürze halber weg
gelassen. Analog zu (6) sind die zwei sich ergebenden Span
nungsverläufe der Kapazitäten bestimmt zu
Hauptsächlich bei niedriger Eingangsspannung Uin und hohem,
maximalen oder Überlast-Eingangsstrom kann es passieren, daß
UC2 und deshalb Ik-out während des Intervalles bei offenem
Schalter die Polarität wechselt. In diesem Falle ergibt sich
wegen UC2 = 0 bei t₂ (Ik-out braucht nur mit geändertem Vorzei
chen in die Gleichungen (13) bis (16) eingesetzt zu werden):
mit
Damit kann das Kriterium für ein stabiles Schwingungsverhal
ten wie folgt angegeben werden. Am Ende des Aus-Zeit-Inter
valls muß UC3 automatisch zu null werden. Hauptsächlich bei
niedriger Eingangsspannung und Maximallast kann die Situation
kritisch werden. Zur Sicherstellung des Nulldurchganges muß
die Bedingung
selbst im Grenzfall einer maximalen Ein-Zeit des Schalters
erfüllt sein. (Ψ2 ist dasselbe wie in (17), (18), (19) und
(20), UC2 ist bereits bei t₂ durch null gegangen).
Die drei möglichen, aus (19) und (20) resultierenden Kurven
formen sind in den Fig. 7A, Fig. 7B und Fig. 7C dargestellt.
Da der Nulldurchgang von UC3 die nächste Ein-Phase triggert,
führt Fall drei gemäß Fig. 7C zum sofortigen Schwingungsab
bruch.
Im folgenden werden die Verhältnisse bei einem stabilen
Schwingungszustand gemäß Fig. 7A näher erläutert. Alle bishe
rigen Ausdrücke zeigen die sich innerhalb einer Konverter-
Halbperiode ergebenden Kurvenformen, ohne jeglicher Notwen
digkeit, daß die darauffolgend "produzierte" Kurvenform der
vorhergehenden identisch sei. Aufgrund des Modelles vom kon
stanten Eingangs- wie Ausgangsstromes und gewisser sich wie
derholender Bedingungen, z. B. UC2 erreicht den Scheitelwert
bei i = Ik-out, ist es möglich, zugehörige Gleichungen abzu
leiten. In den meisten praktischen Anwendungen wird das Ver
hältnis C2/C3 um 3 bis 6 liegen, so daß mit einem Verhältnis
der Windungszahlen des Transformators T von np/ns ≈ 4,5
Uin/Uout zu rechnen sein wird.
Unter Benutzung von
und einem festen C2/C3-Verhältnis vereinfacht sich alles (bei
gegebenem Uin, Uout, L2, C2, C2/C3 = 5, ton-max pro Transistor,
"quasi-unendlichen" L1, L3 zu
repräsentieren einen Fall mit diesen Annahmen. Das in Glei
chung (24) erwähnte ton sollte als Wert für ein maximales Pout
interpretiert werden, da andernfalls Bedingung (21) im Falle
weiterer On-Time-Zunabme verletzt würde.
Es sollte erwähnt werden, daß diese Ausdrücke nur ohne Seri
en- oder Parallelwiderstandsverluste gelten, welche durch
nicht-ideale Blindwiderstände, Schalttransistoren und Dioden
verursacht werden. In der Praxis ergeben sich beträchtliche
Abweichungen. Wenn die oben berechneten Parameter in die wei
ter oben präsentierten Gleichungen für die Wellenform einge
setzt werden, entsteht gemäß (21) der Eindruck einer großen
Sicherheitsmarge. In Wirklichkeit muß von einem engeren Wert
ausgegangen werden. L1 und L3 sind einfach in Anlehnung an
die geforderte Stromwelligkeit konzipiert.
