KR101223220B1

KR101223220B1 - 직렬 공진형 컨버터 회로

Info

Publication number: KR101223220B1
Application number: KR1020100115723A
Authority: KR
Inventors: 싱고 우에노; 신이치 오마키; 아츠시 사이토; 키요미 와타나베
Original assignee: 오리진 일렉트릭 캄파니 리미티드
Priority date: 2009-11-27
Filing date: 2010-11-19
Publication date: 2013-01-17
Also published as: JP2011114978A; KR20110059535A; US8107263B2; US20110128758A1; JP5394213B2

Abstract

전력손실을 저감할 수 있는 직렬 공진형 컨버터 회로를 제공하기 위하여, 직류입력단자 사이에 접속되는 한 조의 제1, 제2 스위칭 소자를 적어도 구비하는 인버터 회로와, 상기 인버터 회로에 접속되는 1차 권선과 2차 권선을 구비하는 트랜스와, 상기 트랜스의 상기 1차 권선 또는 상기 2차 권선과 직렬로 접속되는 공진 인덕턴스 수단과, 상기 제1 또는 제2 스위칭 소자를 통하여 상기 공진 인덕턴스 수단에 직렬로 접속되는 1차측 공진 콘덴서와, 직류출력단자 사이에 서로 직렬로 접속되는 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서와, 직류출력단자 사이에 서로 직렬로 접속되는 제1, 제2의 일방향성 소자와, 및 상기 1차측 공진 콘덴서, 상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서에 의한 공진 캐패시턴스와 협동하여 직렬공진하는 공진 인덕턴스 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

직렬 공진형 컨버터 회로{SERIAL RESONANCE TYPE CONVERTER CIRCUIT}

본 발명은 공진 인덕턴스 수단과 공진 콘덴서의 직렬 공진작용을 이용한 직렬 공진형 컨버터 회로, 특히 플라즈마 등의 방전 부하에 적합한 직류 스퍼터 전원, 부하 전압이 크게 변화되는 콘덴서, 축전지 등의 충전용 직류전원에 적합한 특성을 가지는 직렬 공진형 컨버터 회로에 관한 것이다．

방전 에너지를 이용하는 방전 부하로서는 각종 레이저장치, 방전등(放電燈) 점등장치, 스트로브장치, 방전가공장치, 광 파이버의 융착 접속장치, 방전에 의해 금속박막을 다양한 물질 표면에 형성하는 진공장치 등이 있으며, 상당히 넓은 분야에서 방전 부하가 사용되고 있다. 이들 방전 부하는 정전력을 요구하는 것이 많다.

상술한 바와 같은 방전 부하용 전원장치의 경우, 출력전압이 플라즈마 상태에 의한 범위에서 변화되기 때문에, 그 범위에서 정전력을 보증해야만 하다. 예를 들면 출력이 800W인 경우에는 정격출력전압이 800V, 이 때 공급 가능한 출력전류는 1A이다. 그리고 출력전압이 400V일 때에는 2A의 출력전류를 방전 부하로 공급해야 한다. 그러나 통상의 방전 부하용 전원장치에서는 800V-1A로 전원을 설계하면 회로방식에도 의하나 400V에서의 최대전류가 기껏해야 1A 웃도는 정도이며, 어느 쪽이든 정격출력전압 800V와 이보다 대폭 낮은 출력전압 400V의 쌍방에서 800W의 출력 전력을 만족시킬 수 없다.

이러한 전원장치에서는 트랜스의 2차 권선에 중간전압 탭을 설치하고, 그 중간전압 탭으로 전환하면 저전압 대전류가 되어 400V-2A의 전력을 출력할 수 있도록 하는 것이 있다. 그러나 탭 전환은 전원장치의 하우징을 열어서 전환 작업을 실행해야 하기 때문에 손이 많이 감과 동시에 전환시에 반드시 잔류 전하의 방전을 확인하여 안전성을 도모해야 하는 등 복잡하다.

이러한 점을 피하기 위해서 최대전류를 공급할 수 있는 대용량의 전원을 설계 할 필요가 있는데, 예를 들면 상기 예에서는, 800V-2A의 전력용량 즉 1.6kW를 출력할 수 있는 용량의 전원장치를 제작해야만 하다. 이 경우, 트랜스의 크기는 개략적으로 그 최대전압과 최대전류와의 곱에 비례하므로 1.6kW의 전력용량을 가지는 트랜스가 필요하게 되고, 이것은 전달 전력 800W의 2배정도가 된다. 이 점은 분명히 트랜스를 포함하는 전원장치 전체가 대형화되는 동시에 중량도 늘고, 또한 비용 상승이 되어 비경제적이다.

상기 문제점을 해결하는 발명도 이미 제안되었다. 예를 들면 일본 특허 공개 2006-191766호 공보(이하, 특허문헌 1이라고 한다)에 개시되어 있는 발명은, 부하 전류의 대소에 따라서 통상의 전파(全波)정류회로와 배전압(倍電壓) 정류회로 사이에서 자동적으로 전환되도록 동작하고, 거의 일정한 전력을 공급할 수 있는 다기능의 정류회로를 실현하고 있다. 상기 자동적인 전환은 트랜스의 중간전압 탭의 전환은 물론 기계적 스위치, 반도체 스위치 등 물리적인 전환을 일체 필요로 하지 않고 전자적으로 이루어진다. 더구나, 예를 들면 부하가 방전 부하인 경우에는 매우 간단한 회로구성으로 또한 인버터 회로의 간편한 통상의 펄스 폭 제어 방법으로 방전을 발생시키는데 필요한 교류 입력 전압의 거의 2배의 높은 전압을 공급하고, 또한 방전 부하가 방전 상태가 되어 저임피던스가 될 때에는, 상기 초기의 높은 전압보다도 낮은 전압으로 정상 방전 상태를 유지하는데 필요한 직류 정전력을 공급할 수 있다.

상술한 특허문헌 1에 기재된 직류전원은 전력변환 효율을 높이기 위해서 공진 인덕턴스와 공진 콘덴서를 직렬 공진시키는 직렬형 공진 컨버터 회로이다. 공진 컨버터 회로는 정현파 형태의 공진전류파형을 얻을 수 있다. 그러나 진공장치용의 직류전원으로서 공진 컨버터 회로를 이용한 경우에는 다음과 같은 문제가 있다. 진공장치에 요구되는 부하 전력, 즉 공진 컨버터 회로에 요구되는 직류 출력전력은 일반적으로 일정한 전력이 요구되나, 가스 조건이나 타겟 재료 등의 변경에 의해 상술한 바와 같이 플라즈마 전압이 크게 변화된다. 이 경우에도 거의 일정한 출력전력이 되도록 공진 컨버터 회로는 펄스 폭 제어된다.

일반적으로, 공진 컨버터 회로는 정격전압에서의 동작시에 맞추어 설계되기 때문에 정격전압에서 동작하고 있을 때의 공진 컨버터는 정현파 형태의 공진전류를 출력하나, 직류 출력전압이 정격전압에서 저하되어 감에 따라 공진전류의 파형은 정현파 형태로부터 멀어진다. 예를 들면 출력전압을 정격전압의 거의 1/2정도까지 낮게 하고 출력전류를 정격전류의 거의 2배까지 증대해야 할 경우, 공진 원리로부터 공진 컨버터의 공진전류는 정현파로부터 멀어진 교류 파형이 되므로 공진 컨버터 회로의 전력효율은 저하되고 노이즈도 커진다.

본 발명은, 부하 전압 및 부하 전류가 크게 변화될 때에 공진 인덕턴스 수단과 공진 콘덴서로 이루어지는 직렬공진회로에서의 공진 정전용량(공진 캐패시턴스)의 크기가 자동적으로 변경되어 공진전류파형을 정현파 형태로, 또는 정현파형에 가깝도록 개선하고, 넓은 부하 범위에 걸쳐 직렬공진 컨버터의 전력효율을 향상시키는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 일 실시 양태에 따른 직렬 공진형 컨버터 회로는, 한 쌍의 직류입력단자 사이에 접속되는 한 조의 제1, 제2 스위칭 소자와 제1, 제2의 1차측 공진 콘덴서를 하프 브릿지 구성에 접속하여 이루어지는 인버터 회로; 상기 인버터 회로에 접속되는 1차 권선과 2차 권선을 구비하는 트랜스; 한 쌍의 직류출력단자 사이에 서로 직렬로 접속되는 제1의 2차측 공진 콘덴서와 제2의 2차측 공진 콘덴서 및 직류출력단자 사이에 서로 직렬로 접속되는 제1 정류 다이오드와 제2 정류 다이오드로 이루어지는 다기능 정류회로; 및 상기 제1, 제2의 1차측 공진 콘덴서 및 상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서에 의한 공진 캐패시턴스와 협동하여 직렬공진하는 공진 인덕턴스 수단, 을 포함한다.

