JP7431611B2 - 電力変換装置及び電源装置 - Google Patents

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Description

本発明の一実施形態は、電力変換装置及び電源装置に関する。
ＡＣ－ＤＣコンバータやＤＣ－ＤＣコンバータ等のセル回路を複数個直列に接続したマルチセル回路に入力電圧を印加して電力変換を行う電力変換装置が提案されている。マルチセル回路を構成する各セル回路の出力端子を直列に接続して高電圧の直流電圧を生成することができる。
この種の電力変換装置では、セル回路ごとに各セル回路の出力電圧や出力電流を制御するスレーブコントローラを設けるとともに、マルチセル回路内の全セル回路の動作を安定化させるマスタコントローラを設けるのが一般的である。マスタコントローラは、各スレーブコントローラと連携しながら、各セル回路を制御しなければならず、制御が複雑になる。また、マスタコントローラを設けると、部品点数が増える上に、マスタコントローラと全セル回路とを繋ぐ配線が必要となり、配線数も増え、消費電力の増大を招き、小型化も困難になる。
上述した複数のセル回路の出力端子を並列接続すると、各出力端子の電圧が自動的にバランスする性質があるが、複数のセル回路の各出力端子を直列に接続しただけでは、各出力端子の電圧が自動的にバランスすることはなく、各セル回路の出力端子ごとに電圧振幅が異なる不安定な出力電圧が得られる。
特開２０１６－２７７７９号公報 特開２０１７－７７１１４号公報
そこで、本発明の一実施形態では、複雑な制御を要することなく、また電力損失をできるだけ少なくして、電圧振幅及び位相が揃った全波整流電圧を生成可能な電力変換装置及び電源装置を提供するものである。
上記の課題を解決するために、本発明の一実施形態によれば、第１端子及び第２端子の間に直列に接続される第１スイッチング素子及び第１インダクタと、
前記第２端子及び第３端子の間に直列に接続される前記第１インダクタ及び第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を所定の時比率で交互にオン又はオフさせるスイッチング制御部と、
前記第１端子及び前記第２端子の間に接続される第１キャパシタと、
前記第２端子及び前記第３端子の間に接続される第２キャパシタと、を備え、
前記第１端子及び前記第２端子の間に第１全波整流電圧が入力されたときに、前記第２端子及び前記第３端子の間から、前記第１全波整流電圧と同じ電圧振幅及び同じ位相の第２全波整流電圧が出力されるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のスイッチング周波数と、前記第１インダクタのインダクタンスと、前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタのキャパシタンスとが設定される、電力変換装置が提供される。
第１の実施形態による電力変換装置の回路図。 ＬとＣの設計例の特性値を示す図。 図１の電力変換装置の周波数特性を示す図。 スイッチング周波数と出力電圧の波形歪みとの対応関係を示す図。 第１スイッチング素子と第１インダクタの電流波形図。 直列共振型コンバータの効率特性の測定結果を示すグラフ。 第２の実施形態による電力変換装置の回路図。 第１インダクタを流れる電流と第２インダクタを流れる電流の電流波形図および第１スイッチング素子の電流波形図。 ＧａＮトランジスタのスイッチング損失を示すグラフ。 ｍ個の昇降圧チョッパ回路を備えた電力変換装置の回路図。 第３の実施形態による電力変換装置を備えた電源装置の回路図。 電圧バランス回路の内部構成を図６の電力変換装置と同様にした電源装置の回路図。 図１１の電力変換装置を実際に動作させた場合の各部の波形図。 電圧バランス回路を備えていない一比較例の電源装置の回路図。 図１３の電力変換装置を実際に動作させた場合の各部の波形図。 第４の実施形態による電力変換装置の回路図。
以下、図面を参照して、電力変換装置の実施形態について説明する。以下では、電力変換装置の主要な構成部分を中心に説明するが、電力変換装置には、図示又は説明されていない構成部分や機能が存在しうる。以下の説明は、図示又は説明されていない構成部分や機能を除外するものではない。
（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態による電力変換装置１の回路図である。図１の電力変換装置１は、第１スイッチング素子Ｑ１と、第２スイッチング素子Ｑ２と、第１インダクタＬ１と、第１キャパシタＣ１と、第２キャパシタＣ２と、スイッチング制御部９とを備えている。図１の電力変換装置１は、昇降圧チョッパ回路を構成している。
第１キャパシタＣ１は、第１端子ＴＬ１と第２端子ＴＬ２との間に接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１と第１インダクタＬ１は、第１端子ＴＬ１と第２端子ＴＬ２との間に直列に接続されている。第２キャパシタＣ２は、第２端子ＴＬ２と第３端子ＴＬ３との間に接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２と第１インダクタＬ１は、第２端子ＴＬ２と第３端子ＴＬ３との間に直列に接続されている。
スイッチング制御部９は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を所定の時比率で交互にオン又はオフさせる。所定の時比率とは、例えば５０％である。
第１端子ＴＬ１と第２端子ＴＬ２との間には、全波整流電圧Ｖiが入力される。第２端子ＴＬ２と第３端子ＴＬ３との間からは、全波整流電圧Ｖoが出力される。
このように、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２は、第１端子ＴＬ１と第３端子ＴＬ３との間にカスコード接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の接続ノードと第２端子ＴＬ２との間には、第１インダクタＬ１が接続されている。