Werte für Spitzenspannung und -strom in den Schalttransisto
ren werden durch Kombination von (16), (19) und (5), (13) und
(17) mit (25) erhalten. Als Faustregel gilt, daß UDSS etwa den
Wert 2,9·Uin max erreichen kann. Der positive Spitzenstrom
ist gegeben mit
Die erfindungsgemäße Konverteranordnung dieses Entwurfes be
nötigt keinerlei Stromfühler, was als großer Vorteil anzuse
hen ist. Die selbstbegrenzende Charakteristik wird durch die
Tatsache erklärt, daß die Wechselspannung bei C2 zusammen
bricht. Bei totalem Kurzschluß geht die Wechselspannungskom
ponente an diesem Punkt (theoretisch) gegen null und ∫ i dt
während der zweiten Hälfte der Leitphase jedes Transistors
kehrt zurück zur Eingangs-Versorgungsspannung während der er
sten Hälfte (der Transistorstrom der Durchgangsphase wird ne
gativ). In Betracht gezogen werden muß, daß diese Beschrän
kung ausschließlich die Gesamtleistung berücksichtigt, so daß
schwach dimensionierte Dioden etc. zusätzlicher Ausgangskrei
se zerstört werden können. Überlast- und Kurzschlußstrom neh
men ebenfalls bei zunehmender Eingangsspannung zu, selbst un
ter Anwendung vorwärtsgespeister Einschaltbegrenzung (siehe
Abschnitt "Kleinsignale"). Unter gewissen Umständen wird die
Bedingung (21) verletzt, was den Schwingungszustand sofort
beendet. Meistens erfolgt eine Rückspeisung des Kleinsi
gnalteils durch den Leistungsteil sowie der Initialstart
durch eine Verbindung über einen hochohmigen Widerstand an
Uin, falls eine Unterspannungslockouteigenschaft mit kleinem
Off-Strom vorgesehen ist. Dies vereinfacht die thermische Be
herrschung dieser Situation.
Im folgenden werden die Verhältnisse bei NULL-Last, maximaler
Eingangsspannung Uin näher erläutert. Der resultierende sehr
breite Eingangsspannungsbereich dieser Topulogie ist relativ
einfach zu verstehen. Bei NULL-Last führt die Sekundärseite
eine Spitzengleichrichtung durch, und die Primärseite nähert
sich in ihrer Funktion einem Gegentakt-Colpitts-Oszillator.
Dieser Sachverhalt ist in den Fig. 8 und Fig. 9 näher darge
stellt.
Im Hinblick auf den Rest der effektiven resonanten Schal
tungsbestandteile können L2, C2, C3 und C3′ (auf der anderen
Hälfte, vgl. Fig. 9) als in Reihe verbunden betrachtet wer
den. Somit ergibt sich
und umgeordnet:
Abgeleitet aus der Gleichung (24), wobei das darin erwähnte
Uin als Minimalwert angesehen werden kann, bei dem der Konver
ter gerade Uout bei Maximallast erzeugen kann, und wiederum
C2/C3 = 5, ergibt sich offenbar
Dieses Verhältnis ist unter den jeweiligen Grenzbedingungen
(Maximallast bei minimaler Eingangsspannung Uin und umge
kehrt) theoretisch. Da es unmöglich ist, den Einschaltzyklus
eines Transistors bis zu einer wirklich extremen kurzen Zeit
dauer zu steuern, und aufgrund gewisser parasitärer Effekte,
die hier nicht näher erläutert werden, ist der maximal er
reichbare obere Eingangsspannungspegel erheblich geringer.
Im folgenden wird der Kleinsignalabschnitt der erfindungsge
mäßen Konverteranordnung anhand der Fig. 11 bis Fig. 13 näher
erläutert.
In der Schaltung gemäß Fig. 11 bezeichnet die Bezugsziffer 61
einen kombinierten Nulldurchgangserkennungskomparator mit
Nulldurchgangsausfalldiskriminator. Dieser Teil der Schaltung
arbeitet derart, daß nach einer vorbestimmten Zeitdauer, wäh
rend der kein Null-Durchgang der an der Drain des Schalttran
sistors Q1 liegenden Spannung 62 erscheint, automatisch ein
Impulssignal 63 am Ausgang der Single-Shot-Monoflop-Stufe 64
ausgegeben wird, welche der Schaltung 61 nachgeschaltet ist.
Das Impulssignal 63 liegt an den Eingängen eines normalen S-
R-Latch-Registers 65 an, welches ausgangsseitig mit zwei
Rücksetztransistorstufen 66 und 67 verbunden ist, die durch
ein Flip-Flop 68 alternierend gesperrt werden. Die beiden
schematisch als Schalter 69 und 70 dargestellten Schaltkreise
stellen Analogmultiplexer (2 auf 1) vom Typ 4016 (H-aktiv)
dar, an deren Ausgang 71 das alternierend zugeschaltete
Downslope-Signal 72 ansteht. Die Bezugsziffer 73 bezeichnet
eine Widerstandsmatrix, dessen ausgehendes Signal 74 um eine
am Minuseingang 75 stehende Gleichkomponente invers verscho
ben wird. Die mit der Bezugsziffer 76 gekennzeichnete Schal
tung stellt ebenfalls eine Latch-Schaltung dar, welche fol
gende Eigenschaft besitzt: Sofern der dem Schalttransistor Q1
zugeordnete Ausgang low wird, bleibt diese low, auch wenn der
Komparator 77 auf high zurückgesetzt wird. Am Ausgang 78
steht das zur Ansteuerung des Gate des Schalttransistors Q1
ausgegebene Signal an. Die Schaltung gemäß Fig. 11 ist hin
sichtlich des zweiten Schalttransistors Q2 symmetrisch aufge
baut, so daß sich eine nähere Erläuterung dieses Schaltungs
teiles erübrigt. Im übrigen ergeben sich weitere schaltungs
technische Einzelheiten für den Fachmann ohne weiteres aus
dem ausführlichen Schaltplan gemäß Fig. 11.