상기 제1, 제2의 1차측 공진 콘덴서는, 상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서를 트랜스의 1차측으로 환산한 캐패시턴스와 거의 동일한 캐패시턴스를 가지며, 이 캐패시턴스는 일반적으로 직류 출력측에 구비되는 평활용 콘덴서의 캐패시턴스에 비해 상당히 작다. 정전력 출력의 경우 직류 출력전압이 높고 동시에 직류 출력전류가 작은 부하 임피던스 조건 (이하, 고부하 조건이라고도 한다)일 때, 상기 공진 인덕턴스 수단은 상기 제1, 제2의 1차측 공진 콘덴서 및 상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서에 의한 공진 캐패시턴스와 직렬공진을 한다. 그러나 직류 출력전압이 낮고 동시에 직류 출력전류가 큰 부하 임피던스 조건 (이하, 저부하 조건이라고 한다)일 때, 상기 트랜스의 2차 권선을 흐르는 전류의 대부분은 상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서에 병렬 접속된 2차측 다이오드와 제1, 제2의 정류 다이오드로 이루어지는 전파(全波)정류회로를 흘러 정류되므로 상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서는 공진 작용에 거의 기여하지 못하고, 상기 공진 인덕턴스 수단은 주로 상기 제1, 제2의 1차측 공진 콘덴서에 의한 공진 캐패시턴스와 직렬공진을 한다.

본 발명은, 정전력 부하의 경우 부하 전압 및 부하 전류가 크게 변화될 때에 공진 인덕턴스 수단과 공진 콘덴서로 이루어지는 직렬공진회로에서의 공진 캐패시턴스가 자동적으로 변화되어 공진전류파형을 정현파 형태로, 또는 정현파형에 가깝게 하기 때문에 공진 캐패시턴스의 전환기구 등을 이용하지 않고 직렬공진 컨버터의 전력 손실이나 노이즈를 저감시킬 수 있다. 더욱이 고부하 임피던스 상태가 되면, 서로 직렬 접속된 2차측 공진 콘덴서와 서로 직렬 접속된 정류 다이오드가 배전압 정류회로를 구성하므로, 스위칭 소자와 병렬 귀환용 다이오드에 기인하는 리커버리 전류가 흐르지 않기 때문에 리커버리 손실, 노이즈 등이 발생되지 않는다.

본 발명의 다른 실시 양태에 따른 직렬 공진형 컨버터 회로는 또한 공진회로에서 직류전원으로 귀환하는 전류, 즉 진행 전류가 흐르지 않는 회로구성으로 하여 1차측 공진 콘덴서의 전압이 직류전원전압을 넘지 않도록 하였기 때문에 저부하 조건에서도 귀환용 다이오드에 리커버리 전류가 흐를 일은 없다. 따라서 보다 더 전력손실을 저감할 수 있으며 동시에 노이즈를 저감할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 2는 도 1의 직렬 공진형 컨버터의 고부하 조건일시의 제1 등가회로도이다.
도 3은 도 1의 직렬 공진형 컨버터의 고부하 조건시의 제2 등가회로도이다.
도 4는 도 1의 직렬 공진형 컨버터의 저부하 조건시의 제1 등가회로도이다.
도 5는 도 1의 직렬 공진형 컨버터의 저부하 조건시의 제2 등가회로도이다.
도 6의 (a) 내지 (g)는 각각 상기 제1 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터를 설명하기 위한 전압파형 또는 전류파형을 나타내는 파형도이다.
도7은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도8의 (a) 내지 (ｄ)는 각각 상기 제2 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터를 설명하기 위한 저부하 조건시의 전압파형 또는 전류파형을 나타내는 파형도이다.
도 9는 본 발명의 제3 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 10은 본 발명의 제4 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 11은 본 발명의 제5 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.

이하, 본 발명의 실시형태에 대하여 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. 본 발명에서는 부하가 고임피던스가 될 때에는 실효적인 공진 캐패시턴스가 감소하고, 부하가 저임피던스로 변화될 때에는 실효적인 공진 캐패시턴스가 증대한다. 이와 같이 부하 임피던스 조건으로 실효적인 공진 캐패시턴스가 자동적으로 변화됨으로써 광범위한 부하 임피던스의 영역에서 공진전류의 파형을 정현파 형태로 개선할 수 있다. 그러나 본 발명이 이하에 나타내는 실시형태에 한정되는 것은 아니다. 본 명세서 및 도면에 있어서 부호가 같은 구성요소는 서로 동일한 것을 나타낸다.

(제1 실시형태)

본 발명에 따른 제1 실시형태의 직렬 공진형 컨버터 회로에 대하여 도 1 내지 도 6을 참조하여 설명한다.

도 1에 있어서 직류전원(1)은 (+)극의 직류입력단자(2)와 (-)극의 직류입력단자(3) 사이에 접속된다. 직류전원(1)은 예를 들면, 단상 또는 3상 교류전력을 정류하여 직류전력으로 변환하는 정류회로와 상기 직류전력을 평활화하는 필터회로로 이루어지는 일반적이다. 또한 직류전원(1)은 축전지 또는 발전기 등의 에너지원일 수 있다. 또한 직류전원(1)은 PFC(역률 개선회로)를 포함한 정류기일 수 있으며, 이 경우 PFC의 후단에 접속되는 본 발명의 직렬 공진형 컨버터의 입력 전압은 안정화된다. 따라서, 동작 양태는 부하 변동만을 고려하면 되므로 발명을 이해하는데 적합하며, 이하의 설명에서도 직류입력단자(2)와 직류입력단자(3) 사이의 직류전원전압(E)는 일정값으로 설명한다.

인버터 회로(4)는 서로 직렬로 접속된 제1, 제2의 스위칭 소자(4A, 4B)와, 서로 직렬로 접속된 제1, 제2의 1차측 공진콘덴서(4C, 4D)를 하프 브릿지 구성으로 접속시킨 회로로 이루어진다. 스위칭 소자(4A, 4B)에는 제1, 제2 귀환용 다이오드(4E, 4F)가 스위칭 소자(4A, 4B)의 극성과는 반대로 각각 병렬로 접속된다. 스위칭 소자(4A)의 드레인측 및 1차측 공진 콘덴서(4C)의 일단은 직류입력단자(2)에 접속되고, 스위칭 소자(4B)의 소스측 및 1차측 공진 콘덴서(4D)의 일단은 직류입력단자(3)에 접속된다. 스위칭 소자(4A, 4B)로는 모스펫(MOSFET) 또는 IGBT 등의 반도체 소자를 사용한다.

귀환용 다이오드(4E, 4F)는 외부에 병렬로 접속된 다이오드나 스위칭 소자(4A, 4B)의 각각의 내부에 형성될 수 있다. 스위칭 소자(4A, 4B)가 모스펫인 경우에는 모스펫이 가지는 내부 다이오드를 귀환용 다이오드(4E, 4F)로서 이용할 수 있다. 통상의 모스펫이나 IGBT 등의 반도체 소자의 대부분은 내부 다이오드를 내장하고 있다. 이들 귀환용 다이오드(4E, 4F)는 스위칭 소자(4A) 또는 스위칭 소자(4B)가 오프 되었을 때, 후술하는 트랜스의 여자(勵磁)전류를 직류전원(1)으로 귀환시킴으로써 스위칭 소자(4A) 또는 스위칭 소자(4B)의 턴오프 전압을 직류전원전압(E)으로 제한하는 기능도 있다.

1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)는 각각 거의 동일한 캐패시턴스(Cp)를 가지며, 등가적으로 1차측 공진 콘덴서(4C)와 1차측 공진 콘덴서(4D)를 병렬 접속시킨 캐패시턴스와 동일한 병렬 합성 캐패시턴스(2Cp)로, 후술하는 직렬공진에 기여한다. 또한 공진 인덕턴스 수단(5)은 1차측 공진 콘덴서(4C)와 1차측 공진 콘덴서 (4D)를 접속시키는 도선(4y)에 접속되는 동시에 트랜스(6)의 1차 권선(60A)의 일단에 접속된다. 그리고 트랜스(6)의 1차 권선(60A)의 타단은 스위칭 소자(4A)와 스위칭 소자(4B)를 접속시키는 도선(4x)에 접속된다. 여기서 트랜스(6)는 1차 권선(60A)에 대한 2차 권선(60B)의 권수(卷數)비 n을 가진다. 1차 권선(60A), 2차 권선(60B)에 붙여진 흑점은 권선의 극성을 나타낸다. 공진 인덕턴스 수단(5)은 도선(4ｙ)측이 아닌, 트랜스(6)의 1차 권선(60A)의 상기 타단과 도선(4x) 사이에 접속될 수 있다.