第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２は、例えばパワートランジスタやＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどである。第１スイッチング素子Ｑ１はハイサイドトランジスタ、第２スイッチング素子Ｑ２はローサイドトランジスタとも呼ばれる。以下では、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２として、ＮＭＯＳトランジスタ（Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）を使用する例を説明する。
図１の第１スイッチング素子Ｑ１がオンであり第２スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、第１端子ＴＬ１から、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間と、第１インダクタＬ１を通って、第２端子ＴＬ２に電流が流れる。また、第２スイッチング素子Ｑ２がオンであり第１スイッチング素子Ｑ１がオフのとき、第２端子ＴＬ２から、第１インダクタＬ１と、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間とを通って、第２端子ＴＬ２に電流が流れる。
第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数と、第１インダクタＬ１のインダクタンスと、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の容量とを適切に設定することにより、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の時比率が５０％の場合に、第１端子ＴＬ１と第２端子ＴＬ２の間に入力される全波整流電圧Ｖiと、第２端子ＴＬ２と第３端子ＴＬ３の間から出力される全波整流電圧Ｖoとの、電圧振幅を等しくし、かつ位相も等しくすることができる。
第１スイッチング素子Ｑ１の時比率をＤとするとき、第１端子ＴＬ１と第２端子ＴＬ２の間に入力される全波整流電圧Ｖiと、第２端子ＴＬ２と第３端子ＴＬ３の間から出力される全波整流電圧Ｖoとの関係は以下の式（１）で表される。
Figure 0007431611000001
図１の電力変換装置１の伝達特性は、以下の式（２）～（４）で表される。式（２）～（４）において、第２スイッチング素子Ｑ２の時比率Ｄ’＝１－Ｄである。
Figure 0007431611000002
Figure 0007431611000003
Figure 0007431611000004
式（２）～（４）のＬとＣは以下の式（５）（６）で表される。αＩは第１インダクタＬ１（式中のＬ）を流れる電流のリプル振幅であり、βＶｏは第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２（式中のＣ）に印加される電圧のリプル振幅である。図２はＬとＣの設計例の特性値を示す図である。
Figure 0007431611000005
Figure 0007431611000006
全波整流電圧Ｖiは、高調波成分を含んでおり、全波整流電圧Ｖiの高調波成分まで含めて、損失なく電力変換するのが望ましい。実用的には、例えば第１０次の高調波成分までを、損失なく電力変換できれば、入出力される全波整流電圧Ｖi、Ｖoの電圧振幅を一致させ、かつ位相も一致させることができる。
図３は回路パラメータを図２とした場合の図１の電力変換装置１の周波数特性を示す図である。図３の上側グラフは、入力電圧Ｖiの周波数と、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの振幅比であるゲイン｜Ｖo／Ｖi｜との対応関係を示しており、図３の下側グラフは、入力電圧Ｖiの周波数と、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの位相差である位相角との対応関係を示している。
図３の上側には、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が５０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、１ＭＨｚ、３ＭＨｚの場合の入力電圧Ｖiの周波数とゲイン｜Ｖo／Ｖi｜との対応関係を示すグラフｗ１ａ、ｗ２ａ、ｗ３ａ、ｗ４ａが図示されている。また、図３の下側には、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が５０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、１ＭＨｚ、３ＭＨｚの場合の入力電圧Ｖiの周波数と位相角との対応関係を示すグラフｗ１ｂ、ｗ２ｂ、ｗ３ｂ、ｗ４ｂが図示されている。
入力電圧Ｖiが周波数５０Ｈｚの正弦波を全波整流した波形である場合、第１０次の高調波成分の周波数は５００Ｈｚである。図３からわかるように、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が高いほど、入力電圧Ｖiの周波数が高くても、ゲイン損失と位相変化は起きにくくなる。
図４はスイッチング周波数と出力電圧Ｖoの波形歪みとの対応関係を示す図である。図４の波形ｗ５は、全波整流電圧からなる入力電圧Ｖiの波形図である。波形ｗ６～ｗ９はそれぞれ、スイッチング周波数ｆsw＝５０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、１ＭＨｚ、３ＭＨｚの場合の出力電圧Ｖoの波形図である。図４の波形ｗ８，ｗ９からわかるように、スイッチング周波数ｆswが１ＭＨｚを超えると、出力電圧Ｖoに歪みが生じなくなる。すなわち、スイッチング周波数が１Ｍｚを超えると、入力電圧Ｖiの第１０次の高調波もゲイン損失と位相変化を生じさせずに、電力変換を行うことができる。