Der Steueralgorhythmus wurde bereits eingeführt, so daß die
zur Realisierung benötigte Beschaltung anhand Fig. 10 bis 13
einfach zu verstehen ist. Die grundsätzliche Funktionsweise
ist wie folgt: Die Nulldurchgänge der Wellenzüge von beiden
Transistordrains werden erfaßt und dadurch und vermittels ei
ner Monoflopstufe werden zwei Triggerimpulse erzeugt. Jeder
Triggerimpuls stellt ein Startkommando einer linearen Säge
zahnrampe dar, welche mit einem Komparator verbunden ist. An
dem anderen Eingang des Komparators liegt ein um die Steuer
schleife verschobener Gleichspannungspegel plus eine speziel
le Wellenform (vgl. den Abschnitt über die Impulsinterkorre
lation) an, wodurch sich ein zeitdauermodulierter Rechteckim
puls ergibt, der, nach einer geeigneten Verstärkung, die An
steuerimpulse der Gates des jeweiligen Transistorschalters
darstellt. Die Pulsweite der beiden Impulse kann von null bis
etwa 80% variieren. Die gesamte Impulsdauer ist auf einen
festen Maximalwert begrenzt, der in den meisten Weitbe
reichsanwendungen mit ansteigender Eingangsspannung Uin ge
kürzt werden sollte.
Es folgt eine Erläuterung des Anlaufmodus und der Schwin
gungsstabilisierungsschaltung. Das selbstoszillierende System
gemäß der vorliegenden Erfindung kann nicht von alleine star
ten. Demgemäß ist es zumindest für den ersten Zyklus notwen
dig, daß die Transistoren von außen eingeschaltet werden.
Aufgrund der Tatsache, daß der Strom in der Ausgangsdrossel
L1 in einer erheblich größeren Zeitdauer im Vergleich zur
Konverteroszillationsperiode ansteigt, liegt ein Zeitfenster
vor, in welchem Nulldurchgänge sogar bei geringeren Impuls
wiederholungsraten existieren. Dadurch kann das gesamte Sy
stem in den regulären Schwingungsmodus gezwungen werden. Es
kann aufgrund von beispielsweise elektromagnetischen Störun
gen des Kleinsignalabschnitten vorkommen, daß die Nulldurch
gangserfassung fehlschlägt, oder, durch gewisse Ereignisse,
der Nulldurchgang selbst fehlt. Für einen unverzüglichen Neu
start werden die zeitlichen Abstände zwischen den Nulldurch
gangsimpulsen permanent überwacht. Falls nach einer bestimm
ten Zeitdauer, die etwas größer als die längste Konverterpe
riode ist, kein Nulldurchgang auftreten sollte, wird der ent
sprechende Transistor zwangsweise erneut eingeschaltet. Dies
wird durch einen Schaltkreis bewirkt, der im folgenden als
Schwingungsstabilisierungsschaltung, oder Nulldurchgangsaus
falldiskriminator bezeichnet ist, und deren Ausgang mit den
Nulldurchgangsimpulsen ODER-verbunden ist. Dies ermöglicht
einen automatischen Gesamtstart des erfindungsgemäßen Kon
vertors.
Im weiteren wird die Impulsinterkorrelation der Phasen der
Signalverläufe des Konvertors erläutert. Bei einem System wie
dem vorbeschriebenen mit zwei Kanälen, von denen jeder Kanal
selbst rückgekoppelt ist, würden die beiden Phasen ohne wei
tere Maßnahmen gegeneinander weglaufen, so daß sich in kürze
ster Zeit ein Abbruch der Schwingung ergeben würde. Die bei
den Phasen müssen daher in ein festgelegtes symmetrisches Ge
gentaktzeitablaufmuster gezwungen werden. Dies wird hier mit
einigen digitalen Schaltungsmaßnahmen durchgeführt, die wie
derum anhand der in Fig. 12 dargestellten Kurvenverläufe und
der in Fig. 13 dargestellten Prinzipschaltung näher erläutert
werden.