트랜스(6)의 2차 권선(60B)에는 2차 권선(60B)의 교류전압을 정류하는 다기능 정류회로(7)가 접속된다. 다기능 정류회로(7)는, 서로 직렬 접속된 정류용 다이오드(7A)와 정류용 다이오드(7B), 서로 직렬 접속된 제1의 2차측 공진 콘덴서(7C)와 제2의 2차측 공진 콘덴서(7D), 및 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)에 각각 병렬로 접속되어서 그들의 역충전을 방지하는 2차측 다이오드(7E, 7F)로 이루어진다. 이들 정류용 다이오드(7A, 7B), 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D), 및 2차측 다이오드(7E, 7F)는 모두 직류출력단자(8)와 직류출력단자(9) 사이에 접속된다. 정류용 다이오드(7A)와 정류용 다이오드(7B)를 접속시키는 도선(7x)은 트랜스(6)의 2차 권선(60B)의 일단에 접속된다. 2차측 공진 콘덴서(7C)와 2차측 공진 콘덴서(7D)를 접속시키는 도선(7y)은 트랜스(6)의 2차 권선(60B)의 타단에 접속된다. 또한 직류출력단자(8)과 직류출력단자(9) 사이에는 평활용 콘덴서(10) 및 부하 임피던스 범위가 넓은 DC플라즈마 방전 챔버와 같은 부하(11)가 접속된다. 이런 종류의 부하는 도 1에 도시한 바와 같이 (+)극을 접지할 수 있다.

본 발명에서 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)로는 1차측 공진콘덴서(4C, 4D)에 대하여 각각 상대적으로 작은 값의 캐패시턴스(Cs)를 갖는 콘덴서가 사용되고, 직류에 대해서는 등가적으로 직렬이기 때문에 캐패시턴스가 1/2이 되기 위해서 에너지 뱅크로서의 필터 콘덴서의 기능은 거의 갖지 않는다. 이 때문에 낮은 리플이 요구되는 직렬 공진형 컨버터의 경우에는 평활용 콘덴서(10)를 설치한다. 상기 평활용 콘덴서(10)는 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 수십배 ~ 100배 이상의 캐패시턴스를 가지는 것이 바람직하다. 다기능 정류회로(7)에 대해서는 후술하나, 고부하 조건, 즉 부하(11)가 고임피던스 상태에 있을 때에는 배전압 정류회로로서 기능하고, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)는 직렬공진에 기여한다. 그러나 저부하 조건 즉 부하(11)가 저임피던스 상태에 있을 때에 다기능 정류회로(7)는 대부분의 정류전류에 대하여 통상의 전파(全波)정류회로로서 기능하고, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)는 거의 직렬공진에 기여하지 않는다.

부하(11)에 공급되는 직류 출력전압(Vo)은 저항 등의 전압검출기(12)를 통하여 직류검출전압(v)으로서 검출되고, 또한 직류 출력전류(Io)는 Hall CT 등의 전류 검출기(13)를 통하여 전류신호(i)로서 검출된다. 이들 직류검출전압(v)과 검출 전류신호(i)는 승산회로(14)에 공급되고, 승산회로(14)는 v×i의 연산을 실행하여 부하전력신호(p)를 출력신호로서 오차증폭기(15)에 부여한다. 오차증폭기(15)는 기준원(基準源)(16)의 전력설정신호(s)와 부하전력신호(p)를 비교하여 오차증폭 신호(e)를 펄스주파수 발생회로(17)에 부여한다. 펄스주파수 발생회로(17)는 오차증폭 신호(e)에 따라서, 제어된 주파수에서 위상차 180도의 구동펄스신호(Q, R)를 스위칭 소자(4A, 4B)에 부여한다.

예를 들면 인버터 회로(4)의 변환 주파수를 50kHz라고 하고, 온 시간은 상하에 위치하는 스위칭 소자(4A, 4B)의 동시 도통을 방지하기 위한 데드타임(중지 시간)으로 1㎲ 시간을 취하여 반주기(半周期) 10㎲의 90%에 달하는 9㎲의 고정 펄스 폭으로 한다. 변환 주파수는 50kHz를 상한주파수로 하여 주파수를 높게 함으로써 출력전력을 증가시키고, 내림으로써 출력전력을 저하시키는 펄스주파수변조(PFM) 제어 방법을 이용한다. 따라서 정격 최대출력의 경우 인버터 회로(4)의 변환 주파수는 50kHz에 가깝고, 경부하시에는 주파수가 가청주파수에 가까운 주파수까지 저하되는 제어방식으로 할 수 있다.

그리고, 실제의 직렬 공진형 컨버터 회로에서는 신호계에서의 직류전원(1)의 전위와 부하(11)의 전위의 절연이 필요하며, 전압검출기(12), 전류 검출기(13), 곱셈기(14), 오차증폭기(15). 펄스 주파수 발생회로(17), 및 스위칭 소자(4A, 4B)의 게이트 단자의 어느 하나의 신호경로 중에 포토커플러, 펄스 트랜스 등의 신호절연 소자가 필요하나 본 발명의 동작 설명에는 불필요하므로 생략하였다.

또한 도 1, 그리고 후술하는 모든 실시형태에서 공진 인덕턴스 수단(5)을 트랜스(6)와 별개의 부품으로 나타내고 있으나, 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스를 이용하여 공진 인덕턴스 수단(5)을 필요 없게 하거나, 또는 공진 인덕턴스 수단(5)의 인덕턴스 값을 리키지 인덕턴스만큼 작게 할 수 있다. 그리고 공진 인덕턴스 수단(5)을 개별부품으로 할 경우에는 트랜스(6)의 1차 권선(60A)과 직렬로 접속하지 않고 2차 권선(60B)과 직렬로 접속 할 수도 있다. 따라서 원하는 직렬공진을 일으키기 위해서 필요한 인덕턴스를 나타내는 공진 인덕턴스 수단은, 주로 공진 인덕턴스 수단(5)으로 이루어지는 경우 또는 트랜스(6)의 원하는 크기의 리키지 인덕턴스를 이용하여 개별 인덕터를 이용하지 않는 경우 혹은 공진 인덕턴스 수단(5)과 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스를 조합하는 경우가 있다. 여기에서는 어느 경우에서나 공진 인덕턴스(L)라고 한다.

다음으로 DC플라즈마 전원 등의 정전력 부하에 대응하기 위한 본 발명의 특징인 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)와 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)에 대하여 설명한다. DC플라즈마 전원 등의 정전력 부하에 있어서는 상술한 바와 같이 2개의 부하 상태, 즉 부하(11)가 고임피던스 상태에 있는 조건(고부하 조건)과, 부하(11)가 저임피던스 상태에 있는 조건(저부하 조건)을 가지는 경우가 많다. 본 발명의 직렬 공진형 컨버터 회로에서는, 이하에 기술하는 바와 같이 고부하 조건과 저부하 조건에서 공진 상태가 서로 다르다. 예를 들어 800W의 정전력 부하라면, 고부하 조건은 고부하 전압(Voh)이 800V, 소전류 1A의 부하 조건이 되고, 저부하 조건은 저부하 전압(Voll)이 400V, 대전류 2A의 조건이 된다. 그리고 이것은 어디까지나 일례로, 본 발명은 이들 부하 전력, 고부하 조건, 저부하 조건 값에 제한되는 것은 아니다.

본 발명에서 고부하 조건의 직류 출력전력(Po)은 전부 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 충방전 사이클에서 공급되도록, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 각각의 캐패시턴스(Cs)를 선정 하는 것이 바람직하다. 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D) 각각의 캐패시턴스(Cs)는, 직류 출력전력(Po), 고부하 전압(Voh), 변환 주파수(fs)에 의한 식,

Cs=Po/(2×fs×Voh²)

으로 하는 것이 바람직하다. 구체적인 일례로, 직류 출력전력(Po)이 800W, 고부하 전압(Voh)이 800V, 변환 주파수(fs)가 50kHz인 것이라면, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)는, 상기 식으로부터 12.5nF가 된다. 이 값은 800W정도의 직렬 공진형 컨버터에서의 일반적인 평활용 콘덴서(10)의 캐패시턴스에 비해 충분히 작다.

또한 본 발명에서는 부하 임피던스의 고저에 관계 없이 직류 출력전력(Po)은 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 충방전 사이클에서 공급되도록 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)를 선정하는 바람직하다. 따라서 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)는 직류 출력전력(Po), 직류전원전압(E), 변환 주파수(fs)에 의한 식,

Cp=Po/(2×fs×E²)

으로 하는 것이 바람직하다. 구체적인 일례로, 직류 출력전력이 800W, 직류전원전압(E)이 400V, 변환 주파수(fs)가 50kHz의 경우, 1차측 공진 콘덴서 (4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)는 상기 식으로부터 50nF가 된다.

따라서, 본 발명의 바람직한 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)와 바람직한 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)는 모두 동일 값의 부하 전력을 통과시키기 때문에, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)를 트랜스(6)의 1차측으로 환산한 값은 거의 동일 값으로 할 수 있다. 상술한 바와 같이 트랜스(6)는 1차 권선(60A)에 대한 2차 권선(60B)의 권수비가 n이라고 하면,

Cp=n²Cs

가 된다. 따라서 본 발명에서는 결과적으로 Cp=n²Cs를 만족시키는 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)와 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)가 결정된다.