以上より、図１の電力変換装置１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を１ＭＨｚ以上に設定するのが望ましいことがわかる。
図５は第１スイッチング素子Ｑ１と第１インダクタＬ１の電流波形図である。波形ｗ１５は第１スイッチング素子Ｑ１の電流波形、波形ｗ１６は第１インダクタＬ１の電流波形を示している。図示のように、第１スイッチング素子Ｑ１には双方向に電流が流れる。第１スイッチング素子Ｑ１を流れる電流の絶対値が最大になってからゼロになるまでの期間と、その期間の間に第１スイッチング素子Ｑ１に流れた電流の絶対値との積（図５のグレイ領域）が、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の出力容量と回路浮遊容量の合計値以上になるように、第１インダクタＬ１の第１インダクタンスが設定される。
このように、第１の実施形態では、図１に示す昇降圧チョッパ回路からなる電力変換装置１に、全波整流電圧からなる入力電圧Ｖiを入力し、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を、１ＭＨｚ以上のスイッチング周波数で交互にオンさせ、かつ、第１インダクタＬ１のインダクタンスと、第１及び第２キャパシタＣ１，Ｃ２のキャパシタンスを調整することで、入力電圧Ｖiと同じ電圧振幅及び同じ位相の全波整流電圧Ｖoを出力できる。このように、本実施形態におけるスイッチング周波数は、第１全波整流電圧（入力電圧）Ｖiの第１次高調波信号から第１０次高調波信号までの高調波信号と同じ電圧振幅及び同じ位相の高調波信号を第２端子ＴＬ２及び第３端子ＴＬ３から出力可能な周波数に設定される。
図１の電力変換装置１を複数台並べて、各電力変換装置１の出力端子を直列に接続した場合には、各出力端子から出力される電圧Ｖoの電圧振幅と位相を揃えることができるため、複雑な制御を行うことなく、大きな電圧レベルの全波整流電圧を生成できる。
（第２の実施形態）
上述したように、第１の実施形態による電力変換装置１では、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を例えば１ＭＨｚ以上に高速化する必要があるが、スイッチング周波数を高くすると、電力損失が大きくなり、消費電力が増えてしまう。電力損失を小さくする一手法として、共振回路を用いたコンバータが提案されている。
図６は直列共振型コンバータの効率特性の測定結果を示すグラフである。図６を得るための直列共振型コンバータの回路構成は、K. Sano and H. Fujita, “Voltage-Balancing Circuit Based on a Resonant Switched-Capacitor Converter for Multilevel Inverters”, IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. 44, NO. 6, NOVEMBER/DECEMBER 2008.などに記載されているものである。
図６の折れ線グラフの横軸は出力電力で、縦軸は電力変換効率（右）である。縦軸の値が小さいほど、電力効率が悪いことを示している。また、棒グラフの縦軸は電力損失（左）を示している。図６に破線で示した出力電力が小さい領域、すなわち軽負荷時には出力電力に占める電力損失の割合が大きくなり、電力効率が悪くなる。
本実施形態では、複数の電源モジュールを並べて、高電圧の全波整流電圧を生成することを目標としており、提案する電力変換装置は複数電源モジュールの電圧を等しくするために複数電源モジュールの出力端子間に接続して用いることから、提案する電力変換装置を高負荷で動作させることは想定していない。そこで、本実施形態では、共振回路を備えた直列共振型コンバータは採用しないことにした。
共振回路を設ける代わりに、本実施形態による電力変換装置１ａは、スイッチング素子をソフトスイッチングさせることで、電力損失を減らす。より詳細には、電力変換装置１ａ内のインダクタに双方向の三角波電流を流して、スイッチング素子のターンオンタイミングを制御することで、スイッチング素子での電力損失を低減する。以下では、本明細書では、このような制御を、三角波電流モード（ＴＣＭ：Triangular Current Mode）と呼ぶ。
図７は第２の実施形態による電力変換装置１ａの回路図である。図７の電力変換装置１ａは、図１と同様に、第１端子ＴＬ１と第２端子ＴＬ２との間に直列に接続された第１スイッチング素子Ｑ１と第１インダクタＬ１を有するとともに、第２端子ＴＬ２と第３端子ＴＬ３との間に直列に接続された第１インダクタＬ１と第２スイッチング素子Ｑ２を有する。これに加えて、図７の電力変換装置１ａは、第１端子ＴＬ１と第２端子ＴＬ２との間に直列に接続された第３スイッチング素子Ｑ３と第２インダクタＬ２とを有するとともに、第２端子ＴＬ２と第３端子ＴＬ３との間に直列に接続された第２インダクタＬ２と第４スイッチング素子とを有する。
このように、図７の電力変換装置１ａは、第１端子ＴＬ１と第３端子ＴＬ３の間にカスコード接続された第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、同じく第１端子ＴＬ１と第３端子ＴＬ３の間にカスコード接続された第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の接続ノードと第２端子ＴＬ２との間に接続された第１インダクタＬ１と、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４の接続ノードと第２端子ＴＬ２との間に接続された第２インダクタＬ２とを有する。