Bei der schematischen Darstellung gemäß Fig. 12 bezeichnen
die Bezugsziffern 80 den zeitlichen Spannungsverlauf an der
Drain des Schalttransistors Q1, 81 den entsprechenden Span
nungsverlauf bei der Drain des Schalttransistors Q2, 82 ein
Down-Slope-Signal, welches mit einem Up-Slope-Signal 83 ver
glichen wird. 84 bezeichnet den resultierenden, d. h. verlän
gerten oder auch gegebenenfalls verkürzten Gate-Steuerimpuls.
Die Signalverläufe 82 und 83, und der resultierende Gate-
Steuerimpuls 84 werden mit dem Schaltungsteil gemäß Fig. 13
erzeugt.
Die Sägezahnrampe 83 zur Beendigung des Gateantriebsimpulses
des aktiven Transistors wird mit dem abwärts laufenden Signal
82 verglichen. Der Startpunkt dieser Vergleichswellenform
wird durch den vorhergehenden Nulldurchgangsimpuls bei dem
anderen Transistor getriggert. Nach der Beendigung des Gate
antriebsimpulses wird diese Wellenform durch den nächstfol
genden Nulldurchgang zurückgesetzt. Die gesamte Prozedur wird
alternierend zwischen den beiden Leistungstransistorphasen
durchgeführt. Da sich die zeitlichen Beziehungen in einem
großen Bereich ändern können, und damit Schwierigkeiten auf
grund von Überlappen der Wellenzüge vermieden werden, wird
eine Einstellung mit zwei Signalen und einem Toggle-Flip-Flop
bevorzugt. Falls eine Phase die Tendenz hat, wegzulaufen,
beispielsweise aufgrund einer Störung, erscheint ein Null
durchgang um einen gewissen Zeitwert später, so daß die EIN-
Zeit des folgenden anderen Transistors verlängert wird, und
somit die andere Phase mit diesem Wert angezogen wird. Das
gesamte Ergebnis der Verschiebungen innerhalb des gesamten
Leistungs- und Kleinsignalschaltkreises stellt lediglich eine
stationäre Phasenverschiebung dar.
In Fig. 14 ist ein alternatives Ausführungsbeispiel für den
Kleinsignalsteuerabschnitt dargestellt. Der Bestandteil 85
bezeichnet hierbei einen steuerbaren Sägezahngenerator mit
Mehrfachbuffer, um Jittereffekte aufgrund von Schwankungen
der Flankensteilheit am Komparatorausgang zu eliminieren. 86
bezeichnet eine konstante Referenzspannung. Am Ausgang des
Sägezahngenerators 85 ist ein normales D-Flip-Flop 87 ange
ordnet, dem ein digitaler Positivflankendetektor 88 nachge
schaltet ist. An dessen Ausgang sind monostabile Multivibra
toren 89 und 90 angeschlossen, wobei mit der Bezugsziffer 91
ein Symmetrierungsglied bezeichnet ist. Der Bestandteil 92
stellt einen Regelverstärker dar, der über den Optokoppler 45
mit einer Spannungsfolgestufe 94 für die Feedforward-
Begrenzung verbunden ist. 95 bezeichnet eine Undervoltage
Lockout-Stufe, und 96 bezeichnet einen Sägezahngenerator zum
kontinuierlichen Hochregeln der Leistung beim Einschalten.
Die Schaltungsbestandteile 92, 95 und 96 sind in vielen
Schaltnetzteilen vorgesehen und dem Fachmann an sich geläu
fig, so daß eine nähere Erläuterung nicht erforderlich ist.