다음으로, 고부하 조건에서의 도 2에 나타내는 등가회로, 도 2의 등가회로를 더욱 단순화한 도 3에 나타내는 교류 등가회로, 저부하 조건에서의 도 4에 나타내는 등가회로, 도 4의 등가회로를 더욱 단순화한 도 5에 나타내는 교류 등가회로, 및 도6의 (a) 내지 (g)에 나타내는 전류파형도, 전압파형도를 참조하여 도 1에 나타낸 본 발명의 제1 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터의 동작을 설명한다.

도 2에 나타내는 등가회로에서는 설명을 간단하게 하기 위해 도 1에서의 트랜스(6)를 생략하고, 2차측 회로의 부재(部材)를 1차측으로 등가변환하였다. 등가변환에 의해, 직류 출력전압(Vo)은 Vo/n로 변환된다. 상술한 바와 같이 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)를 Cp/n²로 선정하면, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)도 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)와 동일해지고, 모든 공진 콘덴서가 캐패시턴스(Cp)라고 생각할 수 있다.

인버터 회로(4)는 상술한 바와 같이 하프 브릿지 구성이며, 하프 브릿지형 인버터 회로의 원리적인 출력전압은 E/2이다. 따라서, 인버터 회로(4)의 출력전압은 E/2인 것으로 한다. 일반적으로 다기능 정류회로(7)가 배전압 정류회로로서 기능할 경우에는 입력 전압인 인버터 회로(4)의 출력전압(E/2)의 2배의 정류전압(E)을 발생한다. 그 정류전압(E)은 등가적으로 직류 출력전압(Vo)의 1/n이다. 즉, E=Vo/n이 된다. 따라서 권수비 n은, n=Vo/E가 되고, 제1 실시형태에서는 n=2로 하고 있다. 도 1의 다기능 정류회로(7)의 양단에는 평활용 콘덴서(10)가 접속되어 있기 때문에 직류 출력전압(Vo)은 일정전압이라고 간주할 수 있다. 1차측으로 등가변환된 등가회로에서 직류 출력전압(Vo)은 전압(E)의 등가 축전지(18)로 변환된다.

시뮬레이션에서는 1차 등가회로에서 실시하고 있으므로 트랜스가 생략되었다. 따라서 후술하는 실시형태에서의 직류 출력전압(Vo)이 800V이고 직류 출력전류가 1A인 경우에는 시뮬레이션의 등가 직류 출력전압(E)이 400V이고 등가 직류 출력전류가 2A에 상당한다. 따라서 저부하 조건에서의 실출력(400V×2A)은 시뮬레이션의 등가출력(200V×4A)에 상당한다. 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp), 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)는 상술한 값으로 하였다.

본 발명의 직렬 공진형 컨버터 회로에서는 정전력 부하의 임피던스의 고저, 즉 고부하 조건과 저부하 조건에 의해 직렬공진동작의 양태가 변화된다. 따라서, 이하에서는 도 2 내지 도 5의 1차 등가회로를 이용하여 고부하 조건의 경우와 저부하 조건의 경우로 나누어서 설명한다.

구체적으로 동작 설명을 하기 전에 도 6에 대하여 설명한다.

도6의 (a) 내지 (c)는 고부하 조건시의 파형을 나타내며, 도6의 (a)는 공진 인덕턴스 수단(5)을 흐르는 공진전류(Ir)의 파형이고, (+) 부분의 파형(4a)은 반도체 스위치(4A)의 전류파형, (-) 부분의 파형(4b)은 반도체 스위치(4B)의 전류파형과 거의 동일하므로, 반도체 스위치(4A, 4B)의 전류파형은 생략하였다. 도 6의 (b)는 제1의 1차측 공진 콘덴서(4C)의 전압파형(4c)과 제2의 1차측 공진 콘덴서(4D)의 전압파형(4d), 도 6의 (c)는 제1의 2차측 공진 콘덴서(7C)의 전압파형(7c)과 제2의 2차측 공진 콘덴서(7D)의 전압파형(7d)을 각각 나타낸다.

도 6의 (d) 내지 (f)는 저부하 조건시의 파형을 나타내며, 도 6의 (d)는 공진 인덕턴스 수단(5)을 흐르는 공진전류(Ir)의 파형이고, 도 6의 (a)와 마찬가지로 정(正) 부분의 파형(4a)은 반도체 스위치(4A)의 전류파형, 부(負) 부분의 파형(4b)은 반도체 스위치(4B)의 전류파형과 거의 동일하므로 반도체 스위치(4A, 4B)의 전류파형은 생략하였다. 도 6의 (e)는 제1의 1차측 공진 콘덴서(4C)의 전압파형(4c)과 제2의 1차측 공진 콘덴서(4D)의 전압파형(4d), 도 6의 (f)는 제1의 2차측 공진 콘덴서(7C)의 1차측으로 등가변환된 전압파형(7c)과 제2의 2차측 공진 콘덴서(7D)의 1차측으로 등가변환된 전압파형(7d)을 각각 나타낸다.

도 6의 (g)는, 제1의 1차측 공진 콘덴서(4C)와 제2의 1차측 공진 콘덴서(4D)의 캐패시턴스를 공진 동작에 관여하지 않을 정도로 큰 용량으로 한 경우, 즉 종래의 하프 브릿지형 인버터 회로의 단순한 분압용 콘덴서로 했을 경우의 공진전류(Ir)의 파형을 나타낸다.

우선, 고부하 조건인 경우에 대해서 설명한다. 고부하 조건의 경우, 상술한 바와 같이 직류 출력전력(Po)은 모두 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 충방전 사이클에서 공급되도록 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)를 선정하였기 때문에 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)는 제로 전압까지 방전되더라도, (-)극성까지는 충전되지 않는다. 따라서 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D) 각각에 병렬 접속된 2차측 다이오드(7E, 7F)는 항상 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전압이 역전압으로 걸리므로 도통되지 않는다. 따라서, 도 1의 2차측 다이오드(7E, 7F)는 없는 것으로 간주할 수 있으므로 고부하 조건의 경우의 다기능 정류회로(7)의 등가회로는 도 2에 나타낸 배전압 정류회로로 나타낼 수 있다.

상술한 바와 같이 직류 출력전력(Po)가 모두 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 충방전 사이클에서 공급되도록, 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)를 선정한다. 따라서 고부하 조건의 경우, 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)는 제로 전압까지 방전해도, (-)극성까지는 충전되지 않는다. 스위칭 소자(4A, 4D)는 공진전류의 반주기(半周期) 중에서 온 시키기 때문에 전류를 차단시키지 않으며, 또한 단순화하기 위해서 트랜스(6)의 여자전류를 생각하지 않으므로 여자전류를 차단했을 때의 우회 회로가 되는 스위칭 소자(4A, 4D)의 각각에 병렬 귀환용 다이오드(4E, 4F)는 도통되지 않는다. 따라서, 도 1의 귀환용 다이오드(4E, 4F)는 없는 것으로 설명할 수 있다.

도 6에서의 시각 t0 이전에는, 도 2에 나타낸 바와 같이 1차측 공진 콘덴서(4D)는 도시된 극성의 직류전원전압(E) (「1」로 나타냄)가 충전되고, 1차측 공진 콘덴서(4C)의 충전 전압은 제로 (「0」으로 나타냄)가 된다. 또한, 2차측 공진 콘덴서(7C)는 도시된 극성의 직류 출력전압(Vo), 즉 직류전원전압(E) (「1」로 나타냄)가 충전되고, 2차측 공진 콘덴서(7D)의 충전 전압은 제로(「0」으로 나타냄)가 된다.

시각 t0에서 스위칭 소자(4A)는 오프 상태로, 스위칭 소자(4B)가 오프에서 온이 된다. 도 2에 나타낸 바와 같이, (+)극의 직류입력단자(2)로부터 1차측 공진 콘덴서(4C)를 통하여 흐르는 전류(i1)와, 1차측 공진 콘덴서(4D)의 방전에 의한 전류(i2)가 합류되고, 공진 인덕턴스 수단(5)을 통하여 2차측으로 흐른다. 2차측에서는, 공진 인덕턴스 수단(5)을 흐르는 전류가 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 각각으로 분류(分流)되어 흐른다. 분류된 한쪽의 전류(i3)는 2차측 공진 콘덴서(7C)의 방전 전류로서 등가 축전지(18)로 흐르고, 분류된 다른 쪽의 전류(i4)는 2차측 공진 콘덴서(7D)를 충전하여 정류용 다이오드(7B)의 애노드(anode)측에서 전류(i3)와 합류된다. 그리고, 합류된 전류는 다이오드(7B)의 캐소드(cathode), 스위칭 소자(4B)를 통과한 후, 도 1의 전류(i1)가 (-)극의 직류입력단자(3)로 되돌아가고, 다른 전류(i2)가 콘덴서(4D)의 (-)극으로 되돌아간다.