スイッチング制御部９は、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフを制御する。より具体的には、スイッチング制御部９は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４がともにオンする期間内に第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３がともにオフし、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４がともにオフする期間内に第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３がともにオンするように、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン又はオフを制御する。
第１端子ＴＬ１及び第２端子ＴＬ２の間に第１全波整流電圧が入力されたときに、第２端子ＴＬ２及び第３端子ＴＬ３の間から、第１全波整流電圧と同一の電圧振幅で、かつ同一の位相を持つ第２全波整流電圧が出力されるように、第１乃至第４スイッチング素子Ｑ４のスイッチング周波数と、第１及び第２インダクタＬ２のインダクタンスと、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２のキャパシタンスとが設定される。
図７の電力変換装置１ａでは、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４が同時にオン又はオフし、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３が同時にオン又はオフする。第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４が同時にオンする期間内は、第１端子ＴＬ１→第１スイッチング素子Ｑ１→第１インダクタＬ１→第２端子ＴＬ２の順に電流が流れる。また、第２端子ＴＬ２→第２インダクタＬ２→第４スイッチング素子Ｑ４→第３端子ＴＬ３の順に電流が流れる。
第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３が同時にオンする期間内は、第１端子ＴＬ１→第３スイッチング素子Ｑ３→第２インダクタＬ２→第２端子ＴＬ２の順に電流が流れる。また、第２端子ＴＬ２→第１インダクタＬ１→第２スイッチング素子Ｑ２→第３端子ＴＬ３の順に電流が流れる。
スイッチング制御部９は、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のソフトスイッチングを行う。より具体的には、スイッチング制御部９は、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２に双方向の電流が流れるようにし、第１インダクタＬ１又は第２インダクタＬ２から第２端子ＴＬ２に流れる電流が最小（負の最大値）のときに、第１及び第４スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン指令、又は第２及び第３スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン指令を出す。
図８は第１インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１と第２インダクタＬ２を流れる電流ＩＬ２の電流波形ｗ１０，ｗ１１を示す図、及び第１スイッチング素子Ｑ１の電流波形図である。図８に示すように、電流ＩＬ１と電流ＩＬ２は、位相が反転しており、電流ＩＬ１と電流ＩＬ２は、正方向から負方向まで一定周期で線形に電流値が変化する三角波電流である。図８では、電流ＩＬ１と電流ＩＬ２が第２端子ＴＬ２側に流れる方向を正方向、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４側に流れる方向を負方向としている。
図８の下側には、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がターンオン及びターンオフするタイミングを丸印で示している。図示のように、スイッチング制御部９は、電流ＩＬ１（Ｌ１からＴＬ２に向かう方向を正）が負方向の最大値のときに第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４がターンオンする指令を出し、電流ＩＬ１が正方向の最大値のときに第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３がターンオンする指令を出す。
このように、スイッチング制御部９は、第１インダクタＬ１又は第２インダクタＬ２から第２端子ＴＬ２側に電流が流れている最中に、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４、又は第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をターンオンする指令を出す。第２端子ＴＬ２から第１インダクタＬ１または第２インダクタＬ２に電流を流している間は電力を回生する期間であり、この期間内に第１スイッチング素子Ｑ１または第３スイッチング素子Ｑ３をターンオンすることで、電力損失を抑制できる。
第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、ＧａＮトランジスタを用いる場合、ＧａＮトランジスタはターンオン時の電力損失が本来的に大きく、ターンオフ時の電力損失が本来的に小さいため、本実施形態によるスイッチング制御を行うことで、電力損失を大幅に抑制できる。