Die Leistungsgrenze der erfindungsgemäßen Schaltung wird
hauptsächlich durch die Stromeigenschaften der Leistungs
schalttransistoren bestimmt. Es wurde bereits erwähnt, daß im
Vergleich zu dem herkömmlichen Gegentaktkonverter der Spit
zenstrom lediglich geringfügig größer ist. Bei einer Ein
gangsspannung von 6 V ist eine vernünftige obere Leistungs
grenze etwa 70, mit guten low-Ron-FETS 100 W, bei größeren
Minumumseingangsspannungen beträchtlich höher, da zusätzlich
wegen des großen C3 Parallelverbindungen von lediglich weni
gen Transistoren problemlos möglich sind. Da der Konverter
gemäß der Erfindung von vorneherein eine Stromquellenaus
gangscharakteristik besitzt, sollte es des weiteren möglich
sein, mehrere Einheiten parallel zu schalten, wobei deren
Steuerschleifen in einer Master-Slave-Kopplung verbunden wer
den. Unter der Voraussetzung eines im Hinblick auf den Ener
gieverbrauch optimierten Kleinsignalabschnittes sind bei ei
ner Ausgangsspannung von 5 V und einer Eingangsspannung von 6
V Wirkungsgrade von 80% und geringfügig darüber erreichbar.
Als hauptsächliche Dissipationsquelle wurde die Induktivität
L2 ausgemacht, und zwar aufgrund ihres hohen Wechselstromes
und der hohen magnetischen Aussteuerung.
Claims (19)
1. Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem Gegentakt
wandlerprinzip mit folgenden Merkmalen:
- - zwei Reihenschaltungen mit je einer Eingangsdrossel (L3, L3′) und je einem vermittels einer Steuerschaltung (23) al ternierend angesteuerten Halbleiterschalter (Q1, Q2) liegen parallel an den Klemmen einer Eingangsgleichspannungsquelle (Uin),
- - an die Verbindung von Eingangsdrossel (L3, L3′) und Halb leiterschalter (Q1, Q2) ist jeweils eine erste Schwing kreiskapazität (C3, C3′) und ein erstes Ende einer Schwing kreisinduktivität (L2, L2′) angeschlossen,
- - die zweiten Enden der Schwingkreisinduktivitäten (L2, L2′) sind mit je einem Anschluß der Primärseite (22) eines Über tragers (T) verbunden,
- - eine zweite Schwingkreiskapazität (C2) liegt parallel zur Primärseite (22) des Übertragers (T),
- - die Sekundärseite (25) des Übertragers (T) liefert über ei ne Gleichrichteranordnung und ein Filter (L1, 26) eine Aus gangsspannung (Uout) an eine Last.
2. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß eine Steuerschaltung (23) in einer Rückkopp
lungsanordnung zwischen der jeweiligen Anschlußelektrode (D)
und der Steuerelektrode (G) des zugeordneten Halbleiterschal
ters (Q1, Q2) ausgebildet ist.
3. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die dem einen Halbleiterschalter (Q1) zu
geordnete Schwingkreisinduktivität (L2′) und die dem anderen
Halbleiterschalter (Q2) zugeordnete Schwingkreisinduktivität
(L2′) magnetisch, vorzugsweise über einen Ferritkern (31),
bezüglich der Stromlaufrichtung gegensinnig gekoppelt sind.
4. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die Primärseite (22) des Übertra
gers aus zwei Wicklungen (32, 33) besteht, die durch eine Ka
pazität (21) gleichspannungsmäßig getrennt sind.
5. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet, daß das nutzbare Eingangsspannungs
verhältnis mindestens 6 : 1, insbesondere mehr als 8 : 1, 10 : 1
und darüber beträgt.
6. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 2 bis 5,
dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltung (23) zur al
ternierenden Ansteuerung der zumindest zwei Halbleiterschal
ter (Q1, Q2) eine Nulldurchgangserfassungsschaltung (34) zur
Erfassung eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektro
de (D) eines Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlau
fes zugeordnet ist.
7. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 2 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (23) nach Er
fassung eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode
(D) des jeweils einen Halbleiter anliegenden Spannungsverlau
fes den jeweils anderen Halbleiterschalter einschaltet.
8. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 6 bis 7,
dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldurchgangserfassungs
schaltung (34) bei der Erfassung eines Nulldurchgangswertes
des an einer Anschlußelektrode (D) eines Halbleiterschalters
anliegenden Spannungsverlaufes ein Triggerimpulssignal lie
fert, aus dem ein Treiberimpulssignal zur Ansteuerung einer
Steuerelektrode (G) des Halbleiterschalters abgeleitet wird.
9. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 8, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Treiberimpulssignal ein zeitmoduliertes Si
gnal darstellt, dessen Pulsweite die Einschaltzeitdauer des
jeweils angesteuerten Halbleiterschalters bestimmt.
10. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 2 bis
9, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltung eine
Schwingungsstabilisierungsschaltung (42) zugeordnet ist, die
im Falle eines Fehlens eines Nulldurchganges des an einer An
schlußelektrode eines Halbleiterschalters anliegenden Span
nungsverlaufes nach einer vorbestimmten Zeitdauer einen
Schwingungsstabilisierungsimpuls erzeugt, der ein Einschalten
des zugeordneten Halbleiterschalters erzwingt.
11. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 10, dadurch ge
kennzeichnet, daß der von der Schwingungsstabilisierungs
schaltung (42) ausgegebene Schwingungsstabilisierungsimpuls
und der von der Nulldurchgangserfassungsschaltung (34) ausge
gebene Nulldurchgangsimpuls ODER-verknüpft sind.
12. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 10 bis
11, dadurch gekennzeichnet, daß die dem von der Schwingungs
stabilisierungsschaltung ausgegebenen Schwingungsstabilisie
rungsimpuls zugeordnete vorbestimmte Zeitdauer größer ist als
die halbe Schwingungsperiode des Gleichspannungskonverters.
13. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 2 bis
12, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltung (23) eine
Impulsinterkorrelationsschaltung (41) zugeordnet ist, die ei
ne Interkorrelation bzw. eine Synchronisierung der beiden
Phasen der von den beiden Halbleiterschaltern ausgegebenen
Signalverläufe erzwingt.
14. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis
13, dadurch gekennzeichnet, daß in Abhängigkeit der Last am
Ausgang der Sekundärseite die EIN-Zeit der Halbleiterschalter
verkürzt oder verlängert wird.
15. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis
14, dadurch gekennzeichnet, daß in der Primärseite des Kon
verters ein gegenphasiges Hochfrequenzspeisesignal von idea
lerweise angenähert sinusförmiger Gestalt erzeugt wird.
16. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis
15, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter inherent
selbstbegrenzend arbeitet.
17. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis
16, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der alternieren
den Ansteuerung der zumindest zwei Halbleiterschalter größer
als 20 kHz, vorzugsweise größer als 100 kHz beträgt.
18. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis
17, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiterschalter (Q1,
Q2) Leistungs-MOSFET-Transistoren darstellen, und die jeweils
eine Anschlußelektrode die Drain des Transistors, und die
Steuerelektrode das Gate des Transistors darstellt.
19. Gleichspannungskonverter nach einem der Ansprüche 2 bis
18, dadurch gekennzeichnet, daß mittels eines über einen Re
gelverstärker steuerbaren Sägezahngenerators, eines Verteil
erflipflops, zwei Positivflankendetektoren und zwei monosta
bilen Multivibratoren ein frequenzmoduliertes, symmetrisches
oder angenähert symmetrisches, gegenphasiges Overpulse
widthsignal zur Steuerung der Halbleiterschalter erzeugt
wird. (Fig. 14).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19516861A DE19516861C2 (de) | 1995-05-11 | 1995-05-11 | Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19516861A DE19516861C2 (de) | 1995-05-11 | 1995-05-11 | Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip |
Publications (2)
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DE19516861A1 DE19516861A1 (de) | 1996-11-21 |
DE19516861C2 true DE19516861C2 (de) | 1998-04-09 |
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Family Applications (1)
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---|---|---|---|
DE19516861A Expired - Fee Related DE19516861C2 (de) | 1995-05-11 | 1995-05-11 | Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip |
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US7009855B2 (en) * | 2001-10-26 | 2006-03-07 | Minebea Co., Ltd | Synchronous rectifier circuit |
DE10232424A1 (de) * | 2001-10-26 | 2003-12-11 | Minebea Co Ltd | Synchrongleichrichterschaltung |
MD4073C1 (ro) * | 2008-11-06 | 2011-05-31 | Институт Электронной Инженерии И Промышленных Технологий Академии Наук Молдовы | Convertizor stabilizat de tensiune înaltă |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2164214A (en) * | 1984-09-05 | 1986-03-12 | Philips Electronic Associated | D.C.-D.C. converter circuit |
US5065300A (en) * | 1991-03-08 | 1991-11-12 | Raytheon Company | Class E fixed frequency converter |
-
1995
- 1995-05-11 DE DE19516861A patent/DE19516861C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2164214A (en) * | 1984-09-05 | 1986-03-12 | Philips Electronic Associated | D.C.-D.C. converter circuit |
US5065300A (en) * | 1991-03-08 | 1991-11-12 | Raytheon Company | Class E fixed frequency converter |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
Electronics world + wireless world, März 1995, S.210 * |
JP 6-30559 (A), In: Patents Abstr. of Japan, Sect.E, 1994, Vol.18, No.246 (E-1546) * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19516861A1 (de) | 1996-11-21 |
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