이런 동작으로, 도 6의 (b)에 나타낸 바와 같이 1차측 공진 콘덴서(4C)는 제로에서부터 직류전원전압(E)을 향해서 충전되고, 1차측 공진 콘덴서(4D)는 모든 전하를 방전하여 충전 전압이 제로가 된다. 2차측 공진 콘덴서(7D)는, 도 6의 (c)에 나타낸 바와 같이 제로에서부터 등가 축전지(18)의 전압(Vo)을 향해서 충전되고, 2차측 공진 콘덴서(7C)는 모든 전하를 방전하여 충전 전압이 제로가 된다. 이 결과, 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D) 및 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전압은 스위칭 소자(4B)가 온 되기 전의 초기조건과 역전된다. 이상의 동작은 공진 인덕턴스 수단(5)과 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 병렬회로와, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 병렬회로와의 직렬공진동작이 되고, 도6의 (a)에 나타낸 바와 같이 스위칭 소자(4B)의 전류는 부(負)의 정현반파(4b)가 된다. 시각 t1까지 스위칭 소자(4A)는 오프 상태를 지속하나 스위칭 소자(4B)는 반주기(半周期)가 끝날 때까지 온 시킬 필요가 없고, 부(負)의 정현반파의 전류(4b)가 제로가 되었을 때에 오프 시킬 수도 있다.

다음으로, 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D) 및 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전압이 스위칭 소자(4B)가 온 되기 전의 초기조건과 역전된 시각 t1의 조건에서, 스위칭 소자(4B)는 오프 상태를 지속하고, 스위칭 소자(4A)가 오프로부터 온으로 이행된다. 이 경우에는 상기 설명과 (+)(-)극성의 대조적인 동작이 이루어지고, 공진 인덕턴스 수단(5)의 공진 인덕턴스(L)와, 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 병렬회로와 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 병렬회로의 합성 공진 캐패시턴스가 직렬공진되어, 도 6의 (a)에 나타낸 바와 같이 스위칭 소자(4A)의 전류는 정(正)의 정현반파(4a)가 되고, 시각 t2에서 다시 각 공진콘덴서의 초기조건이 시각 t0로 되돌아간다.

1차측 공진 콘덴서(4C, 4D) 및 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전압이 제로에서부터 E까지의 충방전 동작을 스위칭 주파수에서 반복됨으로써 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 충방전 에너지는 전력으로서 부하(11)에 전송되므로, 직류 출력전력(Po)은, Po=2×Cp×fs×E²=2×Cs×fs×E²가 된다.

도 2에 나타낸 등가회로를 간단한 교류 회로로 표시하면, 도 3에 나타내는 회로가 된다. 즉 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 병렬 캐패시턴스(2Cp)와 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 병렬 캐패시턴스(2Cs)는 직렬이 되고 동시에 상술한 바와 같이 캐패시턴스(Cp)와 캐패시턴스(Cs)는 동일하므로 교류 등가적으로 직렬공진 캐패시턴스는 Cp가 된다. 따라서 고부하 조건에서는 공진 인덕턴스 수단(5), 스위칭 소자(4A, 4B)를 흐르는 공진전류의 주파수(fr)는 공진 인덕턴스 수단(5)의 공진 인덕턴스(L)와 공진 캐패시턴스(Cp)에 의한 직렬공진주파수가 된다. 그리고 Ac는 교류원, Z는 부하의 임피던스를 나타낸다.

1차측으로 등가변환된 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 캐패시턴스(Cs)가 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)와 거의 동일하고 동시에 이들 캐패시턴스가 평활용 콘덴서(10)의 캐패시턴스에 비해 작다는 조건, 및 상술한 회로구성을 만족하면서 공진 캐패시턴스(Cp)와 공진 인덕턴스 수단(5)의 공진 인덕턴스(L)에 의한 직렬공진주파수(fr)가 인버터 회로(4)의 변환 주파수(fs) 이상이 되도록 공진 캐패시턴스(Cp)와 공진 인덕턴스(L)를 선정하면, 스위칭 소자(4A) 또는 스위칭 소자 (4B)가 온 될 때, 공진전류는 제로에서 시작하여 인버터 회로(4)의 출력전류인 공진전류(Ir)는, 도6의 (a)에 나타낸 바와 같이 중지 기간이 있는 정현파가 된다.

따라서, 스위칭 소자(4A) 또는 스위칭 소자(4B)를 상기 직렬공진주파수(fr)보다 낮은 주파수에서 스위칭 시키면, 스위칭 소자(4A, 4B)의 제로 전류 스위칭(ZCS)을 실현할 수 있다. 또한, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전압은 등가적으로 직류전원전압(E) 이상이 안 된다는 점, 또는 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전하를 직류입력단자(2, 3)로 방전하는 경로가 정류용 다이오드(7A, 7B)에 의해 저지된다는 점 때문에 고부하 조건에서는 귀환용 다이오드(4E 4F)(도 1 참조)에는 전류가 흐르지 않고, 리커버리 현상은 발생되지 않는다. 이상으로부터, 인버터 회로(4)의 전력손실을 저감시킬 수 있다.

다음으로, 등가직류 출력전압(E)이 약 1/2이 되고, 등가 직류 출력전류가 2배가 되는 저임피던스 부하, 즉 저부하 조건의 경우에서의 동작을 설명한다. 고부하 조건에서는 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 충전 전압은 E가 되고, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 충전 전하 Qh는 Cs×E이다. 그러나 저부하 조건에서 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 충전 전압은 E/2가 되고, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 충전 전하 Qh는 Cs×E/2로 고부하 조건시의 반이 된다. 동시에 부하 전류가 고부하 조건보다 약 2배로 크기 때문에 고부하 조건에서 선정된 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 작은 캐패시턴스(Cs)로는 고부하 조건의 1/4 기간밖에 전류를 공급할 수 없다. 따라서 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 충전 전압은 거의 제로까지 저하되고 그 이후에는 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)에 병렬 접속된 2차측 다이오드(7E, 7F)(도 1 참조)가 도통된다. 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)로부터의 방전 전류기간이 고부하 조건의 1/4 이므로， 대부분의 전류가 2차측 다이오드(7E, 7F)를 통하여 공급된다. 따라서, 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 기여분을 무시하고, 모든 부하 전류가 2차측 다이오드(7E, 7F)를 통해서 흐른다고 생각할 때, 1차측 환산 등가회로는 도 4에 나타낸 바와 같이 된다.

즉 다기능 정류회로(7)는 배전압 정류회로가 아닌, 정류용 다이오드(7A, 7B)와 2차측 다이오드(7E, 7F)로 이루어지는 통상의 전파(全波)정류회로가 되고 배전압 기능은 없어진다. 결국, 저부하 조건에서는 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)가 직렬공진에 기여하지 않는다. 따라서 도 4에 나타내는 1차측 환산 등가회로는 교류적으로는 도 5에 나타내는 교류 회로로 나타낼 수 있다. 이 교류 회로로부터 알 수 있듯이 저부하 조건에서의 공진 캐패시턴스는 고부하 조건의 공진 캐패시턴스의 거의 2배의 2Cp가 된다.

도 1의 실시형태에서 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)에는, 후술하는 실시형태와 같이 다이오드가 병렬 접속되어 있지 않다. 이 때문에 저부하 조건의 경우 인버터 회로(4)을 고부하 조건과 동일한 주파수에서 동작시키면, 도 4에 나타낸 바와 같이 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)는 직류전원전압(E) 이상으로, 또는 (-)극성으로 충전된다. 이 때문에 하프 브릿지 구성의 인버터 회로(4)의 출력전압은 E/2 이상이 되고, 다기능 정류회로(7)의 정류전압도 E/2 이상이 된다. 직류 출력전압을 E/2로 제한하기 위하여 시뮬레이션에서는 변환 주파수를 45kHz로 내렸다. 또한, 1차측 공진 콘덴서(4D)는 직류전원전압(E) 이상으로 충전되므로 직류전원(1)로의 귀환 전류가 귀환용 다이오드(4E, 4F)를 통하여 흐른다.

도 6의 (d)에 나타내는 공진전류(Ir)의 정(正)의 정현반파(4a)와 부(負)의 정현반파(4b) 사이의 기간, 즉 스위칭 소자(4A)와 스위칭 소자(4B)의 쌍방이 오프 기간에 귀환용 다이오드(4E, 4F)를 통해서 귀환 전류가 흐른다. 이러한 전제에서 저부하 조건인 경우의 동작을 설명한다. 도 6에서의 시각 t0 직전에 1차측 공진 콘덴서(4D)는 직류전원전압(E) 이상으로 충전되고, 1차측 공진 콘덴서(4C)의 충전 전압은 (-)극성인 것으로 한다. 시각 t0에서 스위칭 소자(4B)가 온 된다. 직류전원(1)의 (+)극으로부터 1차측 공진 콘덴서(4C)를 통하여 흐르는 전류(i1)와 1차측 공진 콘덴서(4D)의 방전 전류(i2)가 합류되어 전류(Io)가 되고, 도 6의 (d)에 나타낸 바와 같이 상기 전류(Io)가 공진 인덕턴스 수단(5)을 흐른다. 전류(Io)는 더 나아가 2차측 다이오드(7E)를 통하여 부하(11)로 흐르고, 정류용 다이오드(7B)를 통과한 후 인버터 회로(4)의 스위칭 소자(4B)를 흐르고, 스위칭 소자(4B)의 (-)극에서 전류(i1)와 전류(i2)로 분류(分流)되고, 전류(i1)는 직류입력단자(3) 즉 직류전원(1)의 (-)극으로, 전류(i2)는 1차측 공진 콘덴서(4D)의 (-)극으로 되돌아간다.