図９はＧａＮトランジスタのスイッチング損失を示すグラフである。図９はZ. Liu, F. C. Lee, Q. Li and Y. Yang, “Design of GaN-Based MHz Totem-Pole PFC Rectifier”, IEEE JOURNAL OF EMERGING AND SELECTED TOPICS IN POWER ELECTRONICS, VOL. 4, NO. 3, SEPTEMBER 2016から引用したものである。
図９の横軸は電流（Ａ）、縦軸は電力損失（μＪ）である。図９には、３種類のＧａＮトランジスタのスイッチング損失波形ｗ１２～ｗ１４が図示されている。波形ｗ１２～ｗ１４は、各ＧａＮトランジスタがターンオンするときの電力損失を示している。図９から、どのタイプのＧａＮトランジスタも、ターンオン時のスイッチング損失が大きく、ターンオフ時のスイッチング損失が小さいことがわかる。よって、本実施形態によるスイッチング制御を行うことで、本来的に電力損失が大きいＧａＮトランジスタの電力損失を抑制できる。
図７の電力変換装置１ａは、合計４個のスイッチング素子を備えているが、６個以上のスイッチング素子を設けてもよい。
図１０は図７と同様の回路構成を有するｎ個（ｎは２以上の整数）の昇降圧チョッパ回路を備えた電力変換装置１ｂの回路図である。図１０の各チョッパ回路は、第１端子ＴＬ１及び第３端子ＴＬ３の間にカスコード接続される２つのスイッチング素子と、これら２つのスイッチング素子の接続ノードと前記第２端子ＴＬ２との間に接続されるインダクタとを有する。
図１０の例では、第１端子ＴＬ１と第３端子ＴＬ３の間にカスコード接続される２つのスイッチング素子を一組とするｎ組のスイッチング素子を備えている。チョッパ回路の数を増やすことで、よりきめ細やかにソフトスイッチングを行うことができる。
このように、第２の実施形態では、各スイッチング素子のオン／オフ切替をソフトスイッチングにて行うため、電力損失を低減することができる。
（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第１又は第２の実施形態による電力変換装置１、１ａ又は１ｂを、全波整流電圧を出力する電源モジュールに組み込むものである。
図１１は第３の実施形態による電力変換装置１を備えた電源装置１１の回路図である。なお、図１１の電源装置は、図１と同様の構成の電力変換装置１を備えているが、図７の電力変換装置１ａ又は図１０の電力変換装置１ｂを備えていてもよい。図１１の電源装置１１は、交流入力電圧が入力される第１入力端子ＩＴＬ１及び第２入力端子ＩＴＬ２と、ｎ個（ｎは２以上の整数）のＡＣ－ＤＣコンバータ２と、（ｎ―１）個の電圧バランス回路３とを備えている。図１１の電源装置１１は、ＩＳＯＳ（Input Series Output Series）マルチセルコンバータを構成している。
第１入力端子ＩＴＬ１及び第２入力端子ＩＴＬ２には、例えば数百ボルト～数千ボルトの交流入力電圧が入力される。
ｎ個のＡＣ－ＤＣコンバータ２の各入力端子は、第１入力端子ＩＴＬ１及び第２入力端子ＩＴＬ２に直列に接続されている。よって、各ＡＣ－ＤＣコンバータ２には、交流入力電圧の１／ｎ倍の電圧振幅の分圧電圧が入力される。ＡＣ－ＤＣコンバータ２は、入力された分圧電圧を全波整流電圧に変換して、出力端子から出力する。
各ＡＣ－ＤＣコンバータ２は、全波整流回路４と、ＤＣ－ＤＣコンバータ５とを有する。全波整流回路４は、４つのスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を有する。スイッチング素子Ｑ１１及びスイッチング素子Ｑ１３と、スイッチング素子Ｑ１２及びスイッチング素子Ｑ１４とを交互にオンすることで、交流入力電圧を全波整流電圧に変換する。
ＤＣ－ＤＣコンバータ５は、電気的に互いに絶縁されている一次側回路６と二次側回路７を有する。一次側回路６は、第１端子ＴＬｘ１及び第２端子ＴＬｙ１の間にカスコード接続される２つのスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６と、キャパシタＣ１１と、スイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６間の接続ノードとスイッチング素子Ｑ１６のソースとの間に直列に接続される２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２と、キャパシタＣ１２とを有する。二次側回路７は、インダクタＬ１２と磁気結合されるインダクタＬ１３と、全波整流回路８と、キャパシタＣ１３とを有する。
ｎ個のＡＣ－ＤＣコンバータ２の各出力端子うち、隣り合う２個のＡＣ－ＤＣコンバータ２の２組の出力端子に１個の割合で、電圧バランス回路３が接続されている。よって、ｎ個のＡＣ－ＤＣコンバータ２に対して、（ｎ―１）個の電圧バランス回路３が設けられている。電圧バランス回路３は、図１又は図７又は図１０の電力変換装置１又は１ａ又は１ｂと同様の回路構成を有する。
ｎ個のＡＣ－ＤＣコンバータ２だけでは、仮に各ＡＣ－ＤＣコンバータ２の内部構成を同じに設計したとしても、キャパシタＣ１３の容量値のばらつき等により、必ずしもＡＣ－ＤＣコンバータ２から出力される全波整流電圧の電圧振幅や位相が一致しない。そこで、ｎ個のＡＣ－ＤＣコンバータ２から出力されたｎ個の全波整流電圧の電圧振幅を一致させ、位相も一致させるために、（ｎ－１）個の電圧バランス回路３が設けられている。
図１１の電圧バランス回路３は、図１の電力変換装置１と同じ回路構成を備えているが、後述するように、図７の電力変換装置１ａ又は図１０の電力変換装置１ｂと同じ回路構成にしてもよい。以下では、隣り合う２個のＡＣ－ＤＣコンバータ２のうち、一方のＡＣ－ＤＣコンバータ２の出力端子をＯＵＴ１，ＯＵＴ２とし、他方のＡＣ－ＤＣコンバータ２の出力端子をＯＵＴ２，ＯＵＴ３とする。
電圧バランス回路３内の第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２は、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ３の間にカスコード接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の接続ノードと出力端子ＯＵＴ２との間には、第１インダクタＬ１が接続されている。
図１１のような電圧バランス回路３を設けて、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を所定の時比率（例えば５０％）でオン／オフさせることで、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２間の電圧Ｖo1と、出力端子ＯＵＴ２，ＯＵＴ３間の電圧Ｖo2の電圧振幅を一致させ、かつ位相を一致させることができる。よって、ｎ個のＡＣ―ＤＣコンバータ２を有する第３の実施形態の出力電圧Ｖoutは、ｎ個のＡＣ―ＤＣコンバータ２の出力電圧である電圧Ｖo1、Ｖo2、…Ｖonを足し合わせた全波整流電圧になる。
図１１の電圧バランス回路３では、上述したように、ＡＣ－ＤＣコンバータ２から出力される全波整流電圧の第１０次高調波電圧までの電力変換を行えるように、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を１ＭＨｚ程度まで高速化する必要があり、電力損失が大きくなる。そこで、電力バランス回路の内部構成を図７の電力変換装置１ａと同様にして、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２をソフトスイッチングするのが望ましい。
図１２は電圧バランス回路３ａの内部構成を図７の電力変換装置１ａと同様にした電源装置１１ａの回路図である。図１２の電圧バランス回路３ａ内の第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２は、ＡＣ－ＤＣコンバータ２の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ３の間にカスコード接続されている。同様に、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４も、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ３の間にカスコード接続されている。第１インダクタＬ１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の接続ノードと出力端子ＯＵＴ２の間に接続されている。第２インダクタＬ２は、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の接続ノードと出力端子ＯＵＴ２の間に接続されている。
図１２の電圧バランス回路３ａは、図８で説明したように、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２に流れる電流が三角波となるように、三角波電流モードで駆動される。これにより、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をソフトスイッチングさせることができ、電力損失を抑制できる。
本発明者は、図１２の電源装置１１ａに２０オームの負荷１０を接続した状態で、実際に動作させる実験を行った。図１３は図１２の電源装置１１ａを実際に動作させた場合の各部の波形図である。図１３には、図１２の電源装置１１ａの出力電圧Ｖoutの波形ｗ２３と、電圧バランス回路３ａの入力電圧Ｖo1の波形ｗ２１と、電圧バランス回路３ａの出力電圧Ｖo2の波形ｗ２２と、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２の接続点から出力端子ＯＵＴ２に流れる電流ＩＬの波形ｗ２６と、第１インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１の波形ｗ２４と、第２インダクタＬ２を流れる電流ＩＬ２の波形ｗ２５が図示されている。また、電流ＩＬ１とＩＬ２の拡大波形図も図示されている。
図１３からわかるように、ＡＣ－ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖo1とＶo2の電圧振幅はほぼ一致し、位相もほぼ一致している。
本発明者は、図１２の電源装置１１ａから電圧バランス回路３ａを省略した回路構成の電源装置１１ｂについても、同様に２０オームの負荷１０を接続した状態で、実際に動作させる実験を行った。図１４は、比較実験に用いた、電圧バランス回路３ａを備えていない一比較例の電源装置１１ｂの回路図である。電圧バランス回路３ａが省略されている他は図１２の電源装置１１ａと同様に構成されている。
図１５は図１４の電源装置１１ｂを実際に動作させた場合の各部の波形図である。図１５には、ＡＣ－ＤＣコンバータ２の入力電圧Ｖinの波形ｗ３３と、ＡＣ－ＤＣコンバータ２の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２間の出力電圧Ｖo1の波形ｗ３１と、出力端子ＯＵＴ２，ＯＵＴ３間の出力電圧Ｖo2の波形ｗ３２と、負荷電流の波形ｗ３４とが図示されている。
図１５からわかるように、電圧バランス回路３又は３ａを備えていない場合、ＡＣ－ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖo1、Ｖo2の電圧振幅が一致しないため、電源装置１１ｂの動作が不安定になる。
このように、第１及び第２の実施形態で説明した電力変換装置１、１ａ又は１ｂは、複数のＡＣ－ＤＣコンバータ２の後段側に設けられる電圧バランス回路３又は３ａに適用することができる。これにより、複数のＡＣ－ＤＣコンバータ２の各入力端子を直列に接続し、各出力端子も直列に接続する場合に、各出力端子から出力される電圧の振幅を一致させ、かつ位相も一致させることができる。