이상과 같은 동작의 결과 1차측, 2차측의 각 공진 콘덴서의 전압은 스위칭 소자(4B)가 온 되기 전의 초기조건과 역전된다. 이상의 동작은 공진 인덕턴스 수단(5)의 공진 인덕턴스(L)와 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 병렬회로의 공진 캐패시턴스(2Cp)와의 직렬공진이 이루어지고, 도 6의 (d)에 나타낸 바와 같이 스위칭 소자(4B)의 전류는 부(負)의 정현반파(4b)가 된다. 이 때 1차측 공진 콘덴서(4C)는, 도 6의 (e)에 나타낸 바와 같이 직류전원전압(E) 이상으로 충전되었기 때문에, 스위칭 소자(4B)가 오프 되면 그 직류전원전압(E) 이상의 전하는 귀환 전류로서 직류전원(1)및 귀환용 다이오드(4F)를 통하여 시각 t1까지 흐른다.

다음으로, 시각 t1에서 스위칭 소자(4A)가 온 되면 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 전압은 스위칭 소자(4B)가 온 되기 전의 초기조건과 역전된 조건에서, 도 6의 (e)에 나타낸 바와 같이, 상기 설명과 극성이 대조적인 동작이 되고, 스위칭 소자(4A)는 정(正)의 정현반파의 전류(4a)를 흘린다. 이 때, 스위칭 소자(4A)가 오프 되면 상술한 바와 같이, 그 직류전원전압(E) 이상의 전하는 귀환 전류로서 직류전원(1)및 귀환용 다이오드(4E)를 통하여 시각 t2까지 흐른다. 시각 t2에서 다시 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 초기조건이 시각 t0와 동일한 상태로 되돌아간다.

도 4에 나타낸 1차측 환산 등가회로의 교류적인 등가회로는 도 5에 나타낸 회로가 된다. 즉 직렬공진에 관여하는 것은 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)뿐이므로, 등가적인 공진 캐패시턴스는 2Cp가 된다. 공진 인덕턴스 수단(5), 스위칭 소자(4A, 4B)를 흐르는 공진전류의 공진주파수(fr2)는, 공진 인덕턴스 수단(5)의 공진 인덕턴스(L)와 공진 캐패시턴스(2Cp)에 의한 직렬공진주파수가 된다. 저부하시의 공진 캐패시턴스는 고부하시의 공진 캐패시턴스에 비해 거의 2배가 되므로, 공진주파수(fr2)는 고부하 조건시의 공진주파수(fr1)보다 낮은 주파수(fr2<fr1)가 된다.

따라서 인버터 회로(4)의 변환 주파수(fs)를 고부하 조건시의 제1 공진주파수(fr1)가 아닌, 제2 공진주파수(fr2)에 가까운 주파수가 되도록, 스위칭 소자(4A, 4B)의 스위칭을 제어한다. 구체적인 일례로, 인버터 회로(4)의 변환 주파수(fs)는 거의 50kHz이며, 저부하시의 제2 공진주파수(fr2)가 고부하 조건시의 공진주파수(fr1)보다 낮은 주파수인 50kHz이다.

여기서, 공진 인덕턴스 수단(5)의 공진 인덕턴스(L)의 선정에 대하여 설명한다. 이상에서 설명한 바와 같이, 저부하 조건시에는 고부하 조건인 경우에 비해 공진 캐패시턴스가 거의 2배의 크기가 되기 때문에 당연히 저부하 조건시에서의 제2 공진주파수(fr2)는 고부하 조건시의 제1 공진주파수(fr1)보다 낮아져서 공진 인덕턴스(L)의 선정은 저부하 조건만으로 판단하면 된다. 즉 공진 인덕턴스 수단(5)의 공진 인덕턴스(L)는, 저부하 조건에서 1차측 공진 콘덴서의 등가 용량(2Cp)과 직렬공진하고, 또한 공진 파형의 반 사이클이 변환 주파수의 반 사이클보다 짧은 시간이 되는 값으로 하면, 스위칭 소자(4A, 4B)를 흐르는 전류는 제로에서 시작하고 제로에서 끝날 수 있어 제로 전류 스위칭을 유지할 수 있다. 시뮬레이션의 일례에서는, 등가용량(2Cp)이 100nF 이고, 직렬공진주파수를 변환 주파수와 같은 50kHz로 하여 계산하면 공진 인덕턴스(L)의 값은 101μH가 된다. 시뮬레이션에서 확인하면 실시예와 동일한 100μH의 값으로, 공진전류파형의 반 사이클이 변환 주파수의 반 사이클 10㎲ 이내에 들어간다.

따라서, 도 6의 (g)에 나타내는 종래의 하프 브릿지형 인버터 회로의 공진전류 에 비해 본 발명의 저부하 조건인 경우에서의 공진전류를 정현파형으로 개선할 수 있으며, 전력손실을 저감할 수 있다. 그리고 종래의 하프 브릿지형 인버터 회로인 경우에는, 콘덴서(4C, 4D)에 대응되는 콘덴서로써 5μF의 캐패시턴스의 콘덴서로 하고 공진 인덕턴스를 100μH로 하였다. 다른 것은 거의 동일한 조건으로 시뮬레이션을 실시하였다. 이 경우 5μF 라는 큰 캐패시턴스의 콘덴서는 거의 직류전원전압(E)의 1/2의 전압으로 유지되어 직렬공진에 기여하지 않는다. 따라서, 고부하 조건인 경우에는 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)에 상당하는 콘덴서의 캐패시턴스와 공진 인덕턴스(L)의 공진이 이루어진다. 저부하 조건에서는, 상술한 바와 같이 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)에 상당하는 콘덴서가 없는 것으로 볼 수 있기 때문에 공진을 일으키지 않는다고 간주할 수 있다.

(제2 실시형태)

다음으로, 도 7 및 도 8에 의해 본 발명에 따른 제2 실시형태에 대하여 설명한다. 도 7에 나타내는 직렬 공진형 인버터 회로가 도 1에 나타낸 회로와 다른 점은, 저부하 조건에서의 상술한 귀환 전류를 감소 또는 제로로 하기 위하여 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 각각에 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G, 4H)를 접속시킨 것이다. 따라서 이하에서는 이와 같은 다른 점에 관하여 설명한다. 도 8은 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G, 4H)를 구비한 이외는 제1 실시형태와 동일 조건으로 저부하 조건에서의 시뮬레이션을 실시하였을 때의 파형을 나타낸다. 도 8의 (a)는 공진 인덕턴스 수단(5)을 흐르는 공진전류(Ir)의 파형이며, 도 6과 마찬가지로 스위치 소자(4A)의 정(正)의 정현파 전류(4a)와 스위치 소자(4B)의 부(負)의 정현파 전류(4b)를 합성한 전류를 나타낸다. 도 8의 (b)는 1차측 공진 콘덴서(4C)의 전압파형(4c)과 1차측 공진 콘덴서(4D)의 전압파형(4d), 도 8의 (c)는 2차측 공진 콘덴서(7C)의 전압파형(7c)와 2차측 공진 콘덴서(7D)의 전압파형(7d), 도 8의 (d)는 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G)를 흐르는 전류의 파형(4g)과 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4H)를 흐르는 전류의 파형(4h)을 각각 나타낸다.

우선, 2개의 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 각각에 접속되어 있는 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G, 4H)에 대하여 설명한다. 제1 실시형태에서 기술한 바와 같이, 고부하 조건인 경우에는 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 각각에 병렬 접속된 2차측 다이오드(7E, 7F)는 항상 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전압이 역전압으로 걸리기 때문에 도통되지 않는다. 마찬가지로 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G, 4H)에도 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)의 전압이 역전압으로서 걸리므로 도통되지 않는다. 따라서, 제2 실시형태의 고부하 조건에서의 등가회로는 도 2, 도 3과 동일하고, 동작은 제1 실시형태와 동일하므로 설명을 생략한다.

그러나 저부하 조건인 경우에는, 상술한 바와 같이 다기능 정류회로(7)는 통상의 전파(全波)정류회로로서 배전압 기능이 없기 때문에 1차측 공진 콘덴서(4D)의 충전 전압이 직류전원전압(E)을 넘으면, 1차측 공진 콘덴서(4D)에 직렬 접속된 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G)가 도통되고, 한편 1차측 공진 콘덴서(4D)가 (-)극성으로 충전되도록 하면, 1차측 공진 콘덴서(4D)에 병렬 접속된 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4H)가 도통되어 도 8의 (d)에 나타내는 전류(4g, 4h)를 흘린다. 이 점에 대하여 좀더 상세하게 설명하면, 상술한 바와 같이 하여 1차측 공진 콘덴서(4D)가 충전되고 그 충전 전압이 직류전원전압(E)을 넘으면, 그 충전 전압과 직류전원전압(E)과의 차의 전압에 의해 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G)가 순(順) 바이어스되어 도통된다. 1차측 공진 콘덴서(4C)에 대해서도 동일하므로 설명을 생략한다. 그리고, 도8의 (a)에 나타낸 공진전류(Ir)의 파형 스케일은 도6의 (a)의 공진전류(Ir)의 파형 스케일보다 크게 나타내었다.