例えば複数のＡＣ－ＤＣコンバータ２を並べて、複数のＡＣ－ＤＣコンバータ２の入力端子を直列接続するとともに、出力端子も直列接続したときに、そのままだと、各出力端子から出力される全波整流電圧の電圧振幅や位相にばらつきが生じるが、各出力端子に上述した電圧バランス回路３又は３ａを接続することで、各出力端子から出力される全波整流電圧の電圧振幅を一致させ、かつ位相も一致させることができる。これにより、複数のＡＣ－ＤＣコンバータ２を並べて、各出力端子を直列接続することで、高電圧の全波整流電圧を生成できる。
（第４の実施形態）
第４の実施形態による電力変換装置１ｃは、絶縁型の構成を備えている。
図１６は第４の実施形態による電力変換装置１ｃの回路図である。図１６の電力変換装置１ｃの上側は、ＡＣ－ＤＣコンバータ等の一次側回路１２の構成を示している。一次側回路１２は、図１６の下側の二次側回路１３と電気的に絶縁された状態で磁気結合している。一次側回路１２と二次側回路１３は、第１乃至第６スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６と、第１乃至第３インダクタＬ２１～Ｌ２３とキャパシタＣ１４を有する。
第１端子ＴＬ２１及び第２端子ＴＬ２２の間には、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第２スイッチング素子Ｑ２２がカスコード接続されている。同様に、第１端子ＴＬ２１及び第２端子ＴＬ２２の間には、第３スイッチング素子Ｑ２３及び第４スイッチング素子Ｑ２４がカスコード接続されている。第１スイッチング素子Ｑ２１及び第２スイッチング素子Ｑ２２の接続ノードと、第３スイッチング素子Ｑ２３及び第４スイッチング素子Ｑ２４の接続ノードとの間には、第１インダクタＬ２１が接続されている。
第２端子ＴＬ２２及び第３端子ＴＬ２３の間には、第５スイッチング素子Ｑ２５及び第６スイッチング素子Ｑ２６がカスコード接続されている。第５スイッチング素子Ｑ２５及び第６スイッチング素子Ｑ２６の接続ノードと、第３端子ＴＬ２３との間には、第２インダクタＬ２２及び第３インダクタＬ２３が直列に接続されている。第１インダクタＬ２１及び第３インダクタＬ２３は、磁気結合している。
第１乃至第６スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６のオン又はオフ制御は、スイッチング制御部９にて行われる。スイッチング制御部９は、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４を、同期してオン又はオフする。同様に、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３を、同期してオン又はオフする。スイッチング制御部９は、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をオンしている間に、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をオフし、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をオフしている間に、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をオンする制御を行う。また、スイッチング制御部９は、第５スイッチング素子Ｑ２５と第６スイッチング素子Ｑ２６の一方をオンして、他方をオフする制御を行う。スイッチング制御部９は、第５スイッチング素子Ｑ２５と第６スイッチング素子Ｑ２６のオン／オフ制御を、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフ制御に同期して行う。
第１端子ＴＬ２１及び第２端子ＴＬ２２の間には、全波整流電圧が入力される。第２端子ＴＬ２２及び第３端子ＴＬ２３の間からは、第１端子ＴＬ２１及び第２端子ＴＬ２２の間に入力された全波整流電圧と同じ電圧振幅で、かつ同じ位相の全波整流電圧が出力される。
第１の実施形態と同様に、第１端子ＴＬ２１と第２端子ＴＬ２２の間に入力される全波整流電圧の第１０次高調波まで電力変換を行えるように、第１～第６スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６のスイッチング周波数が高速化される。このため、第２の実施形態と同様に、第１～第６スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６をソフトスイッチングしてもよい。
このように、絶縁型の電力変換装置１ｃであっても、入力された全波整流電圧と同じ電圧振幅で同じ位相の全波整流電圧を出力できる。
本開示の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではなく、当業者が想到しうる種々の変形も含むものであり、本開示の効果も上述した内容に限定されない。すなわち、特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本開示の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。
１ 電力変換装置、２ ＡＣ－ＤＣコンバータ、３ 電圧バランス回路、４ 全波整流回路、５ ＤＣ－ＤＣコンバータ、６ 一次側回路、７ 二次側回路、９ スイッチング制御部、１０ 負荷、１１，１１ａ 電源装置、１２ 一次側回路、１３ 二次側回路

Claims (8)

  1. 第１端子及び第２端子の間に直列に接続される第１スイッチング素子及び第１インダクタと、
    前記第２端子及び第３端子の間に直列に接続される前記第１インダクタ及び第２スイッチング素子と、
    前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を所定の時比率で交互にオン又はオフさせるスイッチング制御部と、
    前記第１端子及び前記第２端子の間に接続される第１キャパシタと、
    前記第２端子及び前記第３端子の間に接続される第２キャパシタと、を備え、