또한, 1차측 공진 콘덴서(4D)가 (-)극성으로 충전되면, 마찬가지로 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4H)가 순(順) 바이어스되어 도통된다. 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4H, 4G)를 흐르는 전류는 직입력 단자(2, 3)로 흘러 직류전원(1)으로 귀환된다. 이 때 귀환용 다이오드(4E, 4F)는 도통되지 않고 귀환 전류는 흐르지 않는다. 따라서 스위칭 소자(4A, 4B)가 오프될 때에 리커버리 전류가 귀환용 다이오드(4E, 4F)를 역방향으로 흐르는 일은 없으며 리커버리 손실은 발생하지 않는다. 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 충전 전압은 도 8의 (c)에 나타나 있는 바와 같이 거의 직류전원전압(E)으로 제한된다.

이와 같이 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G, 4H)가 없는 제1 실시형태에서는, 도 6의 (e)에 나타낸 바와 같이 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)는 직류전원전압(E)를 넘는다. 따라서, 제1 실시형태의 저부하 조건에서는 스위칭 소자(4A) 또는 스위칭 소자(4B)를 흐르는 (+)극성 또는 (-)극성의 공진 전류 다음에, 상술한 바와 같이 스위칭 소자(4B) 또는 스위칭 소자 (4A)와 역극성으로 병렬 접속된 귀환용 다이오드(4F) 또는 귀환용 다이오드(4E)를 통하여 직류전원(1)로 귀환 전류가 흐른다. 이 귀환 전류가 귀환용 다이오드(4F) 또는 귀환용 다이오드 (4E)를 통하여 흐를 때, 스위칭 소자(4A) 또는 스위칭 소자(4B)가 온 되면, 역(逆)저지 특성이 회복되지 않은 귀환용 다이오드(4F 또는 4E)를 전류가 역방향으로 흐르기 때문에 리커버리 손실, 즉 전력 손실이 발생되는 동시에, 서지(surge) 전압, 노이즈 발생 등의 문제를 야기시킨다.

그러나, 제2 실시형태에서는 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드(4G, 4H)가 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 전압을 거의 직류전원전압(E)으로 제한하고, 스위칭 소자(4A) 또는 스위칭 소자(4B)와 병렬의 귀환용 다이오드(4E) 또는 귀환용 다이오드 (4F)가 도통되어 직류전원(1)으로 귀환 전류를 흘릴 일은 없기 때문에 귀환용 다이오드(4E) 또는 귀환용 다이오드 (4F)에 기인하는 서지 전압, 노이즈가 발생되지 않는다. 따라서 제2 실시형태에서는, 원리적으로는 귀환용 다이오드(4E) 또는 귀환용 다이오드 (4F)가 필요 없다. 그리고 저부하 조건인 경우, 도 7의 교류적인 등가회로는 도 5와 동일해진다고 생각할 수 있다.

(제3 실시형태)

도 9는 2차측의 다기능 정류회로(7)에 동기 정류를 적용한 제3 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터 회로를 나타낸다. 상기 실시형태에서의 2차측의 다기능 정류회로(7)의 정류용 다이오드(7A, 7B)의 각각을 정류용 모스펫(7G, 7H)으로 대체하였다. 7I, 7J는 정류용 모스펫(7G, 7H)이 각각 가지는 내부 다이오드를 나타낸다. 제어회로(17)로부터의 게이트 신호(q), 게이트 신호(r)로 정류용 모스펫(7G)과 정류용 모스펫(7H)을 교대로 구동한다. 1차측의 인버터 회로(4)의 스위칭 소자(4A, 4B)로서 모스펫을 이용한 경우, 인버터 회로(4)의 모스펫(4A)과 다기능 정류회로(7)의 정류용 모스펫(7G)이 동일한 게이트 신호(Q)와 게이트 신호(q)로 구동되고, 인버터 회로(4)의 모스펫(4B)과 다기능 정류회로(7)의 정류용 모스펫(7H)이 동일한 게이트 신호(R)와 게이트 신호(r)로 구동된다.

이와 같은 직렬 공진형 컨버터 회로에서는, 1차측의 인버터 회로(4)의 스위치 소자가 온 될 때에 전류가 흐르는 2차측의 다기능 정류회로(7)의 다이오드를 정류용 모스펫의 내부 다이오드로 대체하고, 그 온 저항이 작으므로 전력손실을 감소시킨 것이다. 2차측의 다기능 정류회로(7)의 정류용 모스펫(7G, 7H)이 다이오드 동작을 하는 것 이외에는 도 7의 실시형태로 동일하므로 설명을 생략한다. 그리고 여기에서는 다기능 정류회로(7)의 정류용 다이오드(7A, 7B) 및 정류용 모스펫(7G, 7H)을 일방향성 소자라고 한다.

(제4 실시형태)

도 10은 제4 실시형태에 따른는 직렬 공진형 컨버터 회로를 나타낸다. 이것은 도 1에 나타낸 제1 실시형태에서의 하프 브릿지 구성의 인버터 회로(4)의 2개의 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)를 1개의 1차측 공진 콘덴서(4D)로 통합한 예이다. 다른 회로구성은 도 1의 회로구성과 거의 동일하다. 따라서 본 실시형태의 1차측 공진 콘덴서(4D)의 캐패시턴스는 도 1의 제1 실시형태의 1차측 공진 콘덴서의 거의 2개 분의 캐패시턴스를 가진다. 800W의 상술한 실시형태에서는 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스(Cp)가 각각 50nF이었기 때문에, 이와 같은 1차측 공진 콘덴서(4D)의 캐패시턴스는 거의 100nF가 된다.

제4 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터 회로에서는 고부하 조건, 저부하 조건 모두 도 1과 동일한 파형이 된다. 다만 제4 실시형태에서는 제2 실시형태와 같이 저부하 조건에서의 귀환 전류를 없애기 위하여 1차측 공진 콘덴서(4D)에 병렬로 상술한 역충전방지 겸 전압제한용의 다이오드를 접속시킬 수는 없다. 이와 같은 다이오드를 넣었을 경우 스위칭 소자(4B)가 온 된 경우에는, 도 10에서 1차측 공진 콘덴서(4D)의 우측이 (+)가 되는 극성에서 1차측 공진 콘덴서(4D)가 충전되나, 상기의 다이오드를 통하여 단락되는 문제가 발생된다. 그러나, 제4 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터 회로, 제1 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터 회로에 비해, 1차측 공진 콘덴서(4D)의 갯수를 줄여 회로구성을 간단히 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있으며 동시에 제1 실시형태에 따른 직렬 공진형 컨버터 회로와 동일한 효과도 얻을 수 있다.

(제5 실시형태)

도 11에 나타내는 제5 실시형태의 직렬 공진형 컨버터 회로는 귀환 전류의 문제를 해결하는 동시에 제4 실시형태와 마찬가지로 일방의 1차측 공진 콘덴서를 삭제할 수 있다. 제5 실시형태의 직렬 공진형 컨버터 회로는 도 7에 나타낸 직렬 공진형 컨버터 회로와 비교하면, 1차측 공진 콘덴서(4C)를 삭제한 회로구성으로 되어 있다. 이외의 회로 구성은 실질적으로 도 7의 회로구성과 동일하므로, 다른 점 및 관련되는 부분에 대하여 설명한다.

제5 실시형태의 직렬 공진형 컨버터 회로에서는 스위치 소자(4A)가 온 될 때, 트랜스(6)의 1차 권선(60A) 및 공진 인덕턴스 수단(5)을 통하여 1차측 공진 콘덴서(4D)의 도 11의 상측 단자가 (+)가 되는 극성으로 이것을 충전한다. 또한 스위치 소자(4B)가 온 될 때, 트랜스(6)의 1차 권선(60A) 및 공진 인덕턴스 수단(5)을 통하여 1차측 공진 콘덴서(4D)의 전하를 방전한다.

1차측 공진 콘덴서(4D)에 병렬인 다이오드(4H)는 1차측 공진 콘덴서(4D)가 역극성으로 충전, 다시 말하면, 도 11에서 1차측 공진 콘덴서(4D)의 상측 단자의 전압이 하측 단자의 전압보다 낮아지도록 충전되면 다이오드(4H)가 도통되고, 1차측 공진 콘덴서(4D)의 역극성 충전을 방지한다. 따라서, 제5 실시형태의 직렬 공진형 컨버터 회로는 간소한 회로구성으로 문제를 발생시키지 않고, 상술한 바와 같이 귀환용 다이오드(4E) 또는 귀환용 다이오드(4F)를 통하여 귀환 전류가 흐르지 않기 때문에 스위치 소자(4A, 4B)가 온 시에 귀환용 다이오드(4E) 또는 귀환용 다이오드(4F)에 기인하는 리커버리 손실이나 노이즈를 저감시킬 수 있는 효과를 더 얻을 수 있다. 제5 실시형태에서는 다이오드(4G)가 1차측 공진 콘덴서(4D)의 충전 전압을 제한하고, 다이오드(4H)가 1차측 공진 콘덴서(4D)의 역극성의 충전을 방지하는 기능을 한다.