    前記第１端子及び前記第２端子の間に第１全波整流電圧が入力されたときに、前記第２端子及び前記第３端子の間から、前記第１全波整流電圧と同じ電圧振幅及び同じ位相の第２全波整流電圧が出力されるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のスイッチング周波数と、前記第１インダクタのインダクタンスと、前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタのキャパシタンスとが設定される、電力変換装置。
  2. 前記スイッチング周波数は、前記第１全波整流電圧の第１次高調波信号から第１０次高調波信号までの高調波信号と同じ電圧振幅及び同じ位相の高調波信号を前記第２端子及び前記第３端子から出力可能な周波数である、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記所定の時比率は、５０％である、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 前記第１端子及び前記第２端子の間に直列に接続される第３スイッチング素子及び第２インダクタと、
    前記第２端子及び前記第３端子の間に直列に接続される第４スイッチング素子及び前記第２インダクタと、を有し、
    前記スイッチング制御部は、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子がともにオンする期間内に前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子がともにオフし、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子がともにオフする期間内に前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子がともにオンするように、前記第１乃至第４スイッチング素子のオン又はオフを制御する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１端子及び前記第２端子の間に前記第１全波整流電圧が入力されたときに、前記第２端子及び前記第３端子の間から、前記第１全波整流電圧と同一の電圧振幅で、かつ同一の位相を持つ前記第２全波整流電圧が出力されるように、前記第１乃至第４スイッチング素子のスイッチング周波数と、前記第１及び第２インダクタのインダクタンスと、前記第１キャパシタ及び第２キャパシタのキャパシタンスとが設定される、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１インダクタ及び前記第２インダクタには双方向かつ逆位相の電流が流れ、
    前記スイッチング制御部は、前記第１インダクタから前記第２端子に流れる電流が最小のときに前記第１及び第４スイッチング素子のオン指令、又は前記第２インダクタから前記第２端子に流れる電流が最小のときに前記第２及び前記第３スイッチング素子のオン指令を出す、請求項４又は５に記載の電力変換装置。
  7. 第１端子及び第２端子の間にカスコード接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
    前記第１端子及び前記第２端子の間にカスコード接続される第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子と、
    前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続ノードと、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の接続ノードとの間に接続される第１インダクタと、
    前記第２端子及び第３端子の間にカスコード接続される第５スイッチング素子及び第６スイッチング素子と、
    前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子の接続ノードと、前記第３端子との間に直列に接続される第２インダクタ、第３インダクタ及び第１キャパシタと、
    前記第１端子及び前記第２端子の間に接続される第２キャパシタと、
    前記第２端子及び前記第３端子の間に接続される第３キャパシタと、
    前記第１乃至第６スイッチング素子を所定の時比率でオン又はオフさせるスイッチング制御部と、を備え、
    前記第１インダクタ及び前記第３インダクタは磁気結合しており、
    前記第１端子及び前記第２端子の間に第１全波整流電圧が入力されたときに、前記第２端子及び前記第３端子の間から、前記第１全波整流電圧と同じ電圧振幅及び同じ位相の第２全波整流電圧が出力されるように、前記第１乃至第６スイッチング素子のスイッチング周波数と、前記第１乃至第３インダクタのインダクタンスと、前記第１乃至第３キャパシタのキャパシタンスとが設定される、電力変換装置。
  8. 前記スイッチング制御部は、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオンしている間に前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をオフし、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオフしている間に前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をオンし、前記第１乃至第４スイッチング素子のオン又はオフに同期して、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子を交互にオンする、請求項７に記載の電力変換装置。
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