이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면, 인버터 회로(4)의 변환 주파수를 거의 일정하게 유지하여 정전력 출력이 부하에 급전되고 있는 상태에서, 부하 임피던스의 변화에 의해 직류 출력전압과 직류 출력전류가 크게 변동되어도 공진 캐패시턴스가 변화됨으로써 공진주파수가 변화된다. 따라서 이러한 공진주파수의 변화가 인버터 회로(4)의 변환 주파수를 포함하는 범위에서 이루어지도록 공진 캐패시턴스, 공진 인덕턴스, 및 변환 주파수를 선정함으로써, 변환 주파수를 변경하지 않고 정전력 출력을 유지한 상태에서 공진전류 파형을 정현파로 유지, 혹은 정현파에 가깝게 할 수 있기 때문에 전력손실을 경감할 수 있다. 또한 귀환용 다이오드(4E) 또는 귀환용 다이오드(4F)에 기인하는 서지 전압, 노이즈가 발생되지 않는다.

그리고, 상기 실시형태에서는 펄스주파수 변조제어를 이용한 예를 설명하였으나, 이것은 경부하일 때나 이상이 생겼을 때 등, 혹은 요구되는 부하 전력의 변경에 대응하기 위해서이며, 원리적으로는 다른 제어 방법을 이용할 수도 있다. 예를 들면 어떤 정전력 상태에 있을 때에는 상술한 바와 같이 인버터 회로(4)의 변환 주파수를 일정하게 하고 있으므로, 통상의 부하 변동이나 입력 변동에 대해서는 조금의 펄스 폭 변조제어로 충분히 대응할 수 있다. 따라서 본 발명은 특별히 제어 방법에 의해 제한되는 것은 아니다. 또한 상술한 변환 주파수나 캐패시턴스 등의 구체적인 값은 일례이며 그들 값으로 제한되는 것은 아니다. 또한 이상에서 설명한 실시형태에서는 최선의 실시예로써, 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)를 트랜스(6)의 1차측으로 등가변환 했을 때 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)는 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)와 실질적으로 동일한 캐패시턴스를 가지는 것으로 설명하였으나, 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서(7C, 7D)를 트랜스(6)의 1차측으로 등가변환 했을 때, 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스와 동일하지 않아도 본 발명의 상술한 효과를 얻을 수 있다.

본 발명에서의 공진전류의 파형에서는 고부하 조건과 저부하 조건에서 전류 유지시간, 즉 전류가 흐르지 않는 중지 기간을 가지는 경우가 많고, 도 6의 (a), (d) 및 도 8의 (a)에 나타나 있는 바와 같이 중지 기간이 달라진다. 이와 같은 중지 기간은 전력공급 면에서 보면, 인버터 회로(4)측에서 부하(11)로 전력이 공급되지 않는 불필요한 시간이다. 따라서, 일방의 스위칭 소자의 온에 따라 흐르고 있는 공진전류가 제로가 되는 점을 검출하고, 그 시점에서 일방의 스위칭 소자의 온 신호를 차단하는 동시에, 타방의 스위칭 소자에 온 신호를 부여하여 곧바로 온 시키면, 중지 기간을 짧게 할 수 있고, 큰 전력을 효율적으로 부하에 급전할 수 있다. 주파수변조 제어를 유지하면서, 이러한 최소 정지기간 제어를 실시하면, 중지 기간이 거의 없으므로 공진전류가 정현파형에 보다 가까운 파형이 되고, 대전력을 끌어 낼 수 있을 뿐만 아니라, 노이즈의 저감도 가능하다.

본 발명의 직렬 공진형 컨버터 회로는 진공장치나 통신용 전원 등을 포함하는 일반적인 설비 장치에 적용할 수 있다.

1: 직류전원
2, 3: 직류입력단자
4: 인버터 회로
4A, 4B: 스위칭 소자
4C, 4D: 1차측 공진 콘덴서
4E, 4F: 귀환용 다이오드
4G, 4H: 다이오드
4x, 4y: 도선(導線)
5: 공진 인덕턴스 수단
6 : 트랜스
60A : 1차 권선
60B: 2차 권선
7: 다기능 정류회로
7A, 7B: 정류용 다이오드(일방향성 소자)
7C, 7D: 2차측 공진 콘덴서
7E, 7F: 2차측 다이오드
7G, 7H: 정류용 모스펫(일방향성 소자)
7I, 7J: 다이오드
7x, 7y: 도선
8, 9: 직류출력단자
10: 평활용 콘덴서
11: 부하
12: 검출 저항
13: 전류 검출기
14: 승산회로
15: 오차증폭기
16: 기준원
17: 펄스 주파수 발생 회로
18: 등가 축전지
E: 직류전원(1)의 전압(직류전원전압)
Cp: 1차측 공진 콘덴서(4C, 4D)의 캐패시턴스
Cs: 2차측 공진 콘덴서7C, 7D의 캐패시턴스
L: 공진 인덕턴스
Ir: 공진전류
Po: 직류 출력전력
fs: 인버터 회로(4)의 변환 주파수
fr: 직렬공진주파수
N: 트랜스(6)은 1차 권선 6A 에 대한 2차 권선 6B의 권수(卷數)비

Claims

직류입력전압이 인가되는 한 쌍의 직류입력단자 사이에 접속되고, 교대로 온 오프 되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자를 적어도 구비하는 인버터 회로;
상기 인버터 회로에 접속되는 1차 권선과 2차 권선을 구비하는 트랜스;
상기 트랜스의 상기 1차 권선 또는 상기 2차 권선과 직렬로 접속되는 공진 인덕턴스 수단;
상기 제1 스위칭 소자 또는 상기 제2 스위칭 소자가 온 될 때, 상기 공진 인덕턴스 수단 및 상기 트랜스의 상기 1차 권선에 직렬로 접속되는 1차측 공진 콘덴서; 및
한 쌍의 직류출력단자 사이에 서로 직렬로 접속되는 제1의 2차측 공진 콘덴서와 제2의 2차측 공진 콘덴서와, 상기 직류출력단자 사이에 서로 직렬로 접속되는 제1의 일방향성 소자와 제2의 일방향성 소자로 이루어지는 다기능정류회로, 를 포함하고
상기 제1의 2차측 공진 콘덴서와 상기 제2의 2차측 공진 콘덴서의 접속점은 상기 트랜스의 상기 2차 권선의 일단에 접속되고,
상기 제1의 일방향성 소자와 상기 제2의 일방향성 소자의 접속점은 상기 트랜스의 상기 2차 권선의 타단에 접속되고,
상기 직류출력단자 사이에 접속되는 부하가 고임피던스 일 때， 상기 다기능 정류회로가 배전압 정류회로로서 기능하는 동시에, 상기 공진 인덕턴스 수단은 상기 1차측 공진 콘덴서와 상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서와 협동하여 직렬공진하고,
상기 직류출력단자 사이에 접속되는 부하가 저임피던스일 때에는, 상기 다기능 정류회로가 전파(全波)정류회로로서 기능하는 동시에, 상기 공진 인덕턴스 수단은 상기 1차측 공진 콘덴서와 협동하여 직렬공진 하고,
광범위한 부하 임피던스에서 상기 스위칭 소자를 흐르는 전류를 정현파 형태로 하는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터 회로.
제1항에 있어서,
상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서는, 상기 트랜스의 1차측으로 등가변환 했을 때, 상기 1차측 공진 콘덴서와 실질적으로 동일한 캐패시턴스를 가지는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터 회로.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 1차측 공진 콘덴서에는 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드가 병렬 또는 직렬로 접속되고,
상기 역충전방지 겸 전압제한용 다이오드는 상기 1차측 공진 콘덴서의 충전 전압을 상기 직류입력단자 사이의 직류전원전압으로 제한하는 동시에, 상기 1차측 공진 콘덴서가 역극성으로 충전되는 것을 방지하는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터 회로.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 인버터 회로는 상기 제1 스위칭 소자에 그 극성과 역극성에 병렬로 설치되는 제1 귀환용 다이오드, 및 상기 제2 스위칭 소자에 그 극성과 역극성에 병렬로 설치되는 제2 귀환용 다이오드를 구비하는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터 회로.
제 1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1, 제2의 2차측 공진 콘덴서의 캐패시턴스보다 큰 캐패시턴스를 가지는 평활용 콘덴서가, 한 쌍의 상기 직류출력단자 사이에 접속되는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터 회로.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1, 제2 스위칭 소자는, 상기 공진 인덕턴스 수단과 상기 1차측 공진 콘덴서에서 결정되는 공진주파수보다 낮은 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터 회